CN111830427A - 混合dc-dc电力转换器中的故障检测 - Google Patents

混合dc-dc电力转换器中的故障检测 Download PDF

Info

Publication number
CN111830427A
CN111830427A CN202010293019.5A CN202010293019A CN111830427A CN 111830427 A CN111830427 A CN 111830427A CN 202010293019 A CN202010293019 A CN 202010293019A CN 111830427 A CN111830427 A CN 111830427A
Authority
CN
China
Prior art keywords
fault
voltage
state
circuits
switching node
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202010293019.5A
Other languages
English (en)
Inventor
莫伊塔巴·阿舍尔鲁
文卡嗒·拉格呼拉姆·南布里
杰拉尔德·维勒皮盖
约翰·皮戈特
奥利维耶·特雷斯卡泽斯
亨德里克·约翰内斯·伯格维德
阿拉·艾尔丁·Y·埃尔谢里夫
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NXP BV
Original Assignee
NXP BV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by NXP BV filed Critical NXP BV
Publication of CN111830427A publication Critical patent/CN111830427A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/40—Testing power supplies
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/50—Testing of electric apparatus, lines, cables or components for short-circuits, continuity, leakage current or incorrect line connections
    • G01R31/56—Testing of electric apparatus
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0095—Hybrid converter topologies, e.g. NPC mixed with flying capacitor, thyristor converter mixed with MMC or charge pump mixed with buck

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本文公开了用于N：1 Dickson拓扑混合DC‑DC电力转换器的故障检测电路和方法。故障检测电路包括：第一测量电路和第二测量电路，配置成在第一状态和第二状态下测量切换节点处的第一电压Vsw1和第二电压Vsw2；第一计算电路和第二计算电路，配置成计算作为一个操作周期中的相应第一电压(Vsw1[n‑1])和第二电压(Vsw2[n‑1])和下一个随后的操作周期中的相应第一电压(Vsw1[n])和第二电压(Vsw2[n])的绝对差作为第一绝对误差电压和第二绝对误差电压；以及第一故障电路和第二故障电路，配置成响应于相应第一绝对误差电压或第二绝对误差电压超过短路跳闸电平而提供指示故障的第一故障输出和第二故障输出。还公开了开路故障检测电路和方法。

