CN111817591B - 基于脉冲跳变svpwm的单相npc型h桥级联逆变器开关损耗解析计算方法 - Google Patents

基于脉冲跳变svpwm的单相npc型h桥级联逆变器开关损耗解析计算方法 Download PDF

Info

Publication number
CN111817591B
CN111817591B CN202010496451.4A CN202010496451A CN111817591B CN 111817591 B CN111817591 B CN 111817591B CN 202010496451 A CN202010496451 A CN 202010496451A CN 111817591 B CN111817591 B CN 111817591B
Authority
CN
China
Prior art keywords
switching
igbt
effective
loss
wave period
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202010496451.4A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111817591A (zh
Inventor
朱俊杰
原景鑫
聂子玲
许金
芮万智
常永昊
叶伟伟
李广波
韩一
王玉杰
孙兴法
曾雄
熊又星
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Naval University of Engineering PLA
Original Assignee
Naval University of Engineering PLA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Naval University of Engineering PLA filed Critical Naval University of Engineering PLA
Priority to CN202010496451.4A priority Critical patent/CN111817591B/zh
Publication of CN111817591A publication Critical patent/CN111817591A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111817591B publication Critical patent/CN111817591B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F17/00—Digital computing or data processing equipment or methods, specially adapted for specific functions
    • G06F17/10—Complex mathematical operations
    • G06F17/11—Complex mathematical operations for solving equations, e.g. nonlinear equations, general mathematical optimization problems
    • G06F17/12—Simultaneous equations, e.g. systems of linear equations
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Pure & Applied Mathematics (AREA)
  • Mathematical Analysis (AREA)
  • Mathematical Optimization (AREA)
  • Computational Mathematics (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Data Mining & Analysis (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Operations Research (AREA)
  • Algebra (AREA)
  • Databases & Information Systems (AREA)
  • Software Systems (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明公开了一种基于脉冲跳变SVPWM的单相NPC型H桥级联逆变器开关损耗解析计算方法，有效开关动作区间分布是将单个桥臂电流导通路径和基波周期参考矢量的空间旋转过程进行结合分析，得到各个桥臂在一个基波周期内，不同电平区段产生有效动作的开关管‑基于脉冲跳变SVPWM调制算法的理论依据，综合电平切换时的开关次数范围与电平所处的作用区段，确定一个基波周期中逆变器所有开关管的动作次数范围‑解析计算一个基波周期内开关损耗的最大值和最小值，进而得到多个基波周期稳态平均的开关损耗大小。解决了传统开关损耗解析计算无法适应开关频率与控制频率不同、有效开关动作分散、不同基波周期冗余矢量不同的问题。

Description

基于脉冲跳变SVPWM的单相NPC型H桥级联逆变器开关损耗解 析计算方法
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种基于脉冲跳变SVPWM的单相NPC型H桥级联逆变器开关损耗解析计算方法。
背景技术
近年来，多电平逆变器在高压直流输电、柔性交流输电、静止补偿器、新能源发电以及船舶推进等领域的应用扩展，使得电力系统对逆变器的电能质量、损耗大小、功率密度等性能要求不断增长，基于脉冲跳变SVPWM单相NPC型H桥级联逆变器(下文简称单相CHB-NPC逆变器)作为一种高性能逆变器有着广泛地应用前景。
虽然单相CHB-NPC逆变器有很多优势，但是存在直流侧电容电压不均的固有问题。理论上开关频率越大，电容电压不均越小，但同时也会导致开关损耗增大，因此在设计逆变器时，需要选定合适的开关频率。折中考虑开关损耗与直流侧电容电压不均的影响，明确开关频率与开关损耗的解析关系。
目前开关损耗的求解方法主要分为两类：一类是从器件物理特性出发，利用开关的物理模型对损耗进行仿真求解，如：Mirizadeh A等人在“Evaluation of conductionand switching losses in cascaded multilevel inverters”(2017-ATEE会议)中分析了器件本体参数对开关损耗的影响，但对逆变器调制策略影响开关损耗的分析不足。AndlerD等人在“Switching loss analysis of modulation methods used in neutral pointclamped converters”(2009-IEEE会议)中基于开关器件实验测量值，建立了开关过程线性化模型，但是采用在线的方法对开关损耗进行计算，没有提出开关频率与开关损耗的解析表达式。虽然基于物理特性的损耗求解考虑了器件的本体特性，但得到的损耗模型不便于解析建模。另一类是从数学建模的角度解析计算开关损耗，如：Alemi P等人在“Analysisof semiconductor power losses in M-level NPC inverters”(2013-ICEMS会议)中对载波移相SPWM调制的多电平逆变器开关损耗进行了定量分析，但其有效开关频率与载波频率为简单的正比关系。孟庆云在“大容量NPC若干关键问题研究”(海军工程大学学位论文)中对基于SPWM调制的NPC型H桥逆变器损耗的解析计算进行了详细分析，但SPWM调制算法的开关频率与控制频率相等，有效开关频率的确定比较简单。对于脉冲跳变SVPWM单相CHB-NPC逆变器而言，有效开关动作及次数与电压不均有关，每个基波周期选用的均压冗余矢量各不相同，不能直接采用类似的解析方法进行计算。
综上所述，传统的解析计算方法适用于有效开关频率与控制频率呈线性关系的场合，而且计算过程繁琐，计算量大。为求解脉冲跳变SVPWM单相CHB-NPC逆变器的开关损耗，必须解决有效开关频率与控制频率不同、有效开关动作分散且无规律、基波周期冗余矢量动作不确定等问题。
发明内容
本发明的目的就是针对现有技术的缺陷，提供一种适应性强、计算精度高且简单可靠的基于脉冲跳变SVPWM的单相NPC型H桥级联逆变器开关损耗解析计算方法，解决了传统开关损耗解析计算方法适应性差。
为实现上述目的，本发明所设计的基于脉冲跳变SVPWM的单相NPC型H桥级联逆变器开关损耗解析计算方法，基于脉冲跳变SVPWM的单相NPC型H桥级联逆变器拓扑结构由两个NPC型H桥CH1和CH2级联构成，直流侧由恒压源UH1和UH2供电，母线电容为C1、C2、C3、C4，输出端与RL负载相连，iL为RL负载电流；逆变器的四个桥臂分别为A桥臂、B桥臂、C桥臂、D桥臂，每个桥臂由四个IGBT和两个钳位二极管构成；所述开关损耗解析计算方法包括如下步骤：
1)有效开关动作区间分布
有效开关动作区间分布是将单个桥臂电流导通路径和基波周期参考矢量的空间旋转过程进行结合分析，得到各个桥臂在一个基波周期内，不同电平区段产生有效动作的开关管；
2)基于整体的有效开关频率确定
基于脉冲跳变SVPWM调制算法的理论依据，负载电压电平跳变的实质是开关管切换，因此负载电压电平切换的时刻与开关管切换的时刻相对应，综合电平切换时的开关次数范围与电平所处的作用区段，确定一个基波周期中逆变器所有开关管的动作次数范围；
3)基于稳态的开关损耗计算
解析计算一个基波周期内开关损耗的最大值和最小值，进而得到多个基波周期稳态平均的开关损耗大小。
进一步地，所述步骤1)中有效开关动作区间分布规律如下：
规律1：一个基波周期内对于每个开关管仅在两个区间内存在有效开关动作；
规律2：在
Figure GDA0002633356710000031
和
Figure GDA0002633356710000032
区间内，由于电流方向和调制波方向相同，使得中间管始终保持开通或关断，不产生有效开关动作；
规律3：A桥臂和B桥臂、C桥臂和D桥臂的有效开关动作具有对称性；
规律4：一个基波周期内，每个桥臂均有一个IGBT或者钳位二极管存在有效开关动作。
进一步地，所述步骤2)中，基波周期参考矢量空间旋转时：当电平在相邻两个电平之间切换时出现一个IGBT有效动作或三个IGBT有效动作，当出现电平越级跳变时出现两个或四个IBGT有效动作；由于每个作用电平之间是等间隔的，根据调制波计算出各个电平的作用时间，进而得到各电平区段内的开关周期数量；采用最值法对不确定区内的有效开关次数范围进行估计，得到一个调制波周期内有效开关次数最大值和最小值。
进一步地，所述步骤3)中，根据步骤2)中确定的一个基波周期中逆变器所有开关管的动作次数范围得到一个调制波周期内IGBT开关损耗的最小值PS,T_min和最大值PS,T_max分别为式(2)和式(3)所示；式中fS,T,on为一个调制波周期内有效开通次数，fS,T,off为有效关断次数，fS,T,on＝fS,T,off＝fS,T/2，ES,T,on(i)为开通一次能量损耗，ES,T,off(i)为关断一次能量损耗，
Figure GDA0002633356710000041
为平均开通能量，
Figure GDA0002633356710000042
为平均关断能量；
Figure GDA0002633356710000043
Figure GDA0002633356710000044
当驱动电阻和结温在IGBT选定的工况工作时，开关器件X开通或关断的能量ES,X(i)为：
Figure GDA0002633356710000045
式中Eref为Vref和iref时器件开通或关断能量，VV(t)和iV(t)分别为实际电压和实际电流；忽略电容电压波动时，每个IGBT的实际电压VV＝VH/2，AS,X为器件X的能量拟合系数；假设电流表达式为
Figure GDA0002633356710000046
Figure GDA0002633356710000047
结合步骤2)中确定的一个基波周期中逆变器所有开关管的动作次数范围各区段有效开关频率表达式，可得到IGBT开关损耗的最小值PS,T_min和最大值PS,T_max解析表达式(5)、(6)：
Figure GDA0002633356710000051
Figure GDA0002633356710000052
当电容电压不均达到稳态时，开关损耗分布在平均损耗附近，因此可将平均损耗公式(7)作为逆变器稳态损耗
Figure GDA0002633356710000053
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
1)由于采用了基于整体的开关损耗计算方法，解决了传统开关损耗解析计算无法适应开关频率与控制频率不同、有效开关动作分散、不同基波周期冗余矢量不同的问题；适用于有效动作频率与控制频率不同、开关动作分散且无规律、基波周期冗余矢量动作不确定的逆变器开关损耗解析计算；
2)只需明确一个调制周期内各个开关管可能发生有效动作的区间，但不用明确具体动作的开关器件即可直接计算出所有器件的开关损耗之和，减少了传统解析计算的复杂性；
3)采用基于稳态的开关损耗计算方法，解决了均压冗余矢量导致的开关动作不确定问题，结合电压不均多周期稳态时的均压冗余矢量均衡作用的特点，最终确定平均开关损耗作为理论估算的开关损耗；
4)本发明提出的基于整体损耗分析方法和最值估算法适用于其他类似的SVPWM调制方法，基于有效开关频率的分析过程同样适用于一般的SPWM调制。
附图说明
图1为本发明单相CHB-NPC逆变器拓扑结构图；
图2为A桥臂iL>0或B桥臂iL<0或C桥臂iL>0或D桥臂iL<0时1状态下的电流导通路径图；
图3为A桥臂iL>0或B桥臂iL<0或C桥臂iL>0或D桥臂iL<0时0状态下的电流导通路径图；
图4为A桥臂iL>0或B桥臂iL<0或C桥臂iL>0或D桥臂iL<0时-1状态下的电流导通路径图；
图5为A桥臂iL<0或B桥臂iL>0或C桥臂iL<0或D桥臂iL>0时1状态下的电流导通路径图；
图6为A桥臂iL<0或B桥臂iL>0或C桥臂iL<0或D桥臂iL>0时0状态下的电流导通路径图；
图7为A桥臂iL<0或B桥臂iL>0或C桥臂iL<0或D桥臂iL>0时-1状态下的电流导通路径图；
图8为一个调制波周期内参考矢量作用过程图；
图9为一个调制波周期内IGBT动作分布图；
图10为A桥臂IGBT电流的开关管有效动作区间分布图；
图11为A桥臂Dcx电流的开关管有效动作区间分布图；
图12为五个调制波周期内IGBT开关损耗图；
图13为五个调制波周期内Dcx关断损耗图；
图14为IGBT关断尖峰测试图；
图15为单相CHB-NPC逆变器输出电压波形图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明。
基于脉冲跳变SVPWM的单相NPC型H桥级联逆变器开关损耗解析计算方法，其中，图1为基于脉冲跳变SVPWM的单相NPC型H桥级联逆变器拓扑结构，由两个NPC型H桥CH1和CH2级联构成，直流侧由恒压源UH1和UH2供电，母线电容为C1、C2、C3、C4，C1、C2、C3、C4对应的电压分别UC1、UC2、UC3、UC4，输出端与RL负载相连，iL为RL负载电流；规定流出逆变器的方向为正方向，逆变器的四个桥臂分别定义为A桥臂、B桥臂、C桥臂、D桥臂，每个桥臂由四个IGBT和两个钳位二极管构成；图1中A_T1表示A桥臂第一个IGBT，A_DF1表示A桥臂第一个IGBT的反并联二极管，A_Dc1表示A桥臂第一个钳位二极管，A_T2表示A桥臂第二个IGBT，A_DF2表示A桥臂第二个IGBT的反并联二极管，A_Dc2表示A桥臂第二个钳位二极管，A_T3表示A桥臂第三个IGBT，A_DF3表示A桥臂第三个IGBT的反并联二极管，A_T4表示A桥臂第四个IGBT，A_DF4表示A桥臂第一个IGBT的反并联二极管；对于B桥臂、C桥臂、D桥臂的定义与A桥臂的定义一样，在此不再赘述。
假设桥臂X的第i个IGBT状态SXi开通和关断分别用1和0表示，桥臂状态SX进行如下定义：
Figure GDA0002633356710000071
开关损耗解析计算方法具体如下：
1)有效开关动作区间分布，用于确定各个桥臂在一个基波周期内，不同电平区段产生有效动作的开关管
根据开关管的开关过程，将开关管的损耗分为导通损耗、阻断损耗、开通损耗和关断损耗，其中开通损耗和关断损耗统称为开关暂态损耗；本发明只分析开关暂态损耗的解析计算方法，在运行过程中，开关管存在导通脉冲，并且将有电流流过的开关动作定义为有效开关动作；为确定有效开关频率，首先明确有效开关动作发生的区段。
有效开关动作区间分布是将单个桥臂电流导通路径和基波周期参考矢量的空间旋转过程进行结合分析，得到一个基波周期内各个桥臂的有效开关动作表，明确了在一个基波周期内的各个区段均有开关管有效动作，具体过程如下：
图2～图7为A桥臂、B桥臂、C桥臂、D桥臂四个桥臂在1,0,-1三种状态下的电流导通路径，当A桥臂、C桥臂的电流iL>0或B桥臂、D桥臂的电流iL<0时，1状态导通的开关管为ST1和ST2，0状态导通的开关管为SDc1和ST2，-1状态导通的开关管为SDF3和SDF4；当A桥臂、C桥臂的电流iL<0或B桥臂、D桥臂的电流iL>0时，1状态导通的开关管为SDF1和SDF2，0状态导通的开关管为SDc2和ST3，-1状态导通的开关管为ST3和ST4，由此看出导通状态与电流方向、桥臂状态有关；
图8为参考矢量作用过程，假设
Figure GDA0002633356710000081
为功率因数角，ωr为调制波角频率，以CH1为例对0～2π的开关管有效开关动作发生过程进行如下分析：
CH1中的A桥臂有效开关动作分析：
从图8可以看出，在0～π过程中，A桥臂只在0状态和1状态之间切换；
当
Figure GDA0002633356710000082
时，负载电流iL<0，根据图2～图7中A桥臂iL<0的电流导通路径，分两种情况对开关管导通状态进行讨论：SA＝0时，A_T3和A_Dc2导通，SA＝1时，A_DF1和A_DF2导通；
当
Figure GDA0002633356710000083
时，负载电流iL>0，根据图2～图7中A桥臂iL>0的电流导通路径，开关管导通状态为：SA＝0时，A_T2和A_Dc1导通，SA＝1时，A_T1和A_T2导通；当SA在0状态和1状态之间切换时，相应的开关组合会产生有效开关动作，由于同一时刻SA只存在一种状态，所以A_T2和A_Dc1、A_T1和A_T2两个组合的导通时间互补，值得注意的是在
Figure GDA0002633356710000084
时间段内，不论SA在0和1之间如何切换，A_T2始终导通，不产生有效开关动作；
从图8可以看出，在π～2π过程中，A桥臂只在0状态和-1状态之间切换；
当
Figure GDA0002633356710000085
时，负载电流iL>0，根据图2～图7中A桥臂iL>0的电流导通路径，开关管导通状态为：SA＝0时，A_T2和A_Dc1导通，SA＝-1时，A_DF3和A_DF4导通；
当
Figure GDA0002633356710000091
时，负载电流iL<0，根据图2～图7中A桥臂iL<0的电流导通路径，开关管导通状态为：SA＝0时，A_T3和A_Dc2导通，SA＝-1时，A_T3和A_T4导通；在
Figure GDA0002633356710000092
时间段内，不论SA在0和-1之间如何切换，A_T4始终导通，不产生有效开关动作；
CH1中的B桥臂有效开关动作分析：
从图8可以看出，在0～π过程中，B桥臂只在0状态和-1状态之间切换；
当
Figure GDA0002633356710000093
时，负载电流iL<0，根据图2～图7中B桥臂iL<0的电流导通路径，开关管导通状态：SB＝0时，B_T2和B_Dc1导通；SB＝-1时，B_DF3和B_DF4导通；当
Figure GDA0002633356710000094
时，负载电流i>0，根据图3中B桥臂iL>0的电流导通路径，开关管导通状态：SB＝0时，B_T3和B_Dc2导通；SB＝-1时，B_T3和B_T4导通；可以看出，在
Figure GDA0002633356710000095
区段内，B_T3始终导通，不产生有效开关动作；
从图8可以看出，在π～2π过程中，B桥臂只在0状态和1状态之间切换；
当
Figure GDA0002633356710000096
时，负载电流iL>0，根据图2～图7中B桥臂iL>0的电流导通路径，开关管导通状态为：SB＝0时，B_T3和B_Dc2导通，SB＝1时，B_DF1和B_DF2导通。
当
Figure GDA0002633356710000097
时，负载电流iL<0，根据图2～图7中B桥臂iL<0的电流导通路径，开关管导通状态为：SB＝0时，B_T2和B_Dc1导通，SB＝1时，B_T1和B_T2导通。在
Figure GDA0002633356710000098
时间段内，不论SB在0和1之间如何切换，A_T2始终导通，不产生有效开关动作；
同理，对CH2在区间0～2π内的有效开关动作进行分析，最终得到逆变器中所有开关管的有效开关动作分布区间如表1所示，其中0表示开关管始终关断，1表示始终导通，
Figure GDA0002633356710000099
表示存在有效开关动作，T表示IGBT，DF表示IGBT的反并联二极管，Dc表示钳位二极管；
表1一个调制周期内有效开关动作区间分布
Figure GDA0002633356710000101
通过分析表1，可以得到有效开关动作的分布规律：
规律1：一个基波周期内对于每个开关管仅在两个区间内存在有效开关动作；
规律2：在
Figure GDA0002633356710000102
和
Figure GDA0002633356710000103
区间内，由于电流方向和调制波方向相同，使得中间管始终保持开通或关断，不产生有效开关动作；
规律3：A桥臂和B桥臂、C桥臂和D桥臂的有效开关动作具有对称性；如一个调制波周期内B桥臂的IGBT 1,IGBT 2,IGBT 3,IGBT 4,Dc1,Dc2有效开关动作区间分别与桥臂A的IGBT 4,IGBT 3,IGBT 2,IGBT 1,Dc2,Dc1有效开关动作区间相同，产生这种现象的原因是同一时刻A桥臂和B桥臂的电流方向相反；
规律4：一个基波周期内，每个桥臂均有一个IGBT或者钳位二极管存在有效开关动作；
2)基于整体的有效开关频率确定，明确在基波周期电平切换的过程中，有效开关动作的次数和开关动作不确定区域，进一步确定一个基波周期内各电平区段有效开关动作的次数范围
本发明直接对整个逆变器中所有IGBT的有效开关次数进行确定，其理论依据是对于脉冲跳变SVPWM调制算法，负载电压电平跳变的实质是开关管切换，因此负载电压电平切换的时刻与开关管切换的时刻相对应，综合电平切换时的开关次数范围与电平所处的作用区段，确定一个基波周期中逆变器所有开关管的动作次数范围；
采用的脉冲跳变SVPWM调制算法在选取合法矢量的过程中，已经剔除了出现状态越级变化的矢量，每一个桥臂的状态切换只在相邻状态之间进行；根据表1的规律4，可以看出一个桥臂的不同状态切换只有一个IGBT或钳位二极管产生有效开关动作。
图8表明，当参考矢量在±4E电平到±3E电平、±E电平到零电平的区间旋转时，只有一个桥臂状态出现变化；当参考矢量在±3E到±2E、±2E到±E的区间旋转时，由于存在均压冗余矢量，桥臂状态变化与电容电压不均有关；当±3E、±2E和±E六种电平在相邻两个电平之间切换时，会出现一个IGBT有效动作或三个IGBT有效动作，当出现电平越级跳变时会出现两个或四个IBGT有效动作；
图9为调制波和电流单位化后的相位关系图，根据不同电平对应的时间长度，将一个调制周期分为十四个区段。根据表1，图中标明了每一个区间内可能动作的IGBT，黑粗线部分为开关动作不确定区。
由于每个作用电平之间是等间隔的，可以根据调制波计算出各个电平的作用时间，进而得到各电平区段内的开关周期数量。表2给出了开关频率为fs的每个电平对应的开关周期数量，ωr为调制波角频率，表中的分段为图9分割的时间区段。
表2各电平区段内的开关周期数量
Figure GDA0002633356710000121
采用最值法对不确定区内的有效开关次数范围进行估计，得到如表3所示的一个调制波周期内有效开关次数最大值和最小值。表中N1～N4分别为：N1＝arcsin(0.25/m)·fs,N2＝[arcsin(0.5/m)-arcsin(0.25/m)]·fs,N3＝[arcsin(0.75/m)-arcsin(0.5/m)]·fs,N4＝2·(π/2-arcsin(0.75/m))·fs,如果N1～N4的计算结果不是整数，进行四舍五入近似处理。表3中：“L”表示相邻电平切换，取值为1或3，“Y”表示越级电平切换，取值为2或4。“L1”和“L3”分别表示有效开关次数为1和3的相邻电平切换，“Y2”和“Y4”分别表示有效开关次数为2和4的越级电平切换。“2”表示电平跳变类型为双跳变，“1”表示单跳变，“2+1”表示双跳变和单跳变交替出现。
表3各电平区段内的有效开关次数范围
Figure GDA0002633356710000131
可以看出，上述方案结合各电平区段内的开关周期数量和对应的跳变类型对应的次数，最终得到表3所示的一个基波周期内开关管的开关次数范围。
3)基于稳态的开关损耗计算，解析计算一个基波周期内开关损耗的最大值和最小值，进而得到多个基波周期稳态平均的开关损耗大小
根据表3可得到一个调制波周期内IGBT开关损耗的最小值PS,T_min和最大值PS,T_max分别为式(2)和式(3)所示；式中fS,T,on为一个调制波周期内有效开通次数，fS,T,off为有效关断次数，fS,T,on＝fS,T,off＝fS,T/2，ES,T,on(i)为开通一次能量损耗，ES,T,off(i)为关断一次能量损耗，
Figure GDA0002633356710000132
为平均开通能量，
Figure GDA0002633356710000133
为平均关断能量；
Figure GDA0002633356710000134
Figure GDA0002633356710000141
当驱动电阻和结温在IGBT选定的工况工作时，开关器件X开通或关断的能量ES,X(i)为：
Figure GDA0002633356710000142
式中Eref为Vref和iref时器件开通或关断能量，VV(t)和iV(t)分别为实际电压和实际电流。忽略电容电压波动时，每个IGBT的实际电压VV＝VH/2，AS,X为器件X的能量拟合系数。假设电流表达式为
Figure GDA0002633356710000143
Figure GDA0002633356710000144
结合表3中各区段有效开关频率表达式，可得到IGBT开关损耗解析表达式：
Figure GDA0002633356710000145
Figure GDA0002633356710000146
当电容电压不均达到稳态时，开关损耗分布在平均损耗附近，因此可将平均损耗作为逆变器稳态损耗。
Figure GDA0002633356710000147
采用步骤2)～步骤3)的方法，计算得到钳位二极管的有效开关次数范围和开关损耗平均表达式，此处不再赘述。
为了验证基于脉冲跳变SVPWM的单相NPC型H桥级联逆变器开关损耗解析计算算法的正确性，在Simulink/PLECS仿真环境下对IGBT和钳位二极管Dcx的相关结论进行仿真验证。仿真条件如表4所示。IGBT型号为FZ3600R17KE3_B2，Dcx型号为DZ3600S17K3_B2。
表4开关损耗仿真条件
Figure GDA0002633356710000151
首先对表1中的开关器件的有效开关作用区域进行仿真验证。图10给出0.04s～0.08s两个调制波周期的A桥臂IGBT电流。可以看出，A_T1,A_T2,A_T3,A_T4的有效开关动作区间分别是
Figure GDA0002633356710000152
Figure GDA0002633356710000153
图11为流过A桥臂两个钳位二极管A_Dc1和A_Dc2的电流示意图，A_Dc1和A_Dc2有效作用区间分别是
Figure GDA0002633356710000154
和
Figure GDA0002633356710000155
IGBT和Dcx的有效开关动作区间与表1中分析结果一致，其余三个桥臂中的开关器件有效开关动作分布区域仿真结果与分析结果均一致，此处不再赘述。
本发明解析计算方法包括有效开关动作区间分布、基于整体的有效开关频率确定、基于稳态的开关损耗计算三个部分。三者之间的关系为：将一个基波周期内逆变器各桥臂状态对应的电流导通路径和参考矢量合成特点进行结合分析，得到有效开关动作区间分布表，归纳总结出有效开关动作的分布规律；在此基础上，分析得到在基波周期电平切换的过程中，产生有效开关动作的开关数量，结合均压冗余矢量的作用特点，得到一个基波周期内逆变器所有开关管的动作次数之和；在此基础上，结合电容电压不均稳态作用的特点，得到多周期稳态作用时的开关损耗解析表达式。
为验证开关损耗理论分析的正确性，采用PLECS仿真软件对IGBT和Dcx的开关损耗进行仿真分析。利用脉冲平均模块对一个周期内的开关损耗求平均值，初值损耗为0，周期1～5的平均损耗如图12、图13所示，由于每个周期的冗余矢量随电容电压不均随时变化，作用的矢量不相同，因此对应的开关损耗也不相同。
IGBT和钳位二极管Dc的测试开关损耗参数可从器件手册上获得，根据本发明提供开关损耗计算公式，可以得到理论计算值，与仿真值对比的结果如表5所示。
表5开关损耗仿真值与理论值对比
Figure GDA0002633356710000161
可以看出，仿真值分布在理论最值的范围内，且5个周期内IGBT开关损耗与理论计算平均值的最大误差为7.05％，最小误差为1.90％，Dc关断损耗与理论计算平均值的最大误差为9.55％，最小误差为1.29％，最大误差控制在10％以内，说明开关损耗与开关频率的模型比较准确，该式可用来解析计算开关损耗大小。
为进一步验证理论分析的正确性，搭建了实验样机平台，首先对IGBT(FZ3600R17KE3_B2)进行关断电压尖峰测试，以验证器件的可靠性。测试结果如图14所示，关断电压尖峰为1400V，在额定峰值电压范围之内。在此基础上进行CHB-NPC测试实验，调制波频率50Hz，开关频率2kHz，输出电压电流波形如图15所示，可以看到清晰的九电平电压波形。
开关损耗的计算采用了英飞凌的相关规定，把开关管电压与电流的乘积作为开关暂态损耗。计算得到的理论值与实验开关损耗值比较如表6所示，实验数据的具体分析方法与仿真部分数据分析相同，不再赘述。测量得到5个周期内IGBT与Dc的实验值与理论计算的误差均在10％以内，说明建立的开关频率与开关损耗解析关系式能较好地反映二者之间的定量关系。
表6开关损耗实验值与理论值对比
Figure GDA0002633356710000171
显然，以上所述仅是为清楚地说明所作的举例。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以根据具体实施方式做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明创造的保护范围之中。
本说明书中未作详细描述的内容如脉冲跳变SVPWM均压调制算法属于本领域专业技术人员公知的现有技术。

Claims (2)

1.一种基于脉冲跳变SVPWM的单相NPC型H桥级联逆变器开关损耗解析计算方法，基于脉冲跳变SVPWM的单相NPC型H桥级联逆变器拓扑结构由2个级联的NPC型H桥CH1和CH2，4个母线电容C1、C2、C3、C4，2个恒压源UH1、UH2，1个RL负载构成；H桥CH1由A桥臂、B桥臂并联构成，H桥CH2由C桥臂、D桥臂并联构成；A桥臂由4个IGBT开关管及其反并联二极管和2个钳位二极管构成，IGBT开关管A_T2的集电极连接A_T1的发射极，A_T3的集电极连接A_T2的发射极，A_T4的集电极连接A_T3的发射极，钳位二极管A_Dc1的阴极连接A_T1的发射极，A_Dc1的阳极连接A_Dc2的阴极，A_Dc2的阳极连接A_T3的发射极，A桥臂、B桥臂、C桥臂、D桥臂结构完全相同，编号由A改为对应的编号；H桥CH1的IGBT开关管B_T1和IGBT开关管A_T1集电极连接母线电容C1的正极，IGBT开关管B_T4和IGBT开关管A_T4发射极连接母线电容C2的负极，H桥CH1的钳位二极管B_Dc1和钳位二极管A_Dc1阳极连接母线电容C1的负极；H桥CH2的IGBT开关管C_T1和IGBT开关管D_T1集电极连接母线电容C3的正极，IGBT开关管C_T4和IGBT开关管D_T4发射极连接母线电容C4的负极，H桥CH2的钳位二极管C_Dc1和钳位二极管D_Dc1阳极连接母线电容C3的负极；母线电容C1的正极连接恒压源UH1正极，母线电容C2的负极连接恒压源UH1负极，母线电容C2的正极与母线电容C1的负极连接并且连接到A_Dc1的阳极，母线电容C3的正极连接恒压源UH2正极，母线电容C4的负极连接恒压源UH2负极，母线电容C4的正极与母线电容C3的负极连接并连接到D_Dc1的阳极；H桥CH1的B_T2发射极与H桥CH2的C_T2发射极连接，H桥CH1的A_T2发射极和H桥CH2的D_T2发射极与负载连接，负载电流为iL；其特征在于：所述开关损耗解析计算方法包括如下步骤：
1)有效开关动作区间分布
有效开关动作区间分布是将单个桥臂电流导通路径和基波周期参考矢量的空间旋转过程进行结合分析，得到各个桥臂在一个基波周期内，不同电平区段产生有效动作的开关管；有效开关动作为有电流流过的开关动作；
2)基于整体的有效开关频率确定
基于脉冲跳变SVPWM调制算法的理论依据，负载电压电平跳变的实质是开关管切换，因此负载电压电平切换的时刻与开关管切换的时刻相对应，综合电平切换时的开关次数范围与电平所处的作用区段，确定一个基波周期中逆变器所有开关管的动作次数范围；
基波周期参考矢量空间旋转时：当电平在相邻两个电平之间切换时出现一个IGBT有效动作或三个IGBT有效动作，当出现电平越级跳变时出现两个或四个IBGT有效动作；由于每个作用电平之间是等间隔的，根据调制波计算出各个电平的作用时间，进而得到各电平区段内的开关周期数量；采用最值法对不确定区内的有效开关次数范围进行估计，得到一个调制波周期内有效开关次数最大值和最小值；
3)基于稳态的开关损耗计算
解析计算一个基波周期内开关损耗的最大值和最小值，进而得到多个基波周期稳态平均的开关损耗大小；
根据步骤2)中确定的一个基波周期中逆变器所有开关管的动作次数范围得到一个调制波周期内IGBT开关损耗的最小值PS,T_min和最大值PS,T_max分别为式(2)和式(3)所示；式中fS,T,on为一个调制波周期内有效开通次数，fS,T,off为有效关断次数，fS,T,on＝fS,T,off＝fS,T/2，fS,T,on_min(i)表示第i个IGBT在一个调制波周期内有效开通次数的最小值，fS,T,off_min(i)表示第i个IGBT在一个调制波周期内有效关断次数的最小值，fS,T,on_max(i)表示第i个IGBT在一个调制波周期内有效开通次数的最大值，fS,T,off_max(i)表示第i个IGBT在一个调制波周期内有效关断次数的最大值，fS,T_max(i)表示第i个调制波周期内的有效开关动作最大值，fS,T_min(i)表示第i个调制波周期内的有效开关动作最小值，ES,T,on(i)为开通一次能量损耗，ES,T,off(i)为关断一次能量损耗，
Figure FDA0003210022200000021
为平均开通能量，
Figure FDA0003210022200000031
为平均关断能量；PS,T,on_min为一个调制波周期内IGBT开关开通损耗的最小值、PS,T,off_min为一个调制波周期内IGBT开关关断损耗的最小值、PS,T,on_max为一个调制波周期内IGBT开关开通损耗的最大值、PS,T,off_max为一个调制波周期内IGBT开关关断损耗的最大值；
Figure FDA0003210022200000032
Figure FDA0003210022200000033
当驱动电阻和结温在IGBT选定的工况工作时，IGBT开通或关断的能量ES,T(i)为：
Figure FDA0003210022200000034
式中Eref为Vref和iref时器件开通或关断能量，下标ref表示参考值，Eref表示在参考电压Vref和参考电流iref下的开通或者关断能量，VV(t)和iV(t)分别为实际电压和实际电流；忽略电容电压波动时，每个IGBT的实际电压VV＝VH/2，AS,T为IGBT的能量拟合系数，AS,T,on表示IGBT开通的能量拟合系数、AS,T,off表示IGBT关断的能量拟合系数；假设电流表达式为
Figure FDA0003210022200000035
Im为电流幅值、ωr为调制波角频率、
Figure FDA0003210022200000036
为功率因数角，结合步骤2)中确定的一个基波周期中逆变器所有开关管的动作次数范围各区段有效开关频率，可得到IGBT开关损耗的最小值PS,T_min和最大值PS,T_max解析表达式(5)、(6)：
Figure FDA0003210022200000041
Figure FDA0003210022200000042
当电容电压不均达到稳态时，开关损耗分布在平均损耗附近，因此可将平均损耗公式(7)作为逆变器稳态损耗
Figure FDA0003210022200000043
2.根据权利要求1所述基于脉冲跳变SVPWM的单相NPC型H桥级联逆变器开关损耗解析计算方法，其特征在于：所述步骤1)中有效开关动作区间分布规律如下：
规律1：一个基波周期内对于每个开关管仅在两个区间内存在有效开关动作；
规律2：在
Figure FDA0003210022200000044
和
Figure FDA0003210022200000045
区间内，由于电流方向和调制波方向相同，使得中间管始终保持开通或关断，不产生有效开关动作；
规律3：A桥臂和B桥臂、C桥臂和D桥臂的有效开关动作具有对称性；
规律4：一个基波周期内，每个桥臂均有一个IGBT或者钳位二极管存在有效开关动作。
CN202010496451.4A 2020-06-03 2020-06-03 基于脉冲跳变svpwm的单相npc型h桥级联逆变器开关损耗解析计算方法 Active CN111817591B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010496451.4A CN111817591B (zh) 2020-06-03 2020-06-03 基于脉冲跳变svpwm的单相npc型h桥级联逆变器开关损耗解析计算方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010496451.4A CN111817591B (zh) 2020-06-03 2020-06-03 基于脉冲跳变svpwm的单相npc型h桥级联逆变器开关损耗解析计算方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111817591A CN111817591A (zh) 2020-10-23
CN111817591B true CN111817591B (zh) 2021-11-02

Family

ID=72847965

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010496451.4A Active CN111817591B (zh) 2020-06-03 2020-06-03 基于脉冲跳变svpwm的单相npc型h桥级联逆变器开关损耗解析计算方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN111817591B (zh)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112072923B (zh) * 2020-09-11 2022-01-25 深圳市永联科技股份有限公司 一种双向电路等效控制方法
CN117352364B (zh) * 2023-12-04 2024-03-22 深圳市恒运昌真空技术股份有限公司 一种射频电源的多脉冲驱动发生装置

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102355153A (zh) * 2011-09-07 2012-02-15 南昌航空大学 一种具有母线中点电位平衡功能可降低逆变器损耗的三电平空间矢量调制方法
CN103151946A (zh) * 2013-03-26 2013-06-12 上海交通大学 一种中性点箝位h桥五电平高压变频器及其调制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN111817591A (zh) 2020-10-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107317500B (zh) 一种中点箝位四电平变换器的母线电容电压平衡控制方法
CN101753044B (zh) 一种基于零序电压注入的三电平中点电位平衡控制方法
Teymour et al. A novel modulation technique and a new balancing control strategy for a single-phase five-level ANPC converter
EP3501091B1 (en) Modulation of ac/ac mmc
CN111817591B (zh) 基于脉冲跳变svpwm的单相npc型h桥级联逆变器开关损耗解析计算方法
CN109672356B (zh) Anpc三电平逆变器单开关管开路故障的主动容错控制方法
CN108809133A (zh) 一种有源中点钳位五电平逆变器电容电压平衡控制方法
CN107017793B (zh) 一种三相三电平逆变电路的空间矢量调制方法和系统
CN104539220A (zh) 一种三相四开关逆变器自适应脉宽调制方法
CN110609213B (zh) 基于最优特征的mmc-hvdc输电线路高阻接地故障定位方法
Colak et al. Design and analysis of a 7-level cascaded multilevel inverter with dual SDCSs
CN104796024A (zh) 一种适用于三相级联h桥型变换器的简化多电平空间矢量脉宽调制方法及其调制软核
Sadigh et al. Analytical determination of conduction power loss and investigation of switching power loss for modified flying capacitor multicell converters
Ghat et al. A new hybrid modular multilevel converter with increased output voltage levels
Bagheri-Hashkavayi et al. Improved sensor reduction method in modular multilevel converters with open-loop controller based on arms energy estimation
Mardaneh et al. Harmonic optimization of diode-clamped multilevel inverter using teaching-learning-based optimization algorithm
George et al. A novel, DSP based algorithm for optimizing the harmonics and reactive power under non-sinusoidal supply voltage conditions
CN110427635B (zh) Lcc-hvdc优化电磁暂态仿真方法
KR102498483B1 (ko) 3-레벨 컨버터의 직류측 중간점 전류를 일정하게 유지하면서 필요에 따라 가변할 수 있는 pwm 제어 방법 및 장치
Halim et al. Generalized selective harmonic elimination modulation for transistor-clamped H-bridge multilevel inverter
CN113708655B (zh) 基于自适应svpwm的逆变器开关管故障容错控制方法
Taufiq et al. Frequency domain modelling of traction PWM converters
Wong Harmonic analysis of PWM multi-level converters
Zhang et al. A model predictive control method based on space vector modulation for MMC
CN109066699B (zh) 一种判断过调制对微源逆变器串联微电网电压影响的方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant