CN111900755A - 双向ac/dc变换器的功率控制与电流谐波补偿方法 - Google Patents

双向ac/dc变换器的功率控制与电流谐波补偿方法 Download PDF

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Abstract

双向AC/DC变换器的功率控制与电流谐波补偿方法，涉及电力电子变换器控制技术领域。本发明是为了解决在双向AC/DC变换器进行模式切换或不同象限运行状态切换时，电流相位变换控制方式受限，无法实现快速动态响应的问题。本发明利用双向AC/DC变换器采集当前时刻变换器交流侧电压电流；利用快速锁频环分别计算电压输出值、电流轴输出值和电流频率估计值，瞬时有功和无功功率；进而获得电流内环参考信号，并对变换器下一时刻的功率进行控制；利用电流内环参考信号、电流和电流频率估计值对下一时刻变换器的电流谐波进行补偿。适用于双向AC/DC变换器控制领域。

Description

双向AC/DC变换器的功率控制与电流谐波补偿方法
技术领域
本发明属于电力电子变换器控制技术领域。
背景技术
随着各类可再生能源发电技术和电力线载波通信技术的发展，能源路由器在集成信息传递与新能源发电形式并网等领域开始发挥越来越重要的作用。双向AC/DC变换器作为能源路由器直流母线和交流母线之间“沟通”的桥梁，在有功、无功功率控制以及电流谐波治理等方面起到至关重要的作用。然而，由于可再生能源的间歇性、波动性以及接入电能路由器中各类接入的非线性负载的复杂性和未知性，使得双向AC/DC变换器在功率控制和谐波治理等方面的表现收到限制，严重制约了能源路由器和双向AC/DC变换器的大规模生产和使用。
为了解决双向AC/DC变换器在能源路由器应用中所遇到的难题，现有技术中提出了静止坐标系下，采用外环功率控制和内环谐波补偿的控制策略。功率外环通过正交信号发生器实时计算瞬时功率；电流内环采用锁频环为电流内环谐波补偿器提供频率信息，从而实现了控制直流母线和交流母线之间能量的双向流动以及提升供电电能质量的合理配合运行，并且还有效的解决了由于接入的可再生发电形式功率波动以及网侧频率波动引起的电流谐波补偿不准确等问题。
目前所提出的功率控制和谐波补偿控制策略更多的在稳态下有良好的表现，而对于双向AC/DC变换器进行模式切换、不同象限运行状态切换等场合，由于电流相位变换使得所提出的控制策略表现大打折扣，需要进一步探索能够实现快速动态响应的双向AC/DC变换器控制策略。
发明内容
本发明是为了解决在双向AC/DC变换器进行模式切换或不同象限运行状态切换时，电流相位变换控制方式受限，无法实现快速动态响应的问题，现提供双向AC/DC变换器的功率控制与电流谐波补偿方法。
双向AC/DC变换器的功率控制与电流谐波补偿方法，包括以下步骤：
步骤一：将双向AC/DC变换器跨接在直流母线和交流母线之间，采集当前时刻双向AC/DC变换器交流侧的电压vg和电流ig；
步骤二：利用快速锁频环分别计算电压vg的α、β轴输出值
Figure BDA0002622925740000011
电流ig的α、β轴输出值
Figure BDA0002622925740000021
和电流频率估计值
Figure BDA0002622925740000022
步骤三：分别计算瞬时有功功率P和瞬时无功功率Q；
步骤四：利用瞬时有功功率P和瞬时无功功率Q计算电流内环参考信号
Figure BDA0002622925740000023
并利用该电流内环参考信号
Figure BDA0002622925740000024
对双向AC/DC变换器下一时刻的功率进行控制；
步骤五：利用电流内环参考信号
Figure BDA0002622925740000025
电流ig和电流频率估计值
Figure BDA0002622925740000026
对下一时刻双向AC/DC变换器的电流谐波进行补偿。
进一步的，在上述步骤之后还包括步骤六：
利用电流内环参考信号
Figure BDA0002622925740000027
电流ig和电流频率估计值
Figure BDA0002622925740000028
对电流谐波进行补偿并获得调制波信号，PWM信号发生器根据该调制波信号获得双向AC/DC变换器开关管的控制信号，利用该控制信号控制双向AC/DC变换器，实现双向AC/DC变换器的闭环控制。
进一步的，上述步骤二中所述快速锁频环包括：基于二阶广义积分器的前置滤波器和锁频环，
设二阶广义积分器的前置滤波器当前是时刻的输入信号为k，二阶广义积分器的前置滤波器输出信号为α轴输出值
Figure BDA0002622925740000029
和β轴输出值
Figure BDA00026229257400000210
Figure BDA00026229257400000211
Figure BDA00026229257400000212
其中，
Figure BDA00026229257400000213
Figure BDA00026229257400000214
和
Figure BDA00026229257400000215
分别为上一时刻前置滤波器α轴和β轴输出值，
Figure BDA00026229257400000216
为上一时刻锁频环输出的频率估计值，k1为前置滤波器系数；
锁频环输出信号为α轴输出值
Figure BDA00026229257400000217
α轴输出值
Figure BDA00026229257400000218
以及电流频率估计值
Figure BDA00026229257400000219
Figure BDA00026229257400000220
Figure BDA00026229257400000221
Figure BDA00026229257400000222
其中，
Figure BDA00026229257400000223
Figure BDA00026229257400000224
和
Figure BDA00026229257400000225
分别为上一时刻锁频环α轴和β轴输出值，k2为锁频环系数，
Figure BDA00026229257400000226
λ和γ均为正实数。
进一步的，当二阶广义积分器的前置滤波器当前时刻输入信号k为电流ig时，二阶广义积分器的前置滤波器输出信号为α轴电流输出值
Figure BDA0002622925740000031
和β轴电流输出值
Figure BDA0002622925740000032
锁频环输出信号为电流ig的α轴电流输出值
Figure BDA0002622925740000033
β轴电流输出值
Figure BDA0002622925740000034
和电流频率估计值
Figure BDA0002622925740000035
当二阶广义积分器的前置滤波器当前时刻输入信号k为电压vg时，二阶广义积分器的前置滤波器输出信号为α轴电压输出值
Figure BDA0002622925740000036
和β轴电压输出值
Figure BDA0002622925740000037
锁频环输出信号为α轴电压输出值
Figure BDA0002622925740000038
和β轴电压输出值
Figure BDA0002622925740000039
进一步的，上述步骤三中，根据下式分别计算瞬时有功功率P和瞬时无功功率Q：
Figure BDA00026229257400000310
进一步的，上述步骤四中，利用下式计算电流内环参考信号
Figure BDA00026229257400000311
Figure BDA00026229257400000312
Figure BDA00026229257400000313
其中，P*和Q*分别为来自能源路由器控制中心的有功功率指令信号和无功功率指令信号，
Figure BDA00026229257400000314
和
Figure BDA00026229257400000315
分别为电流内环的α轴和β轴参考信号，
Figure BDA00026229257400000316
为有功功率控制器的传递函数，
Figure BDA00026229257400000317
为无功功率控制器的传递函数，kp1和kp2分别为有功和无功功率控制器比例参数，ki1和ki2分别为有功和无功功率控制器积分参数，s为复频域拉普拉斯算子。
进一步的，上述双向AC/DC变换器包括：MOS管S1、MOS管S2、MOS管S3、MOS管S4和电容C，
MOS管S1的集电极、MOS管S3的集电极和电容C的一端相连并与直流电源正极相连，MOS管S2的发射极、MOS管S4的发射极和电容C的另一端相连并与直流电源负极相连，
MOS管S1的发射极和MOS管S2的集电极相连并作为双向AC/DC变换器的一个交流电源连接端，该连接端与交流电源之间串联有滤波电感Ls，MOS管S3的发射极和MOS管S4的集电极相连并作为双向AC/DC变换器的另一个交流电源连接端，
MOS管S1、MOS管S2、MOS管S3、MOS管S4均反并联有一个二极管。
相比于传统的双向AC/DC变换器及其控制方法，本发明中提出的双向AC/DC变换器的功率控制与电流谐波补偿方法优势表现在：
1、双向AC/DC变换器采用单相全桥变换器作为主电路拓扑，具有控制简单、易实现四象限运行等优点，并且容易实现多个全桥变换器的串并联，具有良好的可扩展性；
2、双向AC/DC变换器采用外环功率控制与内环谐波补偿控制器结合的形式，提升供电电能质量，提高了系统的运行稳定性；另一方面保护了电能路由器内部其他设备的安全，提升设备使用寿命；
3、利用快速锁频环的对输入信号相位跳变的抑制能力，实现对双向AC/DC变换器在四象限运行模式切换时引起的电流相位跳变时的快速锁频，从而能够使得双向AC/DC变换器能够根据能源路由器对各个端口运行状态变化而实现不同性质功率传输的要求，增强了能源路由器的响应速度，使得系统具有良好的自适应性。
附图说明
图1为家庭能源路由器的拓扑结构图；
图2为双向AC/DC变换器的拓扑结构图；
图3为快速锁频环的结构图，其中，以电压vg作为输入信号为例；
图4为双向AC/DC变换器的功率控制与电流谐波补偿方法的控制框图；
图5为双向AC/DC变换器的功率控制与电流谐波补偿方法的流程图；
图6为电流内环特定谐波补偿控制框图；
图7为能源路由器用双向AC/DC变换器四象限运行快速切换实现流程图。
具体实施方式
图1所示为家庭能源路由器拓扑结构，核心为一条220V交流母线和一条360V直流母线，能源路由器中主要由可再生能源系统端口(主要接入微型风力发电机和光伏发电阵列)、混合储能系统端口(主要接入超级电容和铅酸蓄电池)、负载端口、家用电动汽车充电端口以及各类电力电子变换器(AC/DC变换器、DC/AC变换器、DC/DC变换器)构成。图中实线表示能量流动的通道，虚线表示信息流动的通道。在能源路由器的重要端口设置工况智能感知模块P实现对端口状态的监测，在每个变换器的两端跨接有信号耦合器C，实现电信号与通信信号的耦合，实现能量与信息一体化传输。智能感知模块的感知信息通过电力线载波通信的方式经通信模块转换传送至控制模块，控制模块通过综合各个节点信息，制定相应的能量路由策略，并按照同样的通信方式经通信模块传送至各个变换器通信节点实现对变换器的控制以及对接入设备等的智能接入、断开和隔离。其中，双向AC/DC变换器跨接在直流母线与电网之间，起到控制能源路由器与电网间能量双向流动以及提高输出电能质量的作用。
具体实施方式一：参照图2至图7具体说明本实施方式，本实施方式是一种双向AC/DC变换器的功率控制与电流谐波补偿方法。
图2所示为采用的单相全桥型双向AC/DC变换器拓扑结构。双向AC/DC变换器包括：MOS管S1、MOS管S2、MOS管S3、MOS管S4和电容C。S1～S4均为碳化硅MOS管。
MOS管S1的集电极、MOS管S3的集电极和电容C的一端相连并与直流电源正极相连，MOS管S2的发射极、MOS管S4的发射极和电容C的另一端相连并与直流电源负极相连，MOS管S1的发射极和MOS管S2的集电极相连并作为双向AC/DC变换器的一个交流电源连接端，该连接端与交流电源之间串联有滤波电感Ls，MOS管S3的发射极和MOS管S4的集电极相连并作为双向AC/DC变换器的另一个交流电源连接端，MOS管S1、MOS管S2、MOS管S3、MOS管S4均反并联有一个二极管。
上述双向AC/DC变换器交流侧es接入220V交流电网，直流侧接电容C用来吸收直流母线上的能量纹波，经过滤波后的直流侧接入360V直流母线，采用单相全桥拓扑结构的优势在于：能够方便的实现能量的双向流动，同时能够控制有功功率与无功功率的传输，实现四象限运行，满足直流母线和交流母线之间能量传输的要求。因此有如下步骤：
步骤一：将双向AC/DC变换器跨接在直流母线和交流母线之间，采集当前时刻双向AC/DC变换器交流侧的电压vg和电流ig。
图3所示为快速锁频环结构，其主要有两部分组成：基于二阶广义积分器的前置滤波器和具有抑制相位跳变能力的自适应锁频环。基于二阶广义积分器的前置滤波器用于消除输入信号中的直流偏置信号和高次谐波信号的影响，主要利用了二阶广义积分器输出信号的带通滤波器特性；第二组成部分为一个基于二阶广义积分器的自适应锁频环，具有抑制输入信号相位跳变能力。利用上述快速锁频环结构执行如下操作：
步骤二：利用快速锁频环分别计算电压vg的α、β轴输出值
Figure BDA0002622925740000051
电流ig的α、β轴输出值
Figure BDA0002622925740000052
和电流频率估计值
Figure BDA0002622925740000053
具体的，设二阶广义积分器的前置滤波器当前是时刻的输入信号为k，二阶广义积分器的前置滤波器输出信号为α轴输出值
Figure BDA0002622925740000061
和β轴输出值
Figure BDA0002622925740000062
Figure BDA0002622925740000063
Figure BDA0002622925740000064
其中，
Figure BDA0002622925740000065
Figure BDA0002622925740000066
和
Figure BDA0002622925740000067
分别为上一时刻前置滤波器α轴和β轴输出值，
Figure BDA0002622925740000068
为上一时刻锁频环输出的频率估计值，k1为前置滤波器系数；
锁频环输出信号为α轴输出值
Figure BDA0002622925740000069
α轴输出值
Figure BDA00026229257400000610
以及电流频率估计值
Figure BDA00026229257400000611
Figure BDA00026229257400000612
Figure BDA00026229257400000613
Figure BDA00026229257400000614
其中，
Figure BDA00026229257400000615
Figure BDA00026229257400000616
和
Figure BDA00026229257400000617
分别为上一时刻锁频环α轴和β轴输出值，k2为锁频环系数，
Figure BDA00026229257400000618
λ和γ均为正实数。
当二阶广义积分器的前置滤波器当前时刻输入信号k为电流ig时，二阶广义积分器的前置滤波器输出信号为α轴电流输出值
Figure BDA00026229257400000619
和β轴电流输出值
Figure BDA00026229257400000620
锁频环输出信号为电流ig的α轴电流输出值
Figure BDA00026229257400000621
β轴轴电流输出值
Figure BDA00026229257400000622
和电流频率估计值
Figure BDA00026229257400000623
当二阶广义积分器的前置滤波器当前时刻输入信号k为电压vg时，二阶广义积分器的前置滤波器输出信号为α轴电压输出值
Figure BDA00026229257400000624
和β轴电压输出值
Figure BDA00026229257400000625
锁频环输出信号为α轴电压输出值
Figure BDA00026229257400000626
和β轴电压输出值
Figure BDA00026229257400000627
双向AC/DC变换器要实现控制能源路由器直流母线和电网间的能量流动与提升供电电能质量，就需要具有控制有功与无功功率与电流谐波补偿的能力。如图4所示，本实施方式利用快速锁频环1快速估计电流频率，网侧电流ig作为快锁频环1的输入信号实现双向AC/DC变换器四象限运行快速切换与高电能质量输出。网侧电压vg作为快速锁频环2的输入信号，值得注意的是，快速锁频环2只用于生成网侧电压的正交信号，不用于估计电网频率。快速锁频环1和快速锁频环2的结构完全相同(如上述结构所示)，分别输入网侧电压、电流信号即可得到所需的正交信号和频率信息。
依据上述步骤完成双向AC/DC变换器的瞬时变量检测与计算。瞬时功率计算模块利用乘法器实现，瞬时功率计算方法如下：
步骤三：分别计算瞬时有功功率P和瞬时无功功率Q：
Figure BDA0002622925740000071
双向AC/DC变换器的瞬时变量检测与计算完成后，能源路由器的控制中心根据检测到的节点状态给定双向AC/DC变换器的功率参考指令信号，外环功率控制器通过将功率指令信号与瞬时变量检测与计算模块得到的瞬时功率信号比较和控制得到电流内环的参考信号。具体为：
步骤四：利用瞬时有功功率P和瞬时无功功率Q计算电流内环参考信号
Figure BDA0002622925740000072
Figure BDA0002622925740000073
Figure BDA0002622925740000074
其中，P*和Q*分别为来自能源路由器控制中心的有功功率指令信号和无功功率指令信号，
Figure BDA0002622925740000075
和
Figure BDA0002622925740000076
分别为电流内环的α轴和β轴参考信号，
Figure BDA0002622925740000077
为有功功率控制器的传递函数，
Figure BDA0002622925740000078
为无功功率控制器的传递函数，kp1和kp2分别为有功和无功功率控制器比例参数，ki1和ki2分别为有功和无功功率控制器积分参数，s为复频域拉普拉斯算子。
在上述步骤的基础上，利用该电流内环参考信号
Figure BDA0002622925740000079
对双向AC/DC变换器下一时刻的功率进行控制。
步骤五：利用电流内环参考信号
Figure BDA00026229257400000710
电流ig和电流频率估计值
Figure BDA00026229257400000711
对下一时刻双向AC/DC变换器的电流谐波进行补偿。
步骤六：利用电流内环参考信号
Figure BDA00026229257400000712
电流ig和电流频率估计值
Figure BDA00026229257400000713
对电流谐波进行补偿并获得调制波信号，PWM信号发生器根据该调制波信号获得双向AC/DC变换器开关管的控制信号，利用该控制信号控制双向AC/DC变换器，实现双向AC/DC变换器的闭环控制。
图6给出了电流内环控制器的控制框图，由准比例谐振控制器和三次、五次电流谐波补偿器并联组成，谐振频率由快速锁频环2估计的电流频率提供，实现精确的电流谐波补偿。来自功率外环的电流参考信号、电流瞬时信号和电流频率瞬时信号为电流内环控制器输入，经控制后得到调制波信号。经电流内环控制器输出的调制波信号经PWM信号发生器载波比较后得到双向AC/DC变换器四个MOS开关管的门极开关信号，经输出电感滤波后实现具有低谐波含量高电能质量的电流输出。
本实施方式中，要实现双向AC/DC变换器的快速切换控制，实现在整流或逆变模态下由传递感性无功功功率切换至传递容性无功功功率，或由传递容性无功功功率切换至传递感性无功功功率，必然存在电流由超前(或滞后)交流侧电压相位到滞后(或超前)交流侧电压相位的转换，则必须要实现在电流相位跳变下的快速锁频，从而使得电流内环实现快速响应，从而实现双向AC/DC变换器的四象限快速切换运行。
图7给出了能源路由器中双向AC/DC变换器四象限快速切换运行的实现流程，当各类不同性质的电力设备或负载接入能源路由器中时：
(1)、能源路由器控制中心通过智能感知算法自动识别各个接口的接入设备并获取该设备的运行状态，并综合其他端口的信息，给出双向AC/DC变换器在电力设备接入后能够使能源路由器稳定运行的有功、无功功率指令信号；
(2)、功率指令信号通过电力线载波通信手段传递至双向AC/DC变换器的控制器，功率外环控制器根据指令信号和当前瞬时功率比较得到电流内环参考信号，此时电流相位开始变化；
(3)、快速锁频环检测电流相位变化，实现对电流的快速锁频，并将电流的频率信息传送至电流内环谐波补偿器；
(4)、电流内环控制器根据快速锁频环得到的频率信息作为谐振频率，并将电流参考信号和电流瞬时信号比较控制后得到调制波信号，经PWM信号发生器载波比较环节实现开关管动作，完成双向AC/DC变换器的不同象限运行模态快速切换。
通过这样的控制方式，实现了在各类不同运行状态的电力设备和不同性质的负载在接入、或者断开与能源路由器的连接时，双向AC/DC变换器能够实现不同性质功率传输模式的快速切换，保障了能源路由器的稳定运行。
本实施方式主要以在家庭能源路由器中应用为主要背景，采用单相全桥变换器作为双向AC/DC变换器拓扑结构，快速锁频环用于在电流相位发生变化时快速的对电流频率进行估计，从而为双向AC/DC变换器电流内环控制器提供电流补偿谐振频率，电流内环采用准比例谐振控制器与谐波补偿器并联形式实现快速精确的电流谐波补偿。同时功率外环通过锁频环生成的电压电流正交信号实时计算实现功率控制目标，该控制策略能够实现双向AC/DC变换器精确的电流谐波补偿和双向AC/DC变换器在四象限运行模式下的快速切换，在双向AC/DC变换器控制领域有着广泛的应用前景。

Claims (7)

1.双向AC/DC变换器的功率控制与电流谐波补偿方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤一：将双向AC/DC变换器跨接在直流母线和交流母线之间，采集当前时刻双向AC/DC变换器交流侧的电压vg和电流ig；
步骤二：利用快速锁频环分别计算电压vg的α、β轴输出值
Figure FDA0002622925730000011
电流ig的α、β轴输出值
Figure FDA0002622925730000012
和电流频率估计值
Figure FDA0002622925730000013
步骤三：分别计算瞬时有功功率P和瞬时无功功率Q；
步骤四：利用瞬时有功功率P和瞬时无功功率Q计算电流内环参考信号
Figure FDA0002622925730000014
并利用该电流内环参考信号
Figure FDA0002622925730000015
对双向AC/DC变换器下一时刻的功率进行控制；
步骤五：利用电流内环参考信号
Figure FDA0002622925730000016
电流ig和电流频率估计值
Figure FDA0002622925730000017
对下一时刻双向AC/DC变换器的电流谐波进行补偿。
2.根据权利要求1所述的双向AC/DC变换器的功率控制与电流谐波补偿方法，其特征在于，在步骤五之后还包括步骤六：
利用电流内环参考信号
Figure FDA0002622925730000018
电流ig和电流频率估计值
Figure FDA0002622925730000019
对电流谐波进行补偿并获得调制波信号，PWM信号发生器根据该调制波信号获得双向AC/DC变换器开关管的控制信号，利用该控制信号控制双向AC/DC变换器，实现双向AC/DC变换器的闭环控制。
3.根据权利要求1或2所述的双向AC/DC变换器的功率控制与电流谐波补偿方法，其特征在于，步骤二中所述快速锁频环包括：基于二阶广义积分器的前置滤波器和锁频环，
设二阶广义积分器的前置滤波器当前是时刻的输入信号为k，二阶广义积分器的前置滤波器输出信号为α轴输出值
Figure FDA00026229257300000110
和β轴输出值
Figure FDA00026229257300000111
Figure FDA00026229257300000112
Figure FDA00026229257300000113
其中，
Figure FDA00026229257300000114
Figure FDA00026229257300000115
和
Figure FDA00026229257300000116
分别为上一时刻前置滤波器α轴和β轴输出值，
Figure FDA00026229257300000117
为上一时刻锁频环输出的频率估计值，k1为前置滤波器系数；
锁频环输出信号为α轴输出值
Figure FDA00026229257300000118
α轴输出值
Figure FDA00026229257300000119
以及电流频率估计值
Figure FDA00026229257300000120
Figure FDA00026229257300000121
Figure FDA0002622925730000021
Figure FDA0002622925730000022
其中，
Figure FDA0002622925730000023
Figure FDA0002622925730000024
和
Figure FDA0002622925730000025
分别为上一时刻锁频环α轴和β轴输出值，k2为锁频环系数，
Figure FDA0002622925730000026
λ和γ均为正实数。
4.根据权利要求3所述的双向AC/DC变换器的功率控制与电流谐波补偿方法，其特征在于，当二阶广义积分器的前置滤波器当前时刻输入信号k为电流ig时，二阶广义积分器的前置滤波器输出信号为α轴电流输出值
Figure FDA0002622925730000027
和β轴电流输出值
Figure FDA0002622925730000028
锁频环输出信号为电流ig的α轴电流输出值
Figure FDA0002622925730000029
β轴电流输出值
Figure FDA00026229257300000210
和电流频率估计值
Figure FDA00026229257300000211
当二阶广义积分器的前置滤波器当前时刻输入信号k为电压vg时，二阶广义积分器的前置滤波器输出信号为α轴电压输出值
Figure FDA00026229257300000212
和β轴电压输出值
Figure FDA00026229257300000213
锁频环输出信号为α轴电压输出值
Figure FDA00026229257300000214
和β轴电压输出值
Figure FDA00026229257300000215
5.根据权利要求1或2所述的双向AC/DC变换器的功率控制与电流谐波补偿方法，其特征在于，步骤三中，根据下式分别计算瞬时有功功率P和瞬时无功功率Q：
Figure FDA00026229257300000216
6.根据权利要求1或2所述的双向AC/DC变换器的功率控制与电流谐波补偿方法，其特征在于，步骤四中，利用下式计算电流内环参考信号
Figure FDA00026229257300000217
Figure FDA00026229257300000218
Figure FDA00026229257300000219
其中，P*和Q*分别为来自能源路由器控制中心的有功功率指令信号和无功功率指令信号，
Figure FDA00026229257300000220
和
Figure FDA00026229257300000221
分别为电流内环的α轴和β轴参考信号，
Figure FDA00026229257300000222
为有功功率控制器的传递函数，
Figure FDA0002622925730000031
为无功功率控制器的传递函数，kp1和kp2分别为有功和无功功率控制器比例参数，ki1和ki2分别为有功和无功功率控制器积分参数，s为复频域拉普拉斯算子。
7.根据权利要求1或2所述的双向AC/DC变换器的功率控制与电流谐波补偿方法，其特征在于，双向AC/DC变换器包括：MOS管S1、MOS管S2、MOS管S3、MOS管S4和电容C，
MOS管S1的集电极、MOS管S3的集电极和电容C的一端相连并与直流电源正极相连，MOS管S2的发射极、MOS管S4的发射极和电容C的另一端相连并与直流电源负极相连，
MOS管S1的发射极和MOS管S2的集电极相连并作为双向AC/DC变换器的一个交流电源连接端，该连接端与交流电源之间串联有滤波电感Ls，MOS管S3的发射极和MOS管S4的集电极相连并作为双向AC/DC变换器的另一个交流电源连接端，
MOS管S1、MOS管S2、MOS管S3、MOS管S4均反并联有一个二极管。
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