Description

混合DC-DC电力转换器中的故障检测
技术领域
本公开涉及混合DC-DC电力转换器中的故障检测，并且具体地涉及其电路和方法。
背景技术
N∶1 Dickson拓扑混合DC-DC电力转换器是一种具有用于接收输入电压的输入端、接地端和连接到开关电感器的切换节点的电力转换器。此类电力转换器的切换周期包括三种操作状态，即：其中对第一组电容器进行充电并且对第二组电容器进行放电，使得在正常操作中，切换节点是输入端的电压的1/N倍的第一状态；其中对第一组电容器进行放电并且对第二组电容器进行充电，再次使得在正常操作中，切换节点是输入端的电压的1/N倍的第二状态；以及其中切换节点短接到接地端的第三状态。
发明内容
根据本公开的第一方面，本文提供了一种用于N∶1 Dickson拓扑混合DC-DC电力转换器的故障检测电路，所述电力转换器具有至少(N-1)个电平设置电容器、用于接收输入电压的输入端、接地端以及连接到电感器的切换节点，并且根据包括第一状态、第二状态和第三状态的操作周期进行操作；所述故障检测电路包括：第一测量电路，所述第一测量电路被配置成在第一组所述电平设置电容器和第二组所述电平设置电容器分别被充电和放电的所述第一状态下测量所述切换节点处的第一电压VSW1；第一计算电路，所述第一计算电路被配置成计算作为一个操作周期中的所述第一电压(Vsw1[n-1])与下一个随后的操作周期中的所述第一电压(Vsw1[n])的绝对差的第一误差电压；第一故障电路，所述第一故障电路被配置成响应于所述第一绝对误差电压超过短路跳闸电平而提供指示故障的第一故障输出；第二测量电路，所述第二测量电路被配置成在所述第一组所述电平设置电容器和所述第二组所述电平设置电容器分别被放电和充电的所述第二状态下测量所述切换节点处的第二电压Vsw2；第二计算电路，所述第二计算电路被配置成计算作为一个操作周期中的所述第二电压(Vsw2[n-1])与下一个随后的操作周期中的所述第二电压(Vsw2[n])的绝对差的第二绝对误差电压；以及第二故障电路，所述第二故障电路被配置成响应于所述第二绝对误差电压超过所述短路跳闸电平而提供指示故障的第二故障输出。
因此，通过在完整的切换周期的不同时刻测量电路中单个点(即，切换节点)的电压，可以检测在转换器中发生的短路故障。应理解的是，所提及的电压是相对于接地电压的。
所述故障检测电路可以另外包括：第三测量电路，所述第三测量电路被配置成测量所述输入电压；第三计算电路，所述第三计算电路被配置成计算作为以下的绝对值的第三绝对误差电压：一个操作周期中的所述第一电压和所述第二电压之和减去所述输入电压的2/N倍；以及第三故障检测电路，所述第三故障检测电路被配置成响应于所述第二绝对误差电压超过开路跳闸电平而提供指示故障的第三故障输出。因此，可以简单且容易地扩展电路，在切换周期的不同时刻测量电路中仅两点处的电压，以测量开路故障以及短路故障。
在一个或多个实施例中，所述第一计算电路、所述第二计算电路和所述第三计算电路以及所述第一故障电路、所述第二故障电路和所述第三故障电路是数字电路。
在一个或多个实施例中，所述电路可以另外包括响应于所述第一故障输出、所述第二故障输出和所述第三故障输出中的至少一个故障输出指示故障而提供总结性故障输出的电路。因此，除了专门标识短路故障或开路故障的指示器之外，还可以提供通用故障指示器。
在一个或多个实施例中，所述第一测量电路、所述第二测量电路和所述第三测量电路中的每个测量电路包括模数转换器。在此类实施例中，可以在数字域中执行大多数操纵和计算。
在一个或多个实施例中，所述第一测量电路、所述第二测量电路和所述第三测量电路中的每个测量电路包括同一模数转换器。相对于其中使用两个或甚至三个模数转换器的实施例，这可以显著减少电路的组件总数。
在一个或多个实施例中，所述第一故障电路、所述第二故障电路和所述第三故障电路中的每个故障电路包括比较器。在一个或多个此类实施例中，所述第一故障电路和所述第二故障电路中的每个故障电路包括同一比较器。在将组件实施为模拟组件的情况下，将同一比较器用于一项以上的功能可以减少组件总数；在其中在数字域中执行功能的替代方案中，可以导致减少处理要求。
在一个或多个实施例中，所述第一计算电路、所述第二计算电路和所述第三计算电路以及所述第一故障电路、所述第二故障电路和所述第三故障电路是模拟电路。
根据本发明的第二方面，本文提供了一种用于检测N∶1 Dickson拓扑混合DC-DC电力转换器中的故障的方法，所述电力转换器具有操作周期且具有至少(N-1)个电平设置电容器、用于接收输入电压的输入端、接地端以及连接到电感器的切换节点；所述方法包括：在第一组电平设置电容器和第二组电平设置电容器分别被充电和放电以及放电和充电的第一状态和第二状态下测量所述切换节点处的电压；计算作为在一个操作周期中与在下一个随后的操作周期中在所述第一状态下在所述切换节点处的所述电压的绝对差的第一绝对误差电压；计算作为在一个操作周期中与在下一个随后的操作周期中在所述第二状态下在所述切换节点处的所述电压的绝对差的第二绝对误差电压；将所述第一状态和所述第二状态下在所述切换节点处的所述电压之和与所述输入电压的一半进行比较，以确定第三绝对误差电压；响应于所述第三绝对误差电压超过第一跳闸电压电平或者所述第一绝对误差电压或所述第二绝对误差电压超过第二跳闸电压电平而检测故障。
在此类方法的一个或多个实施例中，在所述第一状态下，对第一组电容器进行充电并且对第二组电容器进行放电，使得在正常操作中，所述切换节点是所述输入端的所述电压的1/N倍；其中，在所述第二状态下，对所述第一组电容器进行放电并且对所述第二组电容器进行充电，使得在正常操作中，所述切换节点是所述输入端的所述电压的1/N倍，并且在所述第三状态下，所述切换节点短接到所述接地端；并且其中一个正常操作周期包括依次在所述第一状态、所述第三状态、所述第二状态和所述第三状态下操作。
在一个或多个实施例中，计算作为在一个操作周期中与在下一个随后的操作周期中在所述第一状态下在所述切换节点处的所述电压的绝对差的第一绝对误差电压包括：
根据以下减去在第(n-1)周期中在所述第一状态和所述第二状态下的相应切换节点电压(Vsw1[n-1]，Vsw2[n-1])，以确定第一绝对误差(Vsc1，err)和第二绝对误差(VSW2，ERR)：
VSW1，ERR＝|VSW1[n]-VSW1[n-1]|，和
VSW2，ERR＝|VSW2[n]-VSW2[n-1]|。
在一个或多个实施例中，将所述第一状态和所述第二状态下在所述切换节点处的所述电压之和与所述输入电压的一半进行比较，以确定第三绝对误差电压包括：
根据以下对在第(n)周期中在所述第一状态和所述第二状态下的所述切换节点电压进行求和，以确定总和值(Vsum[n])：
(Vsum[n]＝Vsw1[n]+Vsw2[n])，并且
根据以下减去所述输入电压的一半以确定第三绝对误差(Vsum，err)：
Vsum，err＝|Vsum[n]-VIN/2|。
本文可以提供一种计算机程序，当所述计算机程序在计算机上运行时使计算机配置任何设备，包括本文公开的电路、控制器、传感器、滤波器或设备，或者执行本文公开的任何方法。作为非限制性的例子，计算机程序可以是软件实施方案，并且计算机可以被视为任何适当的硬件，包括数字信号处理器、微控制器以及只读存储器(ROM)、可擦除可编程只读存储器(EPROM)或电可擦除可编程只读存储器(EEPROM)中的实施方案。所述软件实施方案可以是汇编程序。
所述计算机程序可以设置在计算机可读介质上，所述计算机可读介质可以是如盘或存储器装置等物理计算机可读介质，或者可以体现为另一个非瞬态信号。
本发明的这些及其它方面将根据以下描述的实施例而变得显而易见并且将参考所述实施例对所述方面进行阐述。
附图说明
将参考附图仅通过例子来描述实施例，在附图中：
图1示出了4∶1 Dickson拓扑混合DC-DC电力转换器；
图2a示出了图1的电力转换器的操作的第一状态(I)；
图2b示出了图1的电力转换器的操作的第二状态(II)；
图2c示出了图1的电力转换器的操作的第三状态(0)；
图2d示出了示出图1的电力转换器的切换周期的三个操作状态下的8个开关中的每个开关的状态的真值表；
图3示出了在正常操作中图1的电力转换器的输出电流、切换节点电压以及跨三个电容器中的每个电容器的电压；
图4示出了图1的导致短路故障的电力转换器的各种信号的值；
图5示出了图1的导致短路故障的电力转换器的各种信号的值；
图6概念上示出了根据本公开的实施例的电路；
图7示出了6∶1 Dickson拓扑混合DC-DC电力转换器；以及
图8示出了7∶1 Dickson拓扑混合DC-DC电力转换器。
应注意，附图是图解的并且不是按比例绘制的。在附图中，为了清晰和方便起见，已经以夸大或减小的大小示出了这些附图的部分的相对尺寸和比例。在经修改且不同的实施例中，通常可以使用相同的附图标记来指代对应的或类似的特征。
具体实施方式
图1示出了4∶1 Dickson拓扑混合DC-DC电力转换器。电力转换器的这种拓扑是包括开关电容器级与常规的电感式DC-DC转换器的组合的所谓混合拓扑的例子。DC-DC转换器的混合拓扑在实施容错DC-DC转换器方面呈现多个优点。首先，使用比常规的电感式DC-DC转换器更多的电力开关降低了这些电力开关的最大额定电压要求并且通过例如与常规的电感式DC-DC转换器相比，通过降低切换节点的电压摆动来减少切换损耗，从而提高转换器的效率。其次，由于这些多个电力开关是串联使用的事实，因此可以通过在电力级打开未损坏的开关来隔离转换器受影响的部分。另一方面，所需组件数量的增加加大了检测其上的故障所需的硬件/软件子系统的复杂性。
图1所示的4∶1 Dickson拓扑混合DC-DC电力转换器是N∶1 Dickson拓扑混合DC-DC电力转换器的类别的具体例子，并且将用于说明本公开的原理。然而，如将在下文中更详细地讨论的，本公开不限于4∶1的比率，而是通常扩展到N∶1，其中N大于或等于4。下文中将示出具有其它降压比率的例子。
图1所示的4∶1 Dickson拓扑可以用于在允许容错的情况下以高VIN/VOUT比率进行降压转换。已经证明，对于其中需要48V电源来提供3V输出电压的选定设计情况，与具有相同硅面积的其它拓扑(常规电感降压、3级混合拓扑)相比，此拓扑能够实现更高的效率，并且因此有利于高电压比的转换。本领域的技术人员应理解的是，对于具有不同的降压电压比率VIN∶VOUT的其它设计情况，可以优选不同的拓扑(如3∶1或5∶1)。
图1所示的转换器100包括开关电感器L 110，所述开关电感器L 110在其输出侧以及跨输出电容器Cout 130提供输出电压VOUT 120。电感器110的输入侧连接到切换节点140。切换节点140具有跨所述切换节点140的切换电压VSW。由于一组开关S1到S8和三个电容元件C1、C2和C3的配置和操作，切换电压VSW被布置成输入150处的电压VIN的四分之一。本领域的技术人员应理解的是，电容元件C1、C2和C3中的每个电容元件可以由单个电容器或两个或两个以上电容器的串联组合和/或并联组合组成。
开关S1、S4、S5、…、S8中的六个开关串联布置，使得如果所有开关都闭合，则输入电压将短路。从头开始计数，第一电容器C1与串联连接的开关中的第二开关(S4)和第三开关(S5)并联连接。也就是说，所述第一电容器C1连接在连接串联连接开关中的第一开关S1和第二开关S4的节点160与位于第三开关S5与第四开关S6之间的节点162之间。如将在下文更详细地讨论的，此电容器充电到输入电压VIN的四分之一。
剩余两个开关S2和S3彼此串联连接并且与再次从头开始计数的串联连接开关中的前两个开关(S1和S4)并联。第二电容器C2连接在位于剩余两个开关S2与S3之间的节点164与位于串联连接开关中的第四开关S6与第五开关S7之间的节点166之间。此电容器充电至输入电压VIN的一半。
最后，第三电容器连接在位于串联连接开关中的第一开关与第二开关之间的节点160与串联连接开关中的第五开关S7与第六开关S8之间的节点168之间。此电容器充电到输入电压VIN的四分之三。
为了理解电容器的充电，以及切换电压VSW处的所得电压，现在将描述转换器的操作周期。具体地说，操作周期具有第一状态、第二状态和第三状态。这些分别在图2a、图2b和图2c中描绘。
在第一状态(也称为“状态I”)下，开关S2、S4、S6和S8闭合，而开关S1、S3、S5和S7断开，如图2a所示。跨输入的电压因此跨与C3反串联并且与C2反串联的C1。由于这些开关连接的方式以及关于电感器电流IL的方向，对电容器C3和C1充电而对电容器C2放电。在稳定状态下，切换节点140处的电压VSW等于VIN/4。
在第二状态(也称为“状态II”)下，开关S1、S3、S5和S7闭合，而开关S2、S4、S6和S8断开，如图2b所示。由此断开输入VIN，并且电容器C3与C1和C2的反串联组合并联布置。因此，由于电感器电流IL的方向，对电容器C3和C1放电而对电容器C2充电。VSW处的电压等于VIN/4。
在第三状态(也称为“状态0”)下，开关S1、S2、S3和S4闭合，而开关S5、S6、S7和S8断开。因此，切换节点短接到地面。因此，VSW＝0V。
图2d中列出了针对切换周期的三种操作状态(状态II、状态II和状态0)中每种状态的八个开关中的每个开关的断开/闭合状态(断开-O或闭合-C)。
在一个完整的切换周期(周期)期间，操作通过状态I→状态0→状态II→状态0转换。也就是说，切换周期由按第一状态、第三状态、第二状态和第三状态的顺序进行的操作组成。这在图3中示出。图3在310处示出了在三种状态下的每种状态期间的电感器电流IL。如320处所示，在第一状态和第二状态两者下，切换节点140处的电压VSW为VIN/4，并且在第三状态(“状态0”)下，电压为零或接地。电感器电流310在第一状态和第二状态期间上升，并且在第三状态期间下降。
这产生具有周期1/(2fSW)325的VSW的方波形，所述周期325为电压电平等于VIN/4和0的情况下的周期频率的两倍。由于与常规的电感式电力转换器相比，切换节点处的电压摆动降低，因此占空比并非极低，这使得此拓扑特别适合于高电压比率下变频。
由于相对于第二状态，在第一状态下切换节点处的电压VSW源自不同的电容器和开关布置，因此为了完整起见，在330和340处分别示出了第一状态的电压VSW1和第二状态的电压VSW2。
最后，图3在350、352和354处分别示出了在稳定状态下的跨电容器C1、C2和C3中的每个电容器的电压，如已经提及的，所述电压分别等于VIN/4、VIN/2和VIN/4。
图4示出了根据一个或多个实施例的4∶1 Dickson拓扑混合DC-DC转换器中的短路故障(SCF)检测方法。图4示出了与图3中的信息相同的信息——即410处的电感器电流IL、420处的切换节点处的电压VSW、和430处针对第一状态分离出的所述电压(VSW1)和440处针对第二状态分离出的所述电压(VSW2)，以及450、452和454处跨三个电容器C1、C2和C3中的每个电容器的电压。所述图还示出了两个计算得出的误差电压(VSW1，ERR和VSW2，ERR)的值，如将在下文中更详细地讨论。
在图的左侧，示出了正常操作。在图4中的虚线所示的时刻405，在开关之一(在此例子中为开关S8)中对SCF进行模拟。在此例子中，转换器在操作周期的第二状态(状态II)下操作。通常，在此状态下，开关S8断开，以便开关S8的短路故障使电容器的拓扑截然不同。因此，电压平衡受到影响，并且切换节点的电压VSW迅速上升。
为了根据一个或多个实施例检测此类SCF，使用以下方法：
第一，在第一状态和第二状态期间在每个切换周期对切换节点电压VSW进行采样-即状态I(Vsw1[n])和状态II(Vsw2[n])。在图4中，这些采样点通过在当切换节点处于VIN/4的时间中的每个时间的终点的圆点示出。
第二，将这2个值与其在先前采样周期中的对应值(VSW1[n-1]和VSW2[n-1])进行比较。在正常操作中，如在431和432处通过在第一状态VSW1下测量的电压的对应关系所示，这些电压几乎是恒定的。然而，在发生故障的情况下，这些电压将发生变化，如441处所示的正常操作期间第二状态期间的电压与在442处发生SCF之后的电压相比所示。
将同一状态的2个连续采样之差的绝对值计算为VSW1，ERR或VSW2，ERR：
即，
VSW1，ERR＝|VSW1[n]-VSW1[n-1]|，和
VSW2，ERR＝|VSW2[n]-VSW2[n-1]|。
在正常操作期间，此误差值很低，等于或接近于0。
第三，如果差大于特定的绝对误差量值VTRIP，SCF，则用信号通知故障，因为当故障发生时，此误差值变为非零。图4在460和470处示出了状态I和状态II的相应误差信号，并且分别在481和482处示出了年误差阈值的正值+VTRIP，SCF和负值VTRIP，SCF。在图4所示的特定例子中，SCF在操作周期的状态II期间，并且在状态II下的采样之前发生。因此，状态II误差信号超过跳闸电平或阈值电平(在471处所示)，然后状态I误差信号超过跳闸电平或阈值电平(在461处所示)。可以基于切换节点处电压瞬变的预期动态选择误差阈值VTRIP，SCF的量值。这进而通常将取决于电力转换器自身的设计参数，以确保快速的故障检测，同时在正常操作中的操作模式期间仍对预期的瞬态变化提供鲁棒性。
应理解的是，作为确定同一状态的2个连续采样之差的绝对值的替代方案，可以确定简单差，并将其与阈值电平或触发电平进行比较。
在图4所示的例子中，切换节点电压VSW的采样恰好发生在在状态I和状态II结束之前，以避免或减少可能以其它方式干扰电压值的任何开关噪声。
如在图4中可以看出，根据本公开的方法可以允许在小于电力转换器的单个切换周期内的SCF的鲁棒检测。此类快速检测可以在系统的其它部件受到故障影响之前，显著增加含有故障并避免或防止其传播的机会。
图5示出了各种信号，以说明可以如何调整并且，或在替代方案中修改或改进上述方法，以便有效地检测开路故障(OCF)。通常，开路故障表现为切换节点处的电压电平的变化或偏差较慢。因此，为了适当地检测开路故障，上文关于图4描述的对方法的修改可能是适当的。
再次考虑到在正常操作中，状态I和状态II期间的切换节点的电压电平(分别为VIN/4和VIN/4)之和等于跨电容器C2的电压(VIN/2)。此外，跨电容器C2的电压始终等于或非常接近VIN/2，甚至在瞬变期间，如在转换器适应负载的变化时也是如此，前提是瞬变不快于转换器的切换频率。在正常操作中，不会期望瞬变将快于转换器的切换频率。除了上述对SCF事件的检测之外或作为其替代方案，此特征还可以用于操纵在切换节点处测量的值以检测OCF事件：
本质上，可以通过以下方式检测电力开关中的任何电力开关中的OCF或浮置(即电平设置)电容器中的OCF：
第一，如上文所描述的，在状态I(VSW1[n])和状态II(VSW2[n])期间的每个切换周期对切换节点电压VSW进行采样。
第二，在每个采样周期将这两个值添加到VSUM[n]值＝(VSUM[n]＝VSW11[n]+VSW22[n])中。
第三，计算Vsum[n]与输入电压(VIN)的一半之差的绝对值，即：
VSUM，ERR＝|VSUM[n]-VIN/2|。
最后，如果此差大于特定的误差量值VTRIP，OCF，则可以用信号通知故障。
如以上关于短路故障的阈值所讨论的，可以基于电力转换器的设计参数最佳地选择阈值VTRIP，OCF的量值。这可以实现足够快速地检测故障，同时仍然对由于正常操作例如由于负载的变化而可能期望的操作模式的瞬态变化提供足够的鲁棒性，如上所述。应注意的是，开路故障的严重性通常低于短路故障的严重性，因此通常，较慢的反应对于正常应用是可以接受的。
再次，应理解的是，作为确定Vsum[n]与输入电压一半之差的绝对值的替代方案，可以确定简单差，并将其与阈值电平或触发电平进行比较。
转到图5的细节，所述图示出了与图4相同的信号，除了在这种情况下，在560处示出了误差信号VSUM，ERR，并且在581和582处分别示出了所述误差信号的正向阈值+VTRIP，OCF和负向阈值-VTRIP，OCF。在图5中的虚线所示的时刻505，在开关之一(在此例子中为开关S8)中对OCF进行模拟。可以看出，如图5所示，在VSUM，ERR的绝对值超过阈值电平+VTRIP，OCF之前，可能需要一个以上的完整的切换周期。在图5的例子中，故障的检测在两个切换周期内发生，通常，这仍将足够快速以实现对整个系统的保护。
图6示出了用于执行刚刚描述的用于检测SCF和OCF之一或两者的方法的概念性电路布置600。电路包括三个模数转换器(ADC)601、611和621。ADC 601每个切换周期一次地对跨VIN的电压进行采样(在此例子中，这在SW8闭合时进行，因为这在每个切换周期发生一次，但是在其它实施例中，VIN的采样可以在其它时间进行并且由其它不同的定时事件触发)。Vin的这个值在602处减半以确定值VIN/2(其是如下文所讨论的开路故障检测所需要的)。
ADC 611被触发以每个切换周期一次地再次对切换节点处的电压VSW进行采样——在这种情况下，这由SW8闭合，以便转换器处于状态II确定，但是在其它实施例中，可以将不同的开关(例如，SW2、SW4或SW6)用作触发事件。
类似地，ADC 621被触发以每个切换周期一次地再次对切换节点处的电压VSW进行采样——在这种情况下，这由SW7闭合确定，因此转换器处于状态I，但是在其它实施例中，可以将不同的开关(例如，SW1、SW3或SW5)用作触发事件。
对于第n个切换周期，这些值(即，VSW1[n]和VSW2[n])中的每个值用于确定SCF和OCF两者。
为了确定SCF，将值Vsw1[n]存储在可以是例如触发器的存储器元件612中，并在逻辑613处从先前的值VSW1[n-1]中减去。如在614处所示，确定信号的绝对值，以确定误差信号VSW1，ERR。将所述误差信号VSW1，ERR与可以如图所示实施为施密特(Schmitt)触发器的比较器615中的阈值电平VTRIP，SCF进行比较，以产生第一短路故障检测信号FDSCF，OUT。相应地，将值VSW2[n]存储在存储器元件622中，并在逻辑623处从先前的值VSW2[n-1]中减去。如在624处所示，确定信号的绝对值，以确定误差信号VSW1，ERR。将所述误差信号VSW1，ERR与可以如图所示实施为施密特触发器的比较器625处的阈值电平或短路跳闸电平VTRIP，SCF进行比较，以产生第二短路故障检测信号FDSCF，OUT。
为了确定OCF，如631中所示，对值VSW1[n]和VSW2[n]进行求和，并如632处所示，减去值VIN/2。在633处确定绝对值，以提供信号VSUM，ERR。将所述信号VSUM，ERR与可以如图所示实施为施密特触发器的比较器635处的阈值电平或开路跳闸电平VTRIP，OCF进行比较，以产生开路故障检测信号FDoCF，OUT。
最后，将两个短路检测故障检测信号FDSCF，OUT和开路故障检测信号FDOCF，OUT在逻辑640中组合以提供通用故障检测信号FD。
应理解的是，上述概念性电路可以以许多不同的方式实施。具体地说，虽然已经示出了单独的ADC 601、611和621，但是可以利用同一ADC在不同时间对切换电压VSW进行采样以实现611和621的要求，并且同一ADC可以另外用于测量切换周期中的单独时刻的电压VIN。因此，可能不需要三个ADC；相反，可以使用一个或两个。
类似地，示出了三个比较器615、625和635，但是本领域的技术人员应理解的是，可以使用相同的电路元件或数字处理块来执行这些功能中的两个或两个以上功能。
此外，在图6中，模数转换器用于将切换电压VSW和输入电压VIN的模拟值转换为数字域。在一个或多个其它实施方案中，这些值可以通过模拟技术来采样，并且可以通过本领域的技术人员所熟悉的模拟电路来实施随后的求和功能、减法功能或比较功能中的一个或多个。此外，本领域的技术人员应理解的是，可以在与模拟电路元件和数字电路元件组合的混合的信号解决方案中实施电路。
上文的描述集中在4∶1 Dickson拓扑混合DC-DC电力转换器。然而，如已经提及的，本公开扩展到具有其它降压比率(通常为N∶1)的Dickson拓扑转换器。
图7示出了6∶1 Dickson拓扑混合DC-DC电力转换器。与图1所示的4∶1转换器相同，转换器700包括开关电感器L 110，所述开关电感器L 110在其输出侧提供输出电压VOUT120，以对负载供电，此处在705处示出(在这种情况下，未示出输出电容器Cout)。电感器110的输入侧连接到切换节点140。
在所示的6∶1拓扑中，N等于6；总共有10个开关，SW1、SW2、...、SW10，即4+N。另外，还有5个浮置或电平设置电容器C1、C2、…、C5。也就是说，有(n-1)个电容器。电容器形成一种经过修改的梯形，其中将连续电容器中的每个电容器的一端分别连接到梯形的单独“横档(rung)”处的节点762、764、…、770——(读者可能会发现将这些与图1所示的4∶1转换器的节点162、166和168进行比较具有启发性)。将“奇”数电容器C1、C3和C5中的每个电容器的另一端连接到另外的节点760，并且将“偶”数电容器C2和C4中的每个电容器的另一端连接到又另外的节点740。
另外的节点和又另外的节点中的每个节点可以在切换节点VSW 140与接地之间切换。在操作周期的第一状态(状态I)下，(通过将节点760切换到接地)对奇数电容器进行充电，而对偶数电容器进行放电(将节点764切换到切换节点VSW 140)。相反，在操作周期的第一状态(状态II)下，(通过将节点760切换到切换节点VSW 140)对奇数电容器进行放电，而对偶数电容器进行充电(将节点764切换到接地)。在第三状态(状态)下，(通过闭合开关对SW4与SW1以及SW3与SW2中的至少一对)将切换节点接地。因此，在这种情况下，奇数电容器C1、C3和C5形成在第一状态(状态I)期间充电，并且在第二状态(状态II)期间放电的第一组电容器。偶数电容器C2和C4形成在第一状态(状态I)期间放电，并且在第二状态(状态II)期间充电的第二组电容器。
在图中，通过添加第二下标来表示在状态I和状态II下是闭合的那些开关中的每个开关：也就是说，通过SW6(1)、SW8(1)和SW10(1)表示偶数开关SW6、SW8和SW10在状态I下是闭合的，并且通过SW5(2)、SW7(2)和SW9(2)表示奇数开关SW5、SW7和SW9在状态II下是闭合的。类似地，示出了控制节点760和764的四个开关的断开/闭合状态(SW1(2)、SW2(1)、SW3(2)和SW4(1))。
如上文针对4∶1的情况所描述的，检测到短路故障；通过将第一状态和第二状态期间的切换节点处的电压VSW之和与2VIN/6(即，VIN/3)进行比较，来检测开路故障。换句话说，将在这两个状态期间的切换节点140处的平均电压与预期的降压比率VIN/6进行比较。
图8示出了7∶1 Dickson拓扑混合DC-DC电力转换器800。在这种情况下，有11(即4+7)个开关和6(即7-1)个浮置或电平设置电容器。再次，奇数电容器C1、C3和C5形成在第一状态(状态I)期间充电，并且在第二状态(状态II)期间放电的第一组电容器。偶数电容器C2、C4和C6形成在第一状态(状态I)期间放电，并且在第二状态(状态II)期间充电的第二组电容器。
再一次，如上文针对4∶1的情况所描述的，检测到短路故障；通过将第一状态和第二状态期间的切换节点处的电压VSW之和与2VIN/7进行比较，来检测开路故障。换句话说，将在这两个状态期间的切换节点140处的平均电压与预期的降压比率VIN/7进行比较。
本领域的技术人员应立即理解的是，对于一般情况，通过用“除以N/2”逻辑代替除以二逻辑602(即，用于4∶1的降压比率的“除以4/2”)来修改图6所示的示意图电路。然后在差级632中使用此值(2VIN/N)。
通过阅读本公开，其它变化与修改对本领域的技术人员将是显而易见的。此类变化与修改可能涉及混合电力转换器领域中已知的并且可代替本文所描述的特征或除了这些特征之外使用的等效与其它特征。
尽管所附权利要求针对特定特征组合，但是应理解的是，本发明的公开范围还包括在本文中明确或隐含公开的任何新颖特征或任何新颖特征组合或其任何概括形式，而不论其是否涉及与任一项权利要求中当前要求保护的发明相同的发明，并且无论其是否与本发明那样减轻了相同技术问题中的任何或所有问题。
在单独的实施例的上下文中描述的特征还可以在单个实施例中组合提供。相反，为简便起见在单个实施例的上下文中描述的各个特征也可以单独地或以任何适合的子组合的方式提供。中请人特此声明，在本申请或由其衍生的任伺另外的申请的诉讼期间，可以针对此类特征和/或此类特征的组合制定新的权利要求。
为了完整起见，还指出，术语“包括”不排除其它元件或步骤，术语“一个或一种(a或an)”不排除多个，单个处理器或其它单元可以实现权利要求中所述的若干装置的功能，并且权利要求中的附图标记不应被解释为限制权利要求的范围。
参考标记列表：
100 4∶1 Dickson拓扑混合DC-DC电力转换器；
110 开关电感器L；
120 输出电压VOUT；
130 输出电容器COUT；
140 切换节点；
150 输入电压VIN；
160 第一串联连接的开关(S1)与第二串联连接的开关(S4)之间的节点；
162 第三串联连接的开关(S5)与第四串联连接的开关(S6)之间的节点；
164 剩余开关(S2和S3)之间的节点；
166 第四串联连接的开关(S6)与第五串联连接的开关(S7)之间的节点；
168 第五串联连接的开关(S7)与第六串联连接的开关(S8)之间的节点；
310 电感器电流IL；
320 切换节点电压VSW；
330 状态I下的切换节点电压VSW1；
340 状态II下的切换节点电压VSW2；
350 跨C1的电压；
352 跨C2的电压；
354 跨C3的电压；
405 模拟故障时刻；
410 电感器电流IL；
420 切换节点电压VSW；
430 状态I下的切换节点电压VSW1；
440 状态II下的切换节点电压VSW2；
450 跨C1的电压；
452 跨C2的电压；
454 跨C3的电压；
460 误差信号VSW1，SCF；
461 误差信号VSW1，SCF变化时刻；
470 误差信号VSW2，SCF；
471 误差信号VSW2，SCF变化时刻；
481 短路跳闸正电平VTRIP，OCF；
482 短路跳闸负电平VTRIP，SCF；
560 误差信号VSW1，OCF；
581 开路跳闸正电平VTRIP，OCF；
582 开路跳闸负电平VTRIP，OCF；
600 概念性故障检测电路；
601 ADC；
602 除以2逻辑；
611 ADC；
612 存储器元件；
613 差逻辑；
614 绝对值逻辑；
615 比较器；
621 ADC；
622 存储器元件；
623 差逻辑；
624 绝对值逻辑；
625 比较器；
631 求和逻辑；
632 差逻辑；
633 绝对值逻辑；
635 比较器；
640 或逻辑；
700 6-1的Dickson拓扑混合DC-DC电力转换器；
705 负载；
760、764 充电/放电节点；
762、766、…、770 梯形节点；
800 7-1的Dickson拓扑混合DC-DC电力转换器。

Claims (10)

1.一种用于N：1 Dickson拓扑混合DC-DC电力转换器的故障检测电路，其特征在于，所述电力转换器具有至少(N-1)个电平设置电容器、接地端、用于接收输入电压的输入端、以及连接到电感器的切换节点，并且根据包括第一状态、第二状态和第三状态的操作周期进行操作；
所述故障检测电路包括：
第一测量电路，所述第一测量电路被配置成在第一组所述电平设置电容器和第二组所述电平设置电容器被充电和放电的所述第一状态下测量所述切换节点处的第一电压VSW1；
第一计算电路，所述第一计算电路被配置成计算作为一个操作周期中的所述第一电压(VSW1[n-1])与下一个随后的操作周期中的所述第一电压(VSW1[n])之差的第一误差电压；
第一故障电路，所述第一故障电路被配置成响应于所述第一误差电压的绝对值超过短路跳闸电平而提供指示故障的第一故障输出；
第二测量电路，所述第二测量电路被配置成在所述第一组所述电平设置电容器和所述第二组所述电平设置电容器分别被放电和充电的所述第二状态下测量所述切换节点处的第二电压VSW2；
第二计算电路，所述第二计算电路被配置成计算作为一个操作周期中的所述第二电压(VSW2[n-1])与下一个随后的操作周期中的所述第二电压(VSW2[n])之差的第二误差电压；以及
第二故障电路，所述第二故障电路被配置成响应于所述第二误差电压的绝对值超过所述短路跳闸电平而提供指示故障的第二故障输出。
2.根据权利要求1所述的故障检测电路，其特征在于，另外包括：
第三测量电路，所述第三测量电路被配置成测量所述输入电压；
第三计算电路，所述第三计算电路被配置成计算作为以下的值的第三误差电压：一个操作周期中的所述第一电压和所述第二电压之和减去所述输入电压的2/N倍；以及
第三故障检测电路，所述第三故障检测电路被配置成响应于所述第二误差电压的绝对值超过开路跳闸电平而提供指示故障的第三故障输出。
3.根据权利要求1所述的故障检测电路，其特征在于，所述第一计算电路和所述第二计算电路以及所述第一故障电路和所述第二故障电路是数字电路或者如权利要求2所述，其中所述第一计算电路、所述第二计算电路和所述第三计算电路以及所述第一故障电路、所述第二故障电路和所述第三故障电路是数字电路。
4.根据权利要求3所述的故障检测电路，其特征在于，另外包括响应于所述第一故障输出、所述第二故障输出和所述第三故障输出中的至少一个故障输出指示故障而提供总结性故障输出的电路。
5.根据在前的任一项权利要求所述的故障检测电路，其特征在于，所述测量电路中的每个测量电路包括模数转换器。
6.根据权利要求5所述的故障检测电路，其特征在于，所述第一测量电路和所述第二测量电路包括同一模数转换器，并且当从属于权利要求2时，所述第三测量电路包括同一模数转换器。
7.根据在前的任一项权利要求所述的故障检测电路，其特征在于，所述故障电路中的每个故障电路包括比较器。
8.根据权利要求7所述的故障检测电路，其特征在于，所述第一故障电路和所述第二故障电路中的每个故障电路包括同一比较器，并且当从属于权利要求2时，所述第三故障电路包括同一比较器。
9.根据权利要求1所述的故障检测电路，其特征在于，所述第一计算电路和所述第二计算电路以及所述第一故障电路和所述第二故障电路是模拟电路，或者如权利要求2所述，其中所述第一计算电路、所述第二计算电路和所述第三计算电路以及所述第一故障电路、所述第二故障电路和所述第三故障电路是模拟电路。
10.一种用于检测N：1 Dickson拓扑混合DC-DC电力转换器中的故障的方法，其特征在于，所述电力转换器具有操作周期且具有至少(N-1)个电平设置电容器、用于接收输入电压的输入端、接地端以及连接到电感器的切换节点；所述方法包括：
在第一组电平设置电容器和第二组电平设置电容器分别被充电和放电的第一状态以及放电和充电的第二状态下测量所述切换节点处的电压；
计算作为在一个操作周期中与在下一个随后的操作周期中在所述第一状态下在所述切换节点处的所述电压之差的第一误差电压；
计算作为在一个操作周期中与在下一个随后的操作周期中在所述第二状态下在所述切换节点处的所述电压之差的第二误差电压；
将所述第一状态和所述第二状态下在所述切换节点处的所述电压之和与所述输入电压的2/N倍进行比较，以确定第三误差电压；
响应于所述第三误差电压的绝对值超过第一跳闸电压电平或者所述第一误差电压或所述第二误差电压的绝对值超过第二跳闸电压电平而检测故障。
CN202010293019.5A 2019-04-15 2020-04-14 混合dc-dc电力转换器中的故障检测 Pending CN111830427A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP19169160.9 2019-04-15
EP19169160.9A EP3726715B1 (en) 2019-04-15 2019-04-15 Fault detection in hybrid dc-dc power converters

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN111830427A true CN111830427A (zh) 2020-10-27

Family

ID=66182369

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010293019.5A Pending CN111830427A (zh) 2019-04-15 2020-04-14 混合dc-dc电力转换器中的故障检测

Country Status (3)

Country Link
US (1) US11293992B2 (zh)
EP (1) EP3726715B1 (zh)
CN (1) CN111830427A (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112560892A (zh) * 2020-11-09 2021-03-26 西安电子科技大学芜湖研究院 一种基于机器学习的dc-dc电源的健康状态监测方法
CN113933752B (zh) * 2021-09-09 2022-06-17 华中科技大学 一种用于级联h桥变流器的igbt开路故障检测方法及装置
US11855531B2 (en) * 2022-01-24 2023-12-26 Cirrus Logic Inc. Hybrid power converter

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6407899B1 (en) 2000-03-07 2002-06-18 International Business Machines Corporation Fault detection in a redundant power converter
US7593200B2 (en) 2006-08-15 2009-09-22 International Rectifier Corporation Buck converter fault detection method
US7443055B2 (en) 2006-10-24 2008-10-28 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Systems and methods for providing redundant voltage regulation
US7692910B2 (en) 2007-03-29 2010-04-06 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Failure detection in a voltage regulator
US8385030B2 (en) 2009-06-16 2013-02-26 Intersil Americas Inc. Component fault detection for use with a multi-phase DC-DC converter
US9847712B2 (en) * 2013-03-15 2017-12-19 Peregrine Semiconductor Corporation Fault control for switched capacitor power converter
US11031804B2 (en) * 2017-11-06 2021-06-08 Nxp B.V. Power controller
US11023591B2 (en) * 2019-01-14 2021-06-01 Nxp B.V. Data processing system having distributed security controller with local control and method for securing the data processing system
US11014431B2 (en) * 2019-01-18 2021-05-25 Ford Global Technologies, Llc Electrified vehicle thermal management system
EP3709492B1 (en) * 2019-03-14 2021-08-11 Nxp B.V. Distributed control of a multiphase power converter
CN111327234B (zh) * 2020-02-28 2021-07-23 北京航空航天大学 永磁容错电机系统低速段无位置传感器控制方法
US20210311832A1 (en) * 2021-06-22 2021-10-07 Intel Corporation Register fault detector

Also Published As

Publication number Publication date
US11293992B2 (en) 2022-04-05
EP3726715A1 (en) 2020-10-21
EP3726715B1 (en) 2021-09-15
US20200326384A1 (en) 2020-10-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN111830427A (zh) 混合dc-dc电力转换器中的故障检测
US7956789B2 (en) Disconnection detecting circuit and disconnection detecting method by using capacitor
US20230266395A1 (en) Voltage detecting circuit, abnormality detector, and battery system
JP7253615B2 (ja) 蓄電池パック、ならびに蓄電池パックのための充電方法
US7750612B2 (en) Voltage-pulse converting circuit and charge control system
JP5653454B2 (ja) バッテリセルタブモニター及び方法
EP2741093A1 (en) Ground fault detection device, ground fault detection method, solar energy system, and ground fault detection program
EP1976090A1 (en) Protection device for assembled battery, and battery pack unit
US20190047438A1 (en) Battery System with a Voltage Equalizing Circuit
US11228186B2 (en) Charger having failure detection function and failure detection method
US9091736B2 (en) Systems and methods of battery cell anomaly detection
CN102147448A (zh) 按键操作检测系统与方法
JP4048970B2 (ja) フライングキャパシタ式電圧検出回路
US20230288491A1 (en) Battery monitoring device
JP2011209273A (ja) 電圧検出回路及びその方法
CN106169784B (zh) 恒流充电装置
KR102632360B1 (ko) 병렬 카운팅 구조를 갖는 듀얼 슬로프 아날로그-디지털 변환기
US10732577B2 (en) Capaticance-to-digital converter
JP6507989B2 (ja) 電池監視装置
CN113075459B (zh) 静电容量检测装置
JP3745596B2 (ja) 地絡距離リレー
JP6741464B2 (ja) 半導体装置、電池監視システム、及びテスト方法
JP6739235B2 (ja) クーロンカウンタ回路、電子機器
TW202324938A (zh) 數位斜率式類比數位轉換器與訊號轉換方法
CN115603733A (zh) 以电感电流峰谷值为特征量的开关故障诊断电路及方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination