CN111884607A - 全桥d类放大电路、级联功率模块及大功率射频电源 - Google Patents
全桥d类放大电路、级联功率模块及大功率射频电源 Download PDFInfo
- Publication number
- CN111884607A CN111884607A CN202010597111.0A CN202010597111A CN111884607A CN 111884607 A CN111884607 A CN 111884607A CN 202010597111 A CN202010597111 A CN 202010597111A CN 111884607 A CN111884607 A CN 111884607A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- node
- bridge
- mos tube
- power supply
- coupled
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 claims abstract description 20
- 230000002401 inhibitory effect Effects 0.000 claims description 6
- 239000010752 BS 2869 Class D Substances 0.000 abstract description 17
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 description 10
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 9
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 8
- 230000006870 function Effects 0.000 description 7
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 7
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 5
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 3
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 description 3
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 239000000306 component Substances 0.000 description 2
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 2
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 2
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 238000003491 array Methods 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 238000011217 control strategy Methods 0.000 description 1
- 239000008358 core component Substances 0.000 description 1
- 238000005265 energy consumption Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000008676 import Effects 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 238000004377 microelectronic Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000000623 plasma-assisted chemical vapour deposition Methods 0.000 description 1
- 238000005381 potential energy Methods 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
本发明公开全桥D类放大电路、级联功率模块及大功率射频电源。该全桥D类放大电路包括：左侧半桥，包括左上MOS管和左下MOS管，其具有居中点，其两端分别与电源节点和地节点耦合；右侧半桥，包括右上MOS管和右下MOS管，其具有居中点，其两端分别与电源节点和地节点耦合；变压器，所述变压器的原边的两端分别耦合于所述左侧半桥的居中点和右侧半桥的居中点。该电路使得从电源节点与地节点之间引入的电能被转换为方波电压波形后经变压器的副边输出，其中，所述方波电压波形具有预先设定的射频频率。该全桥D类放大电路的反向电压低，效率高，可靠性高。
Description
技术领域
本发明属于电子电路技术领域，具体涉及全桥D类放大电路、级联功率模块及大功率射频电源。
背景技术
长期以来，半导体技术一直由欧美国家掌握控制。国内半导体行业发展缓慢，作为半导体装备核心部件的射频电源基本要依赖进口。
射频电源是用于产生射频功率信号的装置。所有产生等离子体进行材料处理的半导体装备都需要由射频电源提供能量。如，在集成电路、太阳能电池和发光二极管LED的工艺制造设备，例如刻蚀机、物理气相沉积PVD、等离子体增强化学气相沉积PECVD、原子层沉积ALD等设备中，均装备有不同功率规格的射频电源。
射频电源一般由射频信号发生器、射频功率放大电路、供电线路等组成。近年来，国内在射频电源领域已取得了一些进展，但是国内射频电源效率低、体积大、可靠性不足，尚不能满足半导体装备的需求。
发明内容
针对以上技术问题，本发明提供全桥D类放大电路、级联功率模块及大功率射频电源，以解决现有技术中射频电源存在的效率低、可靠性不足等问题。
第一方面，本发明提供一种全桥D类放大电路，包括：
左侧半桥，包括左上MOS管和左下MOS管，其具有居中点，其两端分别与电源节点和地节点耦合；
右侧半桥，包括右上MOS管和右下MOS管，其具有居中点，其两端分别与电源节点和地节点耦合；
变压器，所述变压器的原边的两端分别耦合于所述左侧半桥的居中点和右侧半桥的居中点；
通过分别控制第一组内的左上MOS管与右下MOS管与第二组内的左下MOS管与右上MOS管在组内同步地切换工作状态，使得从电源节点与地节点之间引入的电能被转换为方波电压波形后经变压器的副边输出，其中，所述方波电压波形具有预先设定的射频频率。
进一步地，所述的电路，
左侧半桥中，左上MOS管的漏极节点与电源节点耦合，左下MOS管的源极节点与地节点耦合；
左上MOS管的源极节点与左下MOS管的漏极节点分别位于左侧半桥的居中点的两侧；
右侧半桥中，右上MOS管的漏极节点与电源节点耦合，右下MOS管的源极节点与地节点耦合；右上MOS管的源极节点与右下MOS管的漏极节点分别位于右侧半桥的居中点的两侧。
进一步地，所述的电路，还包括：
左上钳位二极管，其两端分别耦合于左上MOS管的源极节点和地节点，其导通方向指向左上MOS管的源极节点；
左下钳位二极管，其两端分别耦合于左下MOS管的漏极节点和电源节点，其导通方向指向电源节点。
进一步地，所述的电路，还包括：
右上钳位二极管，其两端分别耦合于右上MOS管的源极节点和地节点，其导通方向指向右上MOS管的源极节点；
右下钳位二极管，其两端分别耦合于右下MOS管的漏极节点和电源节点，其导通方向指向电源节点。
进一步地，所述的电路，还包括：
左上续流二极管，其位于左侧半桥的居中点的一侧；
左下续流二极管，其位于左侧半桥的居中点的另一侧；
所述左上续流二极管的一端耦合于左上MOS管的源极节点，另一端耦合于左下续流二极管，其导通方向指向左下续流二极管；
所述左下续流二极管的一端耦合于左下MOS管的漏极节点，另一端耦合于左上续流二极管，其导通方向指向左下MOS管的漏极节点。
进一步地，所述的电路，还包括：
右上续流二极管，其位于右侧半桥的居中点的一侧；
右下续流二极管，其位于右侧半桥的居中点的另一侧；
所述右上续流二极管的一端耦合于右上MOS管的源极节点，另一端耦合于右下续流二极管，其导通方向指向右下续流二极管；
所述右下续流二极管的一端耦合于右下MOS管的漏极节点，另一端耦合于右上续流二极管，其导通方向指向右下MOS管的漏极节点。
进一步地，所述的电路，还包括：
滤波电路，其在输入端与变压器的副边耦合，其在输出端与负载耦合；
所述滤波电路将变压器的副边输出的方波电压波形调整为同频的正弦电压波形后输出至负载。
进一步地，所述的电路，还包括：
解耦电路，其耦合于电源节点与地节点之间；
所述解耦电路用于抑制因左侧半桥及右侧半桥的反向电压导致的纹波，或因负载的反射电压在电源侧导致的纹波。
第二方面，本发明提供一种级联功率模块，包括：
至少两个在第一方面中说明的全桥D类放大电路；
所述至少两个全桥D类放大电路中，各全桥D类放大电路的变压器的副边依次串联。
第三方面，本发明提供一种大功率射频电源，包括：
在第一方面中说明的全桥D类放大电路，或
在第二方面中说明的级联功率模块；
滤波电路，其在输入端与变压器的副边耦合，其在输出端与负载耦合；
所述滤波电路将变压器的副边输出的方波电压波形调整为同频的正弦电压波形后输出至负载；
解耦电路，其耦合于电源节点与地节点之间；
所述解耦电路用于抑制因各左侧半桥及各右侧半桥的反向电压导致的纹波，或因负载的反射电压在电源侧导致的纹波。
本发明提供的全桥D类放大电路，通过分别控制第一组内的左上MOS管与右下MOS管与第二组内的左下MOS管与右上MOS管在组内同步地切换工作状态，使得从电源节点与地节点之间引入的电能被转换为以预先设定射频频率的方波电压波形后经变压器的副边输出，该方波电压波形具有高电压和大电流，可满足射频电源的负载的功率需求，且效率高，可靠性高。
本发明提供的级联功率模块包括多组在变压器的副边串联的全桥D类放大电路，能够提供更大的输出功率且减小了功率开关器件的反向电压，效率高，可靠性高。
本发明提供的大功率射频电源，包括一个全桥D类放大电路或多个在各自的变压器的副边串联的全桥D类放大电路，各全桥D类放大电路共用解耦电路和滤波电路，能够提供更大的输出功率且减小了功率开关器件的反向电压，效率高，可靠性高。
附图说明
通过参考下面的附图，可以更为完整地理解本发明的示例性实施方式：
图1为本发明实施例的全桥D类放大电路、级联功率模块及大功率射频电源的组成示意图；
图2为本发明实施例的全桥D类放大电路、级联功率模块及大功率射频电源的变压器副边的电压波形示意图。
具体实施方式
现在参考附图介绍本发明的示例性实施方式，然而，本发明可以用许多不同的形式来实施，并且不局限于此处描述的实施例，提供这些实施例是为了详尽地且完全地公开本发明，并且向所属技术领域的技术人员充分传达本发明的范围。对于表示在附图中的示例性实施方式中的术语并不是对本发明的限定。在附图中，相同的单元/元件使用相同的附图标记。
除非另有说明，此处使用的术语（包括科技术语）对所属技术领域的技术人员具有通常的理解含义。另外，可以理解的是，以通常使用的词典限定的术语，应当被理解为与其相关领域的语境具有一致的含义，而不应该被理解为理想化的或过于正式的意义。
本领域技术人员了解本公开内容中所使用相关于微电子的用词以及基本观念，例如：“电压”、“信号”、“差分信号”、“共模式”、“电容器”、“电感器”、“电阻器”、“晶体管”、“MOS(金属-氧化物-半导体)”、“PMOS(p-通道金属氧化物半导体)”、“NMOS(n-通道金属氧化物半导体)”、“AC(交流)”、“AC耦合”、“DC(直流)”、“DC耦合”、“源极”、“栅极”、“漏极”、“节点”、“地节点”、“电源节点”、“串联连接”以及“叠接”。本领域技术人员亦可很快地识别MOS晶体管的符号，以及其“源极”、“栅极”以及“漏极”端。上述这些用词以及基本观念对于本领域技术人员为显而易见的，故于此将不再赘述。
在本公开内容中，“DC”代表直流，“AC”代表交流，且“CM”代表共模式。直流节点是具有实质上固定电位能的节点。特别地，“VBUS+”代表的是电源节点，且“ VBUS-”代表代表的是地节点。
射频电源的负载的阻抗一般为50欧姆。当负载需要更大的用电功率时，就要求射频电源提供更高的输出功率（也即，高电压和/或大电流）。另一方面，射频电源的输出功率、功率开关器件的反向电压均与选择的电路拓扑有关，因此可以通过优化电路拓扑的方法来实现更大的输出功率及相对较低的反向电压。
采用线性放大器（如A类放大、B类放大、或C类放大）的射频电源的线性度好，但效率低，因此，功率等级主要集中在2KW以下。
另外，在设置有线性放大器的射频电源中，功率开关器件的反向电压较高，降低了功率开关器件及电路中其他器件的可靠性，整体上降低了射频电源的效率和可靠性。
具体地，功率开关器件可承受的反向电压值与其的耐受电压等级有关，如耐受电压为4500V，比4500V更高或者比4500V更低等。
功率开关器件处于截止状态时，不耗电；处于饱和状态时，源极节点和漏极节点接通，这时，功率开关器件有很小的饱和压降而消耗部分电能。但是，能耗只与功率开关器件本身的特性有关，而与经功率开关器件输出的电压或电流信号的大小无关，特别适合用于高电压和大电流的超大输出功率的场合。
如图1所示，本发明实施例的全桥D类放大电路1，包括：
左侧半桥A，包括左上MOS管和左下MOS管，其具有居中点X，其两端分别与电源节点和地节点耦合；
右侧半桥B，包括右上MOS管和右下MOS管，其具有居中点Y，其两端分别与电源节点和地节点耦合；
变压器，所述变压器的原边的两端分别耦合于所述左侧半桥的居中点和右侧半桥的居中点；
通过分别控制第一组内的左上MOS管与右下MOS管与第二组内的左下MOS管与右上MOS管在组内同步地切换工作状态，使得从电源节点与地节点之间引入的电能被转换为方波电压波形后经变压器的副边输出，其中，所述方波电压波形具有预先设定的射频频率。
应该理解为，这里预先设定的射频频率包括：400KHz、2MHz、13.56MHz、27.12MHz、60MHz等。
进一步地，左侧半桥中，左上MOS管的漏极节点与电源节点耦合，左下MOS管的源极节点与地节点耦合；
左上MOS管的源极节点与左下MOS管的漏极节点分别位于左侧半桥的居中点的两侧；
右侧半桥中，右上MOS管的漏极节点与电源节点耦合，右下MOS管的源极节点与地节点耦合；右上MOS管的源极节点与右下MOS管的漏极节点分别位于右侧半桥的居中点的两侧。
进一步地，所述的电路，还包括：
左上钳位二极管，其两端分别耦合于左上MOS管的源极节点和地节点，其导通方向指向左上MOS管的源极节点；
左下钳位二极管，其两端分别耦合于左下MOS管的漏极节点和电源节点，其导通方向指向电源节点。
进一步地，所述的电路，还包括：
右上钳位二极管，其两端分别耦合于右上MOS管的源极节点和地节点，其导通方向指向右上MOS管的源极节点；
右下钳位二极管，其两端分别耦合于右下MOS管的漏极节点和电源节点，其导通方向指向电源节点。
进一步地，所述的电路，还包括：
左上续流二极管，其位于左侧半桥的居中点的一侧；
左下续流二极管，其位于左侧半桥的居中点的另一侧；
所述左上续流二极管的一端耦合于左上MOS管的源极节点，另一端耦合于左下续流二极管，其导通方向指向左下续流二极管；
所述左下续流二极管的一端耦合于左下MOS管的漏极节点，另一端耦合于左上续流二极管，其导通方向指向左下MOS管的漏极节点。
进一步地，所述的电路，还包括：
右上续流二极管，其位于右侧半桥的居中点的一侧；
右下续流二极管，其位于右侧半桥的居中点的另一侧；
所述右上续流二极管的一端耦合于右上MOS管的源极节点，另一端耦合于右下续流二极管，其导通方向指向右下续流二极管；
所述右下续流二极管的一端耦合于右下MOS管的漏极节点，另一端耦合于右上续流二极管，其导通方向指向右下MOS管的漏极节点。
进一步地，所述的电路，还包括：
滤波电路，其在输入端与变压器的副边耦合，其在输出端与负载耦合；
所述滤波电路将变压器的副边输出的方波电压波形调整为同频的正弦电压波形后输出至负载。
具体地，滤波电路自输入端，依次包括共模电感L11和π型滤波器（包括左电容C1、右电容C2和中央电感L2），其中，右电容C2作为输出端与负载RLOAD耦合。
滤波电路还具有阻抗匹配的作用。通过调整共模电感L11、左电容C1、右电容C2和/或中央电感L2的参数，可以使得该全桥D类放大电路与负载RLOAD的阻抗相匹配。
进一步地，所述的电路，还包括：
解耦电路，其耦合于电源节点与地节点之间；
所述解耦电路用于抑制因左侧半桥及右侧半桥的反向电压导致的纹波，或因负载的反射电压在电源侧导致的纹波。
本发明实施例的全桥D类放大电路，通过分别控制第一组内的左上MOS管与右下MOS管与第二组内的左下MOS管与右上MOS管在组内同步地切换工作状态，使得从电源节点与地节点之间引入的电能被转换为以预先设定射频频率的方波电压波形后经变压器的副边输出，该方波电压波形具有高电压和大电流，可满足射频电源的负载的功率需求，且效率高，可靠性高。
如图1所示，本发明实施例的级联功率模块，包括：
至少两个上述的全桥D类放大电路；
至少两个上述的全桥D类放大电路中，各全桥D类放大电路的变压器的副边依次串联。
本发明实施例的级联功率模块包括多组在变压器的副边串联的全桥D类放大电路，能够提供更大的输出功率且减小了功率开关器件的反向电压，效率高，可靠性高。
如图1所示，本发明实施例的大功率射频电源，包括：
上述的全桥D类放大电路，或
上述的级联功率模块；
滤波电路，其在输入端与变压器的副边耦合，其在输出端与负载耦合；
所述滤波电路将变压器的副边输出的方波电压波形调整为同频的正弦电压波形后输出至负载；
解耦电路，其耦合于电源节点与地节点之间；
所述解耦电路用于抑制因各左侧半桥及各右侧半桥的反向电压导致的纹波，或因负载的反射电压在电源侧导致的纹波。
优选地，各全桥D类放大电路共用解耦电路和滤波电路，能够提供更大的输出功率且减小了功率开关器件的反向电压，效率高，可靠性高。
本发明实施例的大功率射频电源，包括一个全桥D类放大电路或多个在各自的变压器的副边串联的全桥D类放大电路，各全桥D类放大电路共用解耦电路和滤波电路，能够提供更大的输出功率且减小了功率开关器件的反向电压，效率高，可靠性高。
本发明实施例的全桥D类放大电路、级联功率模块及大功率射频电源将从直流电源引入的电能转换为射频电能输出，输出功率可达到8KW。
具体实施时，功率开关器件为MOS管。 MOS管（Metal-Oxide-Semiconductor，即金属-氧化物-半导体，简称MOS），由施加在栅极节点和漏极节点之间的电压信号控制其工作状态，如饱和或截止。具体地，与MOS管对应地设置有驱动及控制装置，用于驱动MOS管并控制其工作状态；应该理解为，驱动及控制装置设置有现有技术中公开的MOS管驱动芯片。该MOS管可以为PMOS或NMOS。
参考图1，对本发明一个实施例的全桥D类放大电路、级联功率模块及大功率射频电源进行说明。
如图1的左上部所示，全桥D类放大电路1包括左侧半桥A、右侧半桥B和变压器T11。
具体地，图1左上侧的左侧半桥A包括：
左一支路，其中，左上MOS管Q11与左上钳位二极管D13依次地串联在电源节点（记为VBUS+ ，电位为通常VBUS）与地节点(记为VBUS-，电位通常为0V) 之间（这时， VBUS+与VBUS-之间的电压值记为VBUS），左上MOS管Q11的漏极节点与电源节点VBUS+连接，左上钳位二极管D13的导通方向指向左上MOS管Q11的源极节点；左上钳位二极管D13与地节点连接；
左二支路，其中，左下MOS管Q12与左下钳位二极管D14依次地串联在电源节点VBUS+与地节点VBUS-之间，左下MOS管Q12的源极节点与地节点连接，左下钳位二极管D14的导通方向指向电源节点；左下钳位二极管D14与电源节点连接；
左三支路，其中，左上MOS管Q11、左上续流二极管D11、左下续流二极管D12和左下MOS管Q12依次地串联在电源节点VBUS+与地节点VBUS-之间，其中，左上MOS管Q11的漏极节点与电源节点连接，左上续流二极管D11的导通方向指向左下续流二极管D12，左下续流二极管D12的导通方向指向左下MOS管Q12的漏极节点，左下MOS管Q12的源极节点与地节点连接；
其中，左上MOS管的栅极节点及左下MOS管的栅极节点分别受控于驱动及控制装置（图1中未示出）。
具体地，图1右上侧的右侧半桥B包括：
右一支路，其中，右上MOS管Q13与右上钳位二极管D17依次地串联在电源节点VBUS+与地节点VBUS-之间，其中，右上MOS管Q13的漏极节点与电源节点连接，右上钳位二极管D17的导通方向指向右上MOS管Q13的源极节点；右上钳位二极管D17与地节点连接；
右二支路，其中，右下MOS管Q14与右下钳位二极管D18依次地串联在电源节点VBUS+与地节点VBUS-之间，其中，右下MOS管Q14的源极节点与地节点连接，右下钳位二极管D18的导通方向指向电源节点；右下钳位二极管D18与电源节点连接；
右三支路，其中，右上MOS管Q13、右上续流二极管D15、右下续流二极管D16、右下MOS管Q14依次地串联在电源节点VBUS+与地节点VBUS-之间，其中，右上MOS管Q13的源极节点与电源节点连接，右上续流二极管D15的导通方向指向右下续流二极管D16，右下续流二极管D16的导通方向指向右下MOS管Q14的漏极节点，右下MOS管Q13的源极节点与地节点连接；
其中，右上MOS管Q13的栅极节点及右下MOS管Q14的栅极节点分别受控于驱动及控制装置（图1中未示出）。
变压器T11的原边的一端连接至左侧半桥A的左上续流二极管D11与左下续流二极管D12之间（也即居中点X）；
变压器T11的原边的另一端连接至右侧半桥B的右上续流二极管D15与右下续流二极管D16之间（也即居中点Y）；
变压器T11的副边与共模电感L1连接，并通过π型滤波器（包括C1、C2和L2）与负载RLOAD连接。
其中，共模电感L1用于滤除共模信号干扰。
在变压器的原边与副边的变比为1时，变压器用于隔离来自供电线路或功率开关器件等的纹波向负载传递，或用于隔离来自供电线路或功率开关器件等的纹波向负载侧传递。
在变压器的原边与副边的变比不为1时，变压器还可以用于调整从副边输出的电压波形的幅值。
π型滤波器用于滤除方波电压波形中的高次谐波，从而得到负载工作所需的单一频率的正弦波。应该理解为，变压器原边的方波信号的频率与输出至负载的正弦信号的频率相同。
鉴于射频范围包括： 400KHz、2MHz、13.56MHz、27.12MHz、60MHz等多种，因此，π型滤波器可以为低通滤波或带通滤波的多种组合。
该实施例的全桥D类放大电路采用全桥形式完成功率转换，与半桥形式相比，全桥形式可以得到为半桥形式的两倍幅值的方波电压，从而可以进一步降低功率开关器件的电压应力。
具体地，左一支路中的钳位二极管D13和左下支路中的钳位二极管D14的导通方向与其分别连接的左上MOS管Q11和左下MOS管Q12相适配，消除或减少了因寄生参数而产生的尖峰电压所导致的功率开关器件的反向电压。
这里的寄生参数包括来输出自变压器的漏感和寄生电容，还包括负载侧的波形尖峰回传至功率开关器件的不利影响，以及来自片上或印刷电路板(PCB)布线的寄生电感等。
具体地，左三支路中的续流二极管D11、续流二极管D12在来自驱动及控制装置的驱动波形的死区时间为变压器原边的电感电流提供续流通路，以减少在此期间变压器原边电感两端的电压振荡、电流振荡或谐波振荡，降低从变压器原边向负载侧输出的谐波的不利影响。
具体地，右一支路中的钳位二极管D17和右下支路中的钳位二极管D18的导通方向与其分别连接的右上MOS管Q13和右下MOS管Q14相适配，消除或减少了因寄生参数而产生的尖峰电压所导致的功率开关器件的反向电压。
具体地，右三支路中的续流二极管D15、续流二极管D16在来自驱动及控制装置的驱动波形的死区时间为变压器原边的电感电流提供续流通路，以减少在此期间变压器原边电感两端的电压振荡、电流振荡或谐波振荡，降低从变压器原边向负载侧输出的谐波的不利影响。
该实施例的全桥D类放大电路利用钳位二极管（ 包括D13、D14、D17和D18）降低了功率开关器件的电压应力，并有效减少了从变压器的原边输出的电压波形中的高次谐波。
该全桥D类放大电路中，在全桥框架下，加入续流二极管（ 包括D11、D12、D15和D16），由续流二极管在来自驱动及控制装置的驱动波形的死区时间为变压器原边的电感电流提供续流通路，以减少在此期间变压器原边电感两端的振荡，降低从变压器原边向负载侧输出的谐波的不利影响。
另外，各续流二极管（ 包括D11、D12、D15和D16）还有隔离作用，使得续流通路不经过相应的MOS管的体二极管。
具体地，为生成如图2所示的周期方波，驱动及控制装置以全桥D类放大电路1中的左上MOS管Q11和右下MOS管Q14为第一组，及以全桥D类放大电路中的左下MOS管Q12和右上MOS管Q13为第二组，控制第一组和第二组内的功率开关器件在组内同步地切换工作状态，从而使得自变压器的副边输出的电压交替地处于方波的正半周和负半周。
如图1的左下部所示，本发明实施例的全桥D类放大电路2与全桥D类放大电路1的组成、器件类型和数量、工作原理和工作模式全部相同，其中，下标编号的首位数字为2、第二位数字相同的器件（如Q11）与下标编号的首位数字为1、第二位数字相同的器件（如Q21）分别对应，这里不再赘述其支路组成、结构、各组件的功能等。
如图1所示，本发明实施例的级联功率模块10包括全桥D类放大电路1和全桥D类放大电路2，其中，
全桥D类放大电路1的变压器的副边与全桥D类放大电路2的变压器的副边串联后，与共模电感L1连接，并通过π型滤波器（包括C1、C2和L2）与负载RLOAD连接。
该实施例的级联功率模块包括2个全桥D类放大电路；各全桥D类放大电路在各变压器的副边串联后，经共模电感L1输出至π型滤波回路后，最终输出具有单一频率正弦电压波形的电能至负载，向负载提供大的输出功率。
该级联功率模块通过在变压器侧级联的形式减少了大功率射频电源对功率开关器件的反向电压的要求，从而降低了对功率开关器件的规格要求，提高了功率开关器件及电路上其他器件的可靠性，从而整体上提高了全桥D类放大电路的效率和可靠性。
具体地，为生成如图2所示的周期方波，驱动及控制装置对全桥D类放大电路1和全桥D类放大电路2采用完全相同，也即相互同步的控制信号。
也即，驱动及控制装置以全桥D类放大电路1中的左上MOS管Q11、右下MOS管Q14、全桥D类放大电路2中的左上MOS管Q21和右下MOS管Q24为第一组，及以全桥D类放大电路1中的左下MOS管Q12、右上MOS管Q13、全桥D类放大电路2中的左上MOS管Q22和右下MOS管Q23为第二组，控制第一组和第二组内的功率开关器件在组内同步地切换工作状态，从而使得自变压器的副边输出的电压交替地处于方波的正半周和负半周。
应该理解为，具体实施时，并不受限于两个全桥D类放大电路串联。在驱动及控制装置可以保证各全桥D类放大电路间同步地控制协调性时，多组全桥D类放大电路可以依次在变压器副边串联在一起（简称多组模块串联）。
驱动及控制装置对多个全桥D类放大电路同步地控制时，具体的控制策略与对两个全桥D类放大电路同步协调控制相同，这里不再赘述。
这种多个全桥D类放大电路串联的优点在于由多个全桥D类放大电路（如，N个）来分担大功率输出时所需求的输出电压Vout（这时，各全桥D类放大电路的输出电压大致为V/N）以及在阻抗失配时不匹配点的反射电压VR（这时，各全桥D类放大电路各自承担VR /N），从而降低了功率开关器件的电压应力，有利于提高全桥D类放大电路的效率和可靠性，并整体上提高了级联功率模块的效率和可靠性。
如图1所示，在电源节点VBUS+与地节点VBUS-之间设有解耦电容C11，解耦电容C11用于抑制因左侧半桥及右侧半桥的反向电压导致的纹波，或因负载的反射电压在电源侧导致的纹波。
本发明实施例的大功率射频电源，包括：用于与供电线路连接的电源节点与地节点，设置在电源节点与地节点之间的解耦电路、上述的全桥D类放大电路或上述的级联功率模块。
本发明实施例的大功率射频电源从直流供电线路吸收电能，直流供电线路提供电压值为VBUS的电压和供电电流，直流供电线路提供的电能受控于全桥D类放大电路或级联功率模块中交替地开断的功率开关器件，使得从电源节点与地节点之间引入的电能被转换为以预先设定射频频率的方波电压波形后经变压器的副边输出；并经滤波回路后，最终输出具有单一频率正弦电压波形的电能至负载，向负载提供大的输出功率。
应该理解为，施加至功率开关器件的控制信号的电压水平为功率开关器件的额定参数，通常远小于VBUS的值。
进一步地，还可以在全桥D类放大电路的变压器的原边和副边实现电压幅值变换，使得输出至负载的射频信号的幅值等于或不等于VBUS的值。
以上参考各种装置和方法来介绍电子电路的若干方面。这些装置和方法将在以上具体实施方式中进行描述，并且在附图中通过各种方框、模块、部件、电路、步骤、过程、算法等(统称为“要素”)示出了这些装置和方法。可以利用电子硬件、计算机软件或其任何组合来实现这些要素。这种要素被实施为硬件还是软件取决于施加在整个系统上的特定应用和设计限制。
举例来说，可以利用包括一个或多个处理器的“处理系统”来实现要素、或要素的任何部分、或要素的任何组合。处理器的示例包括被配置为执行整个公开内容中所描述的各种功能的微处理器、微控制器、数字信号处理器(DSP)、现场可编程门阵列(FPGA)、可编程逻辑器件(PLD)、状态机、门控逻辑、分立硬件电路和其它适合的硬件。处理系统中的一个或多个处理器可以执行软件。软件应该被宽泛地理解为平均指令、指令集、代码、代码段、程序代码、程序、子程序、软件模块、应用程序、软件应用程序、软件包、例程、子例程、对象、可执行文件、执行线程、过程、功能等，无论被称为软件、固件、中间件、微代码、硬件描述语言还是其它方面。
因此，在一个或多个示例性实施例中，可以采用硬件、软件、固件或其任何组合的形式来实施所描述的功能。如果采用软件的形式实施，则可以将功能存储在计算机可读介质上，或者可以将功能作为一个或多个指令或代码编码在计算机可读介质上。计算机可读介质包括计算机存储介质。存储介质可以是可以由计算机存取的任何可用介质。通过示例而不是限制的方式，这种计算机可读介质可以包括RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储、磁盘存储或其它磁存储设备、或者可以用于以指令或数据结构的形式携带或存储所需的程序代码并且可以由计算机存取的任何其它介质。如本文中所使用的，磁盘和光盘包括压缩光盘(CD)、激光光盘、光盘、数字多功能光盘(DVD)、软盘和蓝光光盘，其中，磁盘通常对数据进行磁性复制，而光盘利用激光对数据进行光学复制。上述的组合还应该 被包括在计算机可读介质的范围内。
应该理解的是，所公开的过程中的步骤的特定顺序或层级是示例性方法的说明。基于设计偏好，应该理解的是，可以重新排列过程中的步骤的特定顺序或层级。此外，可以组合或省略一些步骤。所附方法权利要求呈现了样本顺序中的各种步骤的要素，并且所附方法权利要求并不表示被限制于所呈现的特定顺序或层级。
提供前面的说明以使本领域的任何技术人员能够实践本文中所描述的各个方面。对这些方面的各种修改对于本领域的技术人员来说将是显而易见的，并且本文中所限定的基本原则可以应用于其它方面。因此，权利要求并不是要限于本文所示的方面，而是要符合与语言权利要求一致的全部范围，其中，除非另有明确说明，否则以单数形式引用的要素不是要表示“有且只有一个”，而是要表示“一个或多个”。除非另有明确说明，否则术语“一些”是指一个或多个。本领域普通技术人员所公知的或随后逐渐知晓的贯穿本公开内容所描述的各个方面的要素的所有结构上和功能上的等同物通过引用的方式被明确地并入本文中并且旨在由权利要求所包含。
Claims (10)
1.一种全桥D类放大电路，其特征在于，包括：
左侧半桥，包括左上MOS管和左下MOS管，其具有居中点，其两端分别与电源节点和地节点耦合；
右侧半桥，包括右上MOS管和右下MOS管，其具有居中点，其两端分别与电源节点和地节点耦合；
变压器，所述变压器的原边的两端分别耦合于所述左侧半桥的居中点和右侧半桥的居中点；
通过分别控制第一组内的左上MOS管与右下MOS管与第二组内的左下MOS管与右上MOS管在组内同步地切换工作状态，使得从电源节点与地节点之间引入的电能被转换为方波电压波形后经变压器的副边输出，其中，所述方波电压波形具有预先设定的射频频率。
2.如权利要求1所述的电路，其特征在于，
左侧半桥中，左上MOS管的漏极节点与电源节点耦合，左下MOS管的源极节点与地节点耦合；
左上MOS管的源极节点与左下MOS管的漏极节点分别位于左侧半桥的居中点的两侧；
右侧半桥中，右上MOS管的漏极节点与电源节点耦合，右下MOS管的源极节点与地节点耦合；右上MOS管的源极节点与右下MOS管的漏极节点分别位于右侧半桥的居中点的两侧。
3.如权利要求2所述的电路，其特征在于，还包括：
左上钳位二极管，其两端分别耦合于左上MOS管的源极节点和地节点，其导通方向指向左上MOS管的源极节点；
左下钳位二极管，其两端分别耦合于左下MOS管的漏极节点和电源节点，其导通方向指向电源节点。
4.如权利要求2所述的电路，其特征在于，还包括：
右上钳位二极管，其两端分别耦合于右上MOS管的源极节点和地节点，其导通方向指向右上MOS管的源极节点；
右下钳位二极管，其两端分别耦合于右下MOS管的漏极节点和电源节点，其导通方向指向电源节点。
5.如权利要求2所述的电路，其特征在于，还包括：
左上续流二极管，其位于左侧半桥的居中点的一侧；
左下续流二极管，其位于左侧半桥的居中点的另一侧；
所述左上续流二极管的一端耦合于左上MOS管的源极节点，另一端耦合于左下续流二极管，其导通方向指向左下续流二极管；
所述左下续流二极管的一端耦合于左下MOS管的漏极节点，另一端耦合于左上续流二极管，其导通方向指向左下MOS管的漏极节点。
6.如权利要求2所述的电路，其特征在于，还包括：
右上续流二极管，其位于右侧半桥的居中点的一侧；
右下续流二极管，其位于右侧半桥的居中点的另一侧；
所述右上续流二极管的一端耦合于右上MOS管的源极节点，另一端耦合于右下续流二极管，其导通方向指向右下续流二极管；
所述右下续流二极管的一端耦合于右下MOS管的漏极节点，另一端耦合于右上续流二极管，其导通方向指向右下MOS管的漏极节点。
7.如权利要求1所述的电路，其特征在于，还包括：
滤波电路，其在输入端与变压器的副边耦合，其在输出端与负载耦合；
所述滤波电路将变压器的副边输出的方波电压波形调整为同频的正弦电压波形后输出至负载。
8.如权利要求1所述的电路，其特征在于，还包括：
解耦电路，其耦合于电源节点与地节点之间；
所述解耦电路用于抑制因左侧半桥及右侧半桥的反向电压导致的纹波，或因负载的反射电压在电源侧导致的纹波。
9.一种级联功率模块，其特征在于，包括：
至少两个如权利要求1至6中任一项所述的全桥D类放大电路；
所述至少两个全桥D类放大电路中，各全桥D类放大电路的变压器的副边依次串联。
10.一种大功率射频电源，其特征在于，包括：
如权利要求1至6中任一项所述的全桥D类放大电路，或
如权利要求9所述的级联功率模块；
滤波电路，其在输入端与变压器的副边耦合，其在输出端与负载耦合；
所述滤波电路将变压器的副边输出的方波电压波形调整为同频的正弦电压波形后输出至负载；
解耦电路，其耦合于电源节点与地节点之间；
所述解耦电路用于抑制因各左侧半桥及各右侧半桥的反向电压导致的纹波，或因负载的反射电压在电源侧导致的纹波。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202010597111.0A CN111884607B (zh) | 2020-06-28 | 2020-06-28 | 全桥d类放大电路、级联功率模块及大功率射频电源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202010597111.0A CN111884607B (zh) | 2020-06-28 | 2020-06-28 | 全桥d类放大电路、级联功率模块及大功率射频电源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN111884607A true CN111884607A (zh) | 2020-11-03 |
| CN111884607B CN111884607B (zh) | 2024-06-18 |
Family
ID=73157157
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202010597111.0A Active CN111884607B (zh) | 2020-06-28 | 2020-06-28 | 全桥d类放大电路、级联功率模块及大功率射频电源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN111884607B (zh) |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102332755A (zh) * | 2011-07-22 | 2012-01-25 | 杭州硅星科技有限公司 | 低压驱动电容负载的能量回收电路及其驱动方法 |
| CN105141135A (zh) * | 2015-08-31 | 2015-12-09 | 天津电气科学研究院有限公司 | 一种级联电源系统中多路并联全桥llc变换器的控制方法 |
| US20170063251A1 (en) * | 2015-08-26 | 2017-03-02 | Futurewei Technologies, Inc. | AC/DC Converters |
-
2020
- 2020-06-28 CN CN202010597111.0A patent/CN111884607B/zh active Active
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102332755A (zh) * | 2011-07-22 | 2012-01-25 | 杭州硅星科技有限公司 | 低压驱动电容负载的能量回收电路及其驱动方法 |
| US20170063251A1 (en) * | 2015-08-26 | 2017-03-02 | Futurewei Technologies, Inc. | AC/DC Converters |
| CN105141135A (zh) * | 2015-08-31 | 2015-12-09 | 天津电气科学研究院有限公司 | 一种级联电源系统中多路并联全桥llc变换器的控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN111884607B (zh) | 2024-06-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US10566908B2 (en) | Power converter with wide DC voltage range | |
| CN100409727C (zh) | 真空等离子体发生器 | |
| CN101536615B (zh) | Rf功率放大器稳定性网络 | |
| US20050139259A1 (en) | Transformerless power conversion in an inverter for a photovoltaic system | |
| EP2234237A9 (en) | Method for controlling single-phase DC/AC converters and converter arrangement | |
| CN1455984A (zh) | 具有减少谐波并且提高效率的cmos功率放大器 | |
| CN104201900A (zh) | 一种谐振变换器及其控制方法 | |
| CN111490695B (zh) | 单级式低电压应力开关电容式多电平逆变器拓扑结构及电平调制方法 | |
| WO2006018912A1 (ja) | ゼロボルテージスイッチング高周波インバーター | |
| Li et al. | An independent dual-coil driving topology for wireless power transfer | |
| CN113839558A (zh) | 变换装置 | |
| CN114513125A (zh) | 单相逆变器及其控制方法、控制系统 | |
| CN111884607B (zh) | 全桥d类放大电路、级联功率模块及大功率射频电源 | |
| CN112202351A (zh) | 一种宽范围软开关的单级式隔离型三相ac/dc整流器 | |
| TWI845900B (zh) | 電力變換裝置 | |
| JP7413906B2 (ja) | インバータ及び整流回路 | |
| CN112953398A (zh) | 一种用于生物样本处理的超声波电源换能器匹配电路 | |
| Ikriannikov et al. | New concept for Class D audio amplifiers for lower cost and better performance | |
| Sun et al. | Analysis and Design of a High Frequency Wireless Battery Charging System with Smooth Mode Transition Characteristics | |
| CN115694206B (zh) | 一种分流式变换器电路 | |
| CN117559779B (zh) | 一种射频电源的推挽式并联驱动输出系统 | |
| KR101176339B1 (ko) | 고주파 전력 발생장치 | |
| US8649188B2 (en) | Solid state pulsed power generator | |
| CN109818355B (zh) | 一种三端口式电网净化器 | |
| CN210518229U (zh) | 一种用于生物样本处理的超声波电源换能器匹配电路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |