CN111817552A - 经调节的开关电容器转换器 - Google Patents

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Abstract

本公开的实施例总体上涉及经调节的开关电容器转换器。提供用于变体开关电容器转换器(SCC)内的电压转换的电路和方法。变体SCC的电路拓扑包括被插入在开关阶梯与变体SCC的整流器之间的可调节转换器。可调节转换器可以是基于电感器的开关转换器，例如降压转换器、升压转换器或降压/升压转换器。可调节转换器设定变体SCC的输出电压并且设定流过可调节转换器的基极电流。总输出电流是基极电流的放大版本。因为基极电流远低于总输出电流，所以可调节转换器可以使用比电压转换器所需要的电感器小得多的电感器，通过该电压转换器，输出电流的整体流过电感器。

Description

经调节的开关电容器转换器
技术领域
本申请涉及用于提供经调节的输出的混合开关电容器转换器的电路拓扑。
背景技术
在各种应用中使用切换直流(DC)到直流电压转换器以将输入电压处的功率转换成所要输出电压处的功率。这种电压转换器被用于为诸如电池充电器、微处理器、服务器、计算机、电视和许多其他电子设备的负载供电。电压转换器可以逐步升高或逐步降低输入电压，但为了说明简洁和清楚起见，以下背景描述集中于降压转换器。
降压转换器表示非隔离降压转换器的常见类型，其中电子开关将输入直流电压转换成被施加到电感器的交流(AC)电压。开关和电感器与一些类型的整流器一起用于逐步降低输入电压并逐步升高输入电流，使得在转换器的输出处提供较低电压和较高电流。可以通过调整电子开关被切换的频率和/或占空比来调节输出电压(或电流)，以便在输出处保持相对恒定的电压(或电流)。然而，这种转换器在开关和电感器中都遭受相对高的功率损耗。特别地，输出电流的整体必须通过电感器。虽然电感器的电阻性损耗优选地被最小化，但是它们不能被消除，并且可能导致高输出电流的显著功率损耗。此外，电感器两端的电压降与其电感成比例，并且必须使用大电感来支持具有大降压比的降压转换器。因此，需要大、笨重且昂贵的电感器来支持高的输入到输出电压比，以及流过这些电感器的高输出电流。由于这些原因，对于需要大的降压比的应用，通常避免了降压转换器。
开关电容器转换器(SCC)(包括基于迪克逊(Dickson)或类似电荷泵的转换器)使用一系列电子开关和电容器来降低输入电压。与用于相对高电压降压比的基于电感器的降压转换器相比，SCC通常更有效，并且不需要大的磁性部件(例如，电感器)。然而，常规SCC仅能够提供离散/固定的降压比，例如2:1,3:2,6:1，并且不适于调节。因此，常规SCC至少它们自己，不适于向需要相对恒定的电压的负载供电。
期望转换器电路拓扑和相关联的技术，其能够在实现高效率、具有低的转换器阻抗以及规避大的磁部件或其他部件的同时调节输出电压。
发明内容
根据经调节的开关电容器转换器(SCC)的实施例，经调节的电容器转换器包括第一I/O端子和第二I/O端子、耦合到第二I/O端子的整流器、耦合在第一电压节点与接地参考之间的第一电容器、开关阶梯和可变电压转换器。该开关阶梯被耦合在所述第一I/O端子与第一电压节点之间，并且包括第一开关和第二开关以及第二电容器。第一开关在第一电压节点处被耦合到第一电容器。第二开关在第二电压节点处被耦合到第一开关，并且还耦合在第一I/O端子与第一开关之间。第二电容器被耦合在第二电压节点与整流器的节点之间。可变电压转换器被耦合在第一电压节点与第二I/O端子之间，并且被配置为在该第一电压节点与第二I/O端子之间提供可变电压降。在优选的实施例中，可变电压开关转换器包括开关功率级和电感器，如通常被包括在降压转换器或升压转换器内。
根据经调节的SCC系统的实施例，该系统包括上文所描述的经调节的SCC和控制器。该控制器被配置为生成用于控制第一开关的第一控制信号、用于控制第二开关的第二控制信号以及用于控制可变电压开关转换器的功率级的功率级控制信号。功率级控制信号可以被用于控制可变电压开关转换器两端的可变电压降，并且可以被用于调节经调节的SCC系统的输出电压。
根据实施例，提供了一种用于控制经调节的SCC的方法，经调节的SCC包括第一输入/输出(I/O)端子和第二输入/输出(I/O)端子、耦合到第二I/O端子的整流器、耦合在第一电压节点与参考电压之间的第一电容器、开关阶梯和可变电压开关转换器。开关阶梯包括耦合在第一I/O端子与第一电压节点之间的第一开关和第二开关，以及将第一开关和第二开关的互连节点耦合到整流器的第一节点的第二电容器。该可变电压开关转换器包括功率级和电感器，并且耦合在第一电压节点与第二I/O端子之间。该方法包括生成用于控制第一开关的传导性的第一控制信号，生成用于控制第二开关的传导性的第二控制信号，以及生成用于控制功率级的传导性的功率级控制信号。所生成的功率级控制信号可以被用于调节经调节的SCC的输出电压。
本领域技术人员在阅读以下详细描述时以及在查看附图时将认识到另外的特征和优点。
附图说明
附图的元件不一定相对于彼此按比例绘制。相同的附图标记表示对应的类似部分。各种示出的实施例的特征可以被组合，除非它们彼此排斥。在附图中描绘了实施例，并且在下面的描述中详述了实施例。
图1示出了经调节的开关电容器转换器(SCC)的示意图。
图2A和图2B示出了与图1的经调节的SCC相对应的电压和电流波形。
图3示出了具有与图1的经调节的SCC不同的转换比的备选的经调节的SCC的示意图。
图4A、图4B和图4C示出了可以在经调节的SCC内使用的可调节转换器的示意图。
图5示出了具有又一不同转换比并且使用降压/升压转换器的备选经调节的SCC的示意图。
图6示出了经调节的SCC的示意图，其中功率在与图1中所示的功率流相反的方向上流动。
图7说明用于控制经调节的开关电容器转换器的方法。
具体实施方式
本文所述的实施例提供用于电压转换的电路和方法，该电压转换使用基于电荷泵变体开关电容器转换器(SCC)拓扑。本文所述的SCC不像常规的SCC那样限于离散的升压比或降压比，而是动态可调节的，使得可以提供经调节的输出。这些变体的SCC提供了类似于常规SCC的效率、高电流和功率密度，而且还提供了许多负载(例如微处理器或其它数字电路)所需要的调节。
基于电荷泵的SCC由于其支持大电压降压(或升压)比和高电流吞吐量的能力而变得越来越普遍，同时具有高效率(低功率损耗)并且需要用于电路的最小面积/体积。特别注意，传统的SCC不需要笨重的磁性部件，如基于电感器的降压转换器和升压转换器。在用于SCC的常见应用中，数据中心越来越多地分配具有48V直流(DC)电压的功率总线，该直流电压必须被下转换以供各个服务器、处理器等的使用。SCC可以提供这样的下转换和输出，例如，12V DC电源、8V DC电源或6V DC电源。许多负载(例如，处理器)必须由甚至更低的电压供电，并且还要求所供应的功率被调节，以即使在负载电流和输入电压变化时也维持相对恒定的电压。
在使用常规SCC的系统中用于提供经调节功率的一种技术是在SCC与负载之间耦合基于电感器的降压转换器。通常位于负载点(POL)的降压转换器可以提供最终的电压降转换和电压调节。虽然这种系统中的电感器比完全依赖于用于下转换的降压转换器的系统中的电感器更小，但是这样的电感器仍然相对较大，因为它必须能够承载被提供给负载的全部电流。此外并且与此相关，电感器的电阻性功率损耗可能是显著的。
最近引入的混合迪克逊转换器提供具有不限于离散/积分比的降压比的SCC的类型。混合迪克逊转换器通过在SCC的整流器和负载之间耦合的电感器来修改常规SCC。在进一步的变型中，混合双电感器转换器使用电感器来将两组SCC支路(电容器)中的每一个支路耦合到负载。类似于上述的SCC/降压转换器系统，这些混合转换器遭受以下缺点：所有的输出电流必须通过一个或多个电感器来承载。
本文所述的实施例提供一种变体SCC电路拓扑，其中可调节电压转换器耦合在SCC开关阶梯与整流器之间。可调节电压转换器可以是例如基于电感器的降压转换器。可调节电压转换器可以将变体SCC的输出电压设定为不同于来自变体SCC的输入电压的固定比下转换的值。可以动态地调节可调节电压转换器两端的电压以提供经调节的输出电压，例如，通过使用闭环控制器来控制可调节电压转换器。可调节电压转换器的开关频率或占空比可以独立于SCC开关阶梯和整流器内的开关的开关频率。因此，经优化的频率可以被用于开关阶梯中的开关，例如，以接近零电压或零电流切换，而闭环控制器独立地改变另一开关频率或占空比以在可调节电压转换器两端实现期望的电压。
可调节电压转换器设定变体SCC的输出电流电平，但是不携带所有输出电流。对于在其开关阶梯中具有N个开关的降压的变体SCC，仅大约1/Nth的输出电流流过可调节电压转换器。除了仅提供整个变体SCC的电压降的一部分之外，可调节电压转换器内的电感器仅需要承载来自变体SCC的电流输出的相对较小的部分(大约1/Nth)。因为电感器的大小取决于其两端的电压及其功率(电流)额定值，所以与其它基于电感器的电压转换器相比，低需求的电感器电压和电流允许电感器相对较小。另外，与其中整个输出电流必须流过电感器的电压转换器拓扑相比，通过电感器的低电流导致电感器的相对小的电阻性功率损耗。
下面通过变体SCC的特定示例来描述实施例。这些示例具有共同特征，该共同特征是它们包括被插入在SCC开关阶梯与SCC整流器之间的可调节电压转换器，其中可调节电压转换器确定变体SCC的输出电压。备选地，可调节电压转换器可以被认为提供可调节的基极电流，并且SCC开关阶梯和SCC整流器有效地将电流放大(增加)应用于该基极电流。该描述主要集中在变体SCC上，其逐步降低输入电压以提供减小的输出电压，但是变体SCC的电路拓扑还支持升压模式，其中输入端子和输出端子在功能上被交换。应当理解，以下示例并不意味着是限制性的。没有详细描述本领域众所周知的电路和技术，以便避免模糊本发明的独特方面。来自示例实施例的特征和方面可以被组合或重新布置，除非上下文不允许这种情况。
下面继续描述，其中变体SCC的实施例具有在其开关阶梯中的三个开关级和用于其可调节电压转换器的降压转换器，使得三个或更多个的电压逐步下降得以实现。使用电压和电流波形来详细解释该拓扑。这之后是变体SCC的若干备选版本的描述，其中改变开关级的数量，使用不同的可调节电压转换器，并且反转功率流以便提供电压的逐步上升。最后，描述了一种用于操作变体SCC的方法。
具有三个开关级的变体开关电容器转换器
图1示出了根据本发明的变体SCC 100的实施例。变体SCC 100包括开关阶梯110、整流器120、可调节转换器130和控制器190。可调节转换器130被插入在开关阶梯110与整流器120之间，并且被提供来自开关阶梯110和第一电容器C1的电流。变体SCC 100还包括用于连接到输入电源和输出负载的第一端子101和第二端子102。对于所示的操作模式，第一端子101被连接到具有输入电压VIN的输入电源，并且第二端子102为变体SCC的负载提供输出电压VOUT。(为了便于说明，未示出输入电源和负载。)输出电容器COUT耦合到第二(输出)端子102，并且对输出电压VOUT进行滤波。
所示的开关阶梯110包括三个开关Q1、开关Q2、开关Q3和两个连接电容器C2、连接电容器C3，并且除了其整流器连接之外，以与常规SCC内大致相同的方式进行配置和控制。开关控制信号PWMA、PWMB交替地接通包括开关Q2的组‘A’和包括开关Q1和开关Q3的组‘B’的开关。在第一时间间隔中，组B开关被接通并且组A开关被断开，使得能量经由开关Q3从VIN被传递到电容器C2，并且经由开关Q1从电容器C2被传递到电容器C1和可调节转换器130。在第二时间间隔中，组A开关Q2被接通并且组B开关被断开，使得能量经由开关Q2从电容器C3被传递到电容器C2。除了流过开关Q3、开关Q2、开关Q1和电容器C3、电容器C2的正电流之外，连接电容器C3、连接电容器C2向整流器120提供电流IRA、电流IRB。更具体地，如图1所示，电容器C3、电容器C2中的每一个电容器在整流之后向整流器120提供平均电流<IIN>其中<IIN>是输入电流IIN的平均，即<IRA>≈<IRB>≈<IIN>。因为开关阶梯110的操作类似于常规SCC内的对应操作，所以不提供关于开关阶梯110的操作的进一步细节。
在相对于常规SCC的显著差异中，开关阶梯110的输出(以图1中的电压V1表示)不直接耦合到整流器输出和第二(输出)端子102，并且不直接向第二(输出)端子102供应平均电流<IIN>。相反，来自第一开关Q1的电流I1对第一电容器C1充电，第一电容器C1用作可调节转换器130的能量存储。然后，可调节转换器130从第一电容器C1(和/或第一开关Q1)汲取电流I0，以便在其两端实现期望的电压降VADJ。提供充分高于电压VOUT的电压V1，在可调节转换器130两端正电压VADJ下降，使得可调节转换器130可以控制电压VOUT，例如以便将输出电压VOUT调节到所期望的目标电压。
所示的可调节转换器130是开关降压转换器，并且包括高侧开关QH、低侧开关QL和电感器L1。高侧开关QH和低侧开关QL的传导性由控制信号PWMH、PWML控制，控制信号PWMH、PWML由控制器190和逆变器182提供。至多，高侧开关QH和低侧开关QL中的一个开关被设定为在给定时间导通。对于典型的连续传导模式(CCM)操作，在开关转变状态时，高侧开关QH和低侧开关QL的传导性与以插入的短暂死区时间交替，以便确保两个开关不同时地被接通，即，以避免直通。控制信号PWMH、PWML可以以固定频率来驱动，但是以可变占空比来驱动，该可变占空比确定跨可调节转换器的电压降VADJ，或者具有可变频率和固定占空比，或者利用其某种组合。
在备选实施例中，不存在逆变器182，并且控制器190生成用于PWMH和PWMHL的单独信号，而不是如所说明的单个控制信号PWMHL。这样的备选方案允许支持不连续导通模式(DCM)，其中开关QH、QL两者可以在由负载汲取的低电流时段期间被断开，以便避免负电流IL1通过电感器L1。在图3、图5和图6中示出了其中控制器生成单独的控制信号PWMH、PWML的配置。可调节转换器130的控制信号PWMH、PWML与用于开关阶梯110和整流器120的控制信号PWMA、PWMB分开，并且可以独立于控制信号PWMA、PWMB生成。
在图1中示出的降压转换器仅是可调节转换器的一个示例。附加类型的可调节转换器在图4A、图4B和图4C中示出，并且结合那些附图进行描述。
整流器120将开关阶梯110的电容器(有时称为“第二支路”)耦合到第二(输出)端子102，并且被用于提供经整流的输出电压VOUT。整流器120包括第一半桥，包括耦合到第二电容器C2的开关Q7和开关Q8，以及耦合到第三电容器C3的第二半桥，包括开关Q9和开关Q10。整流器120的开关Q7…Q10由开关控制信号PWMA、PWMB控制，开关控制信号PWMA、PWMB也控制开关阶梯形110中的开关Q1、Q2、Q3的传导性。在先前提及的第一时间间隔期间，开关Q9被接通，而电容器C3经由第三开关Q3放电，并且电流经由开关Q9流到输出端子102。在先前提及的第二时间间隔期间，开关Q10被接通并且电容器C3经由第二开关Q2放电到第二电容器C2。因此，第二半桥在第一时间间隔期间向输出端子供应电流。第一半桥以互补方式操作，从而在第二时间间隔期间经由开关Q8向输出端子102供应电流。因此，整流器120提供全波整流，因为在第一时间间隔和第二时间间隔期间向输出端子102提供电流，其表示基本上所有的每个开关周期。输出电容器COUT使输出电压VOUT平滑，以便减小由整流器120的切换引起的纹波，并且减小由负载瞬变引起的电压扰动。因为整流器120的操作类似于其他SCC内的类似整流器的操作，所以不提供进一步的描述。
在常规的3:1SCC中，不存在可调节转换器，并且第三电容器C3两端的稳态平均电压VC3将是VC3＝2*VOUT，并且第二电容器C2两端的稳态平均电压VC2将是VC2＝1*VOUT。相反，变体SCC 100的对应的稳态电压是：
VC3＝VIN-VOUT,
VC2＝VIN-2*VOUT,
其中VIN不需要等于3*VOUT，即，对于非零VADJVIN≠3*VOUT。在第一时间间隔期间，在整流器开关Q7被接通的情况下，第二电容器C2耦合到地，并且第一电容器C1经由第一开关Q1被充电以匹配第二电容器C2两端的稳态电压VC2＝VIN-2*VOUT。电压V1＝Vin-2*VOUT然后可用于供应可调节转换器130。
图1所示的变体SCC100内的开关是功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，但是也可以使用其他开关类型。例如，在一些应用中，结型场效应晶体管(JFET)、双极结型晶体管(BJT)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、高电子迁移率晶体管(HEMT)或其他类型的功率晶体管可以是优选的。可调节转换器130的开关可以具有与开关阶梯110或整流器120的开关相同或不同的类型。虽然它们通常具有相同的开关类型，但是开关阶梯的开关Q1、Q2、Q3可以被调整不同大小，以便在不同的级(特别是在启动期间)适应不同的电压和/或电流要求。开关可以被集成在相同的半导体管芯上，可以各自被设定在单独的管芯上，或者可以以其他方式分布在多个半导体管芯上。SCC 100内的MOSFET开关中的每一个MOSFET开关具有漏极端子及源极端子，以及控制漏极端子与源极端子之间的传导性的栅极端子。通常包括栅极驱动器以将数字控制信号(诸如PWMA、PWMB、PWMH、PWML)转换成适合于驱动开关中的每一个驱动开关的控制端子(例如，栅极)的电压电平。为了便于说明，未针对变体SCC 100的开关示出开关驱动器。
控制器190包括开环控制器194和闭环控制器192。开环控制器生成开关控制信号PWMAB，开关控制信号PWMAB也被示出为PWMA，并且由逆变器184逆变，以便生成开关控制信号PWMB。开关控制信号PWMA、PWMB控制开关阶梯形110和整流器120内的开关传导性。这些开关控制信号通常是具有固定频率和大约50％的占空比的脉宽调制(PWM)波形。
闭环控制器192(其可包括例如比例积分微分(PID)控制器)生成高侧开关控制信号PWMH和低侧开关控制信号PWML，以便在可调节控制器130的输出处提供经调节的输出电压VOUT。输出电压VOUT的感测版本被提供给控制器190，使得闭环控制器192可以通过调整开关控制信号PWMHL，例如调整PWM占空比，以便即使在输入电压VIN或负载电流IOUT变化时也将输出电压VOUT维持在期望的目标电压附近。输入电压VIN可以可选地被控制器190使用，例如，以提供前馈控制，用于所描述的功率流动方向。
在一些变体中可以不包括闭环控制器192。例如，变体SCC 100可能不需要提供经调节的输出电压VOUT，但可能需要提供不是整数比(例如，3.5:1比)的降压。对于这种情况，开关控制信号PWMHL(或PWMH，PWML)可以由开环控制器生成。
如图所示，开环控制器194和闭环控制器192不需要在同一控制器190内。例如，闭环控制器192可以是可调节转换器130的一部分，并且可以独立于控制器190生成其开关控制信号PWMH、PWML。
控制器190及其组成部件可以使用模拟硬件部件(诸如晶体管、放大器、二极管和电阻器)和主要包括数字部件的处理器电路的组合来实现。处理器电路可以包括数字信号处理器(DSP)、通用处理器和专用集成电路(ASIC)中的一个或多个。控制器190还可以包括存储器，例如非易失性存储器，诸如闪存，其包括由处理器电路使用的指令或数据，以及一个或多个定时器，例如用于根据开关频率和死区时间间隔生成第一传导间隔和第二传导间隔。
利用降压转换器作为可调节转换器130，平均电感器电流IL1与降压转换器输入电流I0的关系为<IL1>＝<I0>/d，其中d是对应于高侧开关QH的间隔的占空比。因此，变体SCC100的平均输出电流IOUT由下式给出：
Figure BDA0002444053720000111
其中，具有<I0>＝<IIN>，提供以下电流增益
Figure BDA0002444053720000112
其中N是开关阶梯中的开关的数目。如果占空比d接近100％，例如90％，则增益简化为近似Igain≈N，并且电流IL1通过可调节转换器130近似为输出电流IOUT的1/Nth。注意，可调节转换器130的减小的电流取决于其拓扑。尽管降压转换器给出小于1/N的电流的电流减小，但是升压转换器将提供超过1/N的电流的电流减小。这在图4A、图4B和图4C的描述中被进一步解决。
虽然上面描述了从第一端子101到第二端子102的功率流，但是可以反转功率流，在这种情况下，变体SCC将执行升压，并且在这种情况下，第一端子101处的电压可以是要被调节的输出电压。结合图6进一步描述这样的配置。
图2A和图2B示出了对应于在特定的一组操作条件下的图1的变体SCC 100的操作的电压和电流波形。提供和描述这些波形仅仅是为了帮助理解图1的变体SCC 100。该波形对应于在任何启动瞬变(例如，电容器充电)已完成之后的变体SCC 100的稳态操作条件。这些波形包括开关控制信号PWMAB、PWMHL；开关阶梯形电流IIN、开关阶梯形电流I2、开关阶梯形电流I1；电容器电流Ia、电容器电流Ib；在变体SCC100的各个节点处的电压V3、电压V2、电压V1、电压VOUT；以及可调节转换器130的输入电流I0和输出电流IL1。
控制信号PWMAB控制开关阶梯110的开关Q1、Q2、Q3和整流器120的开关Q7…Q10，并且对应于在图1中示出的开关信号PWMA和开关信号PWMB。当控制信号PWMAB为高时，接通组A的开关Q2、Q8、Q10。当控制信号PWMAB为低时，接通组B的开关Q1、Q3、Q7、Q9。在组A的间隔和组B的间隔之间自动地插入死区时间，以便避免交叉传导。用于控制信号PWMAB的所示波形202具有500kHz的频率和大约50％的占空比。
控制信号PWMHL控制可调节转换器130的开关QH、QL，其为图1中的降压转换器。当控制信号PWMHLH为高时，高侧开关QH被接通，并且当控制信号PWMHLH为低时，低侧开关QL被接通。(在高侧开关QH的间隔和低侧开关QL的间隔之间自动插入死区时间，以便避免交叉传导。)所示的控制信号PWMHL具有1.2MHz的频率和大约90％的占空比，即，在每个开关周期的90％高侧开关QH被接通，并且在每个开关周期的10％低侧开关QL被接通。注意，控制信号PWMHL(1.2MHz)的波形204的频率与控制信号PWMAB(500kHz)的频率无关且不同。所示出的控制信号PWMHL可由闭环控制器(例如，图1的PID 192)生成，从而在附接的负载下沉相对恒定的电流的条件下将输出电压VOUT调节到大约20V。备选地，图2A和图2B的波形204可以对应于开环控制器正在生成控制信号PWMHL的情况，在这种情况下，输出电压VOUT将被固定在降压转换器输入电压V1的90％，忽略可调节转换器130内的纹波和损耗。
在时间t1处，前述的第一时间间隔开始，并且组B开关被接通。当第三开关Q3被接通时，除了第三开关Q3两端的小的电压降之外，电压V3上升到输入电压VIN的电平。在所说明的实例中，输入电压VIN为约65V并且电压V3在时间t1处快速上升到约64V，此后其在时间t2缓慢上升到接近65V。同样在时间t1，第一开关Q1被接通并且电压V2下降以匹配在可调节转换器130的输入处的电压V1，其中电压V1由第一电容器C1平滑/稳定。在时间t1与t2之间的间隔期间，对于所示波形，电压V2大约为23V。同样在时间t1处开始，当来自第二电容器C2的能量经由第一开关Q1对第一电容器C1充电时，电压V1稍微上升，例如从22V上升到23V。
在时间t2处，前述的第二时间间隔开始，并且接通组A开关Q2。在节点对应于耦合在一起的电压V3和电压V2的情况下，电压V3下降并且电压V2上升，直到它们都约为44V。在节点具有从具有电压V2的节点断开的电压V1的情况下，由于从第一电容器C1汲取能量以向可调节转换器130提供电流I0，电压V1在时间t2与时间t3之间缓慢地耗散。
在时间t1和时间t2之间(以及其它地方)的整个开关循环中，输出电压VOUT在围绕其目标值20V的窄范围内变化，例如在约19.5V到20V之间。在更典型的电路中，将使用较大的输出电容器(取决于负载变化)，使得纹波将远低于目标电压1％，并且优选地在0.1％至0.5％内。(在图2A中用于生成波形VOUT的电路中使用的电容器COUT具有1μF的电容，使得在图2A中可以辨别出一些纹波。)
波形212、214分别对应于流向第三电容器C3和第二电容器C2的电流Ib、Ia。在开关Q3被接通的时间t1处，流向电容器C3的电流Ib峰值达到约6A，然后在开关Q3被断开时衰减直到时间t2。在开关Q3被断开并且开关Q2被接通的时间t2处，正电流从第三电容器C3流到第二电容器C2。这在时间t2处被图示为用于Ib的负电流峰值(约为-6A)和用于Ia的对应的正电流峰值(+6A)。当开关Q2被断开时，这些电流量值衰减到更稳定的量值直到时间t3。同样在时间t3，开关Q1被接通，使得电流(和能量)从电容器C2流到电容器C1。这被图示为电流Ia的波形212上的负电流峰值(大约-6A)。此外，在时间t3处，开关Q3被接通，使得电流正电流Ia以与时间t1相同的方式从第一端子101流动。
还示出了分别与流过第三开关Q3的输入电流IIN,、通过第二开关Q2的电流I2以及通过第一开关Q1的电流I1相对应的波形222、224、226。在时间t1与时间t2之间的间隔期间，输入电流IIN,通过第三开关Q3流向第三电容器C3，并且可以被视为在该间隔期间与电流Ib基本相同。在时间t2与时间t3之间，第三开关Q3被断开，使得没有输入电流IIN，如波形222中所示。同样在时间t1与时间t2之间的间隔期间，电流I1流过第一开关Q1，如波形226所示。在该周期期间，除了反转极性外，电流I1基本上与第二电容器C2的电流Ia相同。
在时间t2和时间t3之间的间隔期间，第二开关Q2被接通(开关Q3和开关Q1被断开)，正电流I2流过该开关Q2。在该间隔期间，电流I2基本上与电流Ib的负值和电流Ia相同。
如控制信号PWMHL的波形204所示，高侧开关QH在时间t4和时间t5之间被断开。(低侧开关QL在该时段期间被接通。)因为在该间隔期间没有电流I0被可调节转换器130下沉，所以通过第一开关Q1的电流I1相对于它的其他情况在时间t4处稍微下降。(类似地，来自第二电容器C2的电流Ia的量值在时间t4处也稍微下降。)此现象也可以在组B开关被接通并且高侧开关QH被断开时的其它时间处观察到，例如，电流I1还可以被视为在时间t6处更快地下降。
图2B示出了对应于可调节转换器130的输入电流I0和电感器电流IL1的波形250、260。这些电流I0、电流IL1主要由具有所示波形204的开关控制信号PWMHL来确定。电感器电流IL1具有用于降压转换器电流的典型三角形模式。例如，在时间t7与时间t8之间，高侧开关QH被接通并且电感器电流IL1线性地增加，如波形260中所示，借此创建在可调节转换器130两端的由电感器电流IL1的斜率和L1的电感确定的电压VADJ。在时间t8与时间t9之间，低侧开关QL被接通并且电感器电流IL1线性地减小。
流入可调节转换器130的电流I0在波形250中被示出。除了高侧开关QH被断开(例如，在时间t8与时间t9之间)的间隔之外，此电流I0基本上遵循电感器电流IL1。在这样的间隔期间，没有电流I0流入可调节转换器130。
图2A和图2B的波形对应于诸如图1的电路，其中电容器C1、电容器C2和电容器C3具有500nF的电容，并且电感器L1是2.7μH。
具有其他降压比的变体开关电容器转换器
可以修改图1中所示的电路拓扑以提供不同的下转换比。例如，可以通过删除第三开关Q3、第三电容器C3和第二半桥(开关Q9、开关Q10)来创建2:1降压转换器。与图1的SCC100不同，这样的转换器将仅在其输出处具有半波整流器(开关Q7、开关Q8)，并且因此将经受更多的纹波，这可能限制这种转换器的效用。此外，本文提供的电路拓扑的主要优点是通过可调节转换器的电感器提供相对小的电流。在其开关阶梯中具有两个开关的变体SCC将提供2:1的标称降压比，并且电感器电流将仅相对于常规降压转换器减小大约2倍。因为电感器电流表示本文所述的变体SCC的总输出电流的大约1/Nth，其中N是开关的数量(和标称降压比)，所以电感器电流优选地通过具有更大数量的开关和相关联的更大的降压比而被减小。这种转换器在图3中被示出。(电流减小1/N取决于使用中的可调节转换器的类型。对于降压转换器，电流减小将小于1/N，而对于升压转换器，它将是超过1/N。)
图3示出了具有X:1的降压比的变体SCC 300，其中X≥6，并且通常在6与7之间。图3的变体SCC 300具有与图1的电路结构类似的电路结构，并且下面仅描述实质性差异。
开关阶梯310包括6个开关和5个电容器，从而生成6:1或更大的下转换比。每个连接电容器C2…C6平均地提供输出电流IOUT的大约1/Xth，使得开关阶梯310和整流器120提供输出电流IOUT的大约5/Xth。因此，可调节转换器130仅需要提供输出电流IOUT的大约1/Xth的平均值。通过可调节转换器130及其电感器L1的低电流意味着电感器L1可以相对较小，并且电感器L1的功率损耗将相对较低。此表示优于图1的变体SCC100的优点。
虽然整流器120的拓扑与图1中所示的相同，但是在变型SSCC300中的电容器C2…C6的奇数(5)在整流器120的半桥之间生成电流不平衡。包括开关Q7和开关Q8的第一半桥由三个电容器(C6、C4、C2)馈电，从而支持输出电流的3/Xth。包括开关Q9和开关Q10的第二半桥由两个电容器(C5、C3)馈电，从而支持输出电流的2/Xth。至少与来自开关阶梯310的电容器(支路)的平衡电流相比，这种不平衡将导致输出电压VOUT中的附加纹波。对于一些应用，并且特别是对于具有相对少数量的开关的开关阶梯，可以优选的是，开关阶梯包括奇数个开关和偶数个电容器，以便减少通过整流器的半桥的电流不平衡。此外，不平衡可以意味着半桥中可能需要不同的开关，因为它们支持不同的电流电平。备选地，整流器可以包括多于两个半桥，例如，用于开关阶梯的每个电容器(支线)的一个半桥，其将在半桥之间均匀地分布电流负载并且允许整个整流器中具有类似尺寸的开关。
另外，变体SCC 300的操作类似于在图1中所示出的操作，并且因此不提供进一步的解释。
备选的可调节转换器
图1的可调节转换器130是包括半桥和电感器的降压转换器，但是应当理解，可以使用其他转换器、降压转换器或其他转换器来代替图1的可调节转换器130。下文描述可调节转换器的若干备选方案。
在图1中示出的降压转换器拓扑可以用其他降压转换器电路代替。例如，可调节转换器130的低侧开关QL可以用二极管代替。这提供了仅需要一个开关控制信号的优点，但是具有比有源整流开关(诸如图1的低侧开关QL)更高的通过无源二极管的功率损耗的缺点。降压转换器可以基于不同于图1的可调节转换器130中所示的电路拓扑，但是通常包括电感器和两个开关，或者一个开关和二极管。
图4A示出了与可调节转换器130的降压转换器相似的降压转换器430a。然而，图4A的降压转换器430包括被用于高侧开关QH的p-通道MOSFET PH和被用于低侧开关QL的n-通道MOSFET NL。这可以允许简化的驱动器电路和单个开关控制信号PWM_ADJ。然而，使用这种类型的推挽电路消除了在DCM下操作的选项。
不管具体部件和拓扑如何，降压转换器都提供了快速响应时间的优点。对于需要从变体SCC进行严格调节的系统，通常优选使用降压转换器，因为它们在响应于负载瞬变时提供良好的性能。然而，降压转换器的缺点在于它们可能需要比其他开关转换器类型更大的电感器。因为降压转换器是众所周知的，所以在此不提供关于它们的操作的更多细节。
图4B示出了升压转换器430b，其具有类似于降压转换器430a的拓扑，但是处于反转取向，即，输入电流流过电感器L1，并且输出电流流过由高侧开关QH和低侧开关QL组成的半桥。与降压转换器430a相比，升压转换器430b通过其电感器L1承载较小电流，并且因此其电感器可较小。与使用降压转换器的变体SCC相比，升压转换器430b依赖于SCC阶梯110和整流器100来承载输出电流IOUT的较大部分。升压转换器(诸如升压转换器430b)具有提供比例如降压转换器更慢的对负载瞬变的响应的缺点。因为升压转换器是众所周知的，所以在此不提供关于它们的操作的更多细节。
图4C示出了降压/升压转换器430c，其可以以降压模式或升压模式操作，如由开关控制信号PWMHa、开关控制信号PWMLa、开关控制信号PWMHb、开关控制信号PWMLb所确定的。降压/升压转换器430c包括与降压转换器430a的半桥类似地被配置的第一半桥QHa、QLa以及与升压转换器430b的半桥类似地被配置的第二半桥QHb、第二半桥QLb。当以降压模式操作时，开关控制信号PWMHb、PWMLb被设定为保持高侧开关QHb接通并且低侧开关QLb断开，即，升压部分被设定为通过模式。开关QHa、QLa由控制信号PWMHa控制，PWMHa以与先前针对降压转换器所描述的相同的方式提供必要的输出电压VOUT。当在升压模式下被操作时，开关控制信号PWMHa、PWMHa被设定为保持高侧开关QHa接通并且低侧开关QLa断开，即，降压部分被设定为通过模式。开关QHb、QLb由控制信号PWMHb、PWMLb控制，以与前述用于升压转换器的方式相同的方式提供必要的输出电压VOUT。
对于所示的转换器430a、转换器430b、转换器430c或类似的拓扑，高侧开关QH可以被保持接通并且低侧开关QL可以被断开以影响直通模式。可以使用这样的模式，例如，如果变体SCC落在调节之外，或者在启动期间，当电压V1还没有高到足以提供调节时。
具有降压/升压转换器的经调节的开关电容器转换器
图5说明另一变体SCC 500。该变体SCC与先前描述的变体SCC的不同之处在于，开关阶梯510包括四个开关和三个电容器，从而导致4:1的标称电压下转换。降压/升压转换器530(其可类似于图4C描述的降压/升压转换器430c)被用作可调节转换器。控制器590被配置成提供用于控制降压/升压转换器530的开关的信号PWMHa、信号PWMLa、信号PWMHb、信号PWMLb。
如所说明，变体SCC 500的输入电压VIN为标称48V，并且输出电压VOUT为标称12V。这样的配置通常被用于服务器应用中，其中未经调节的48V直流电压是分布式的，并且必须被下转换并且潜在地被调节为12V，并且在汽车应用中。
如果输入电压VIN足够接近其标称值48V且相当稳定，那么控制器590可以将降压/升压转换器530设定为通过模式，在通过模式中不执行调节。如果控制器590检测到输出电压VOUT下降到远远低于其12V目标，或者类似地，输入电压Vin下降得太多，则控制器590转换为以升压操作模式操作降压/升压转换器530，以便调节输出电压VOUT。如果控制器590检测到输出电压VOUT上升超过其12V目标或类似地输入电压Vin上升得太多，则控制器590将降压/升压转换器530转换为降压操作模式，以便调节输出电压VOUT。假设输入电压VIN的预期范围被充分约束，则变体SCC 500有利地提供降压转换(电流上升转换)，同时在降压/升压转换器530中需要相当小的电感器并且提供对瞬变的合理响应时间。
双向调节开关电容器转换器
前述变体SCC假设其中功率从第一端子101流到第二端子102的操作，以便下转换电压。变体SCC电路拓扑还支持相反方向上的功率流，以便提供电压上转换。这样的操作在图6中被示出。
图6示出了具有类似于图1中所说明的电路的变体SCC 600。然而，第一端子101用作可以被连接到负载的输出端子，并且第二端子102用作用于被连接到电源的输入端子。
控制器690被配置为输入方向控制信号DIR，方向控制信号DIR确定变体SCC600的操作模式。如果方向DIR指示电压下转换，则第二端子102处的电压VIO2被处理为输出电压，并且开关控制信号PWMH、控制信号PWML被控制以便适当地调节该电压VIO2，如前所述。然而，如果方向DIR指示电压上转换和从第二端子102到第一端子101的功率流，则第一端子101处的电压VIO1被处理为输出电压，并且开关控制信号PWMH、控制信号PWML被控制以便以期望的目标电压来调节该电压VIO1。
注意，被连接到变体SCC 600的第一终端101的设备可以在一些模式中作为电源操作，并且在其他模式中作为负载操作。例如，被连接到该第一终端101的设备可以是电池，该电池在某个时间段向变体SCC600提供功率，并且在另一个时间段中被变体SCC600充电。类似地，第二端子102可以同样地被连接到有时作为负载操作并且有时作为电源操作的设备(例如，电动机/发电机)。
用于控制调节的开关电容器转换器的方法
图7示出了用于控制变体SCC(诸如上文所描述的变体SCC中的任一者)的方法700。此方法可以在变体SCC的控制器(诸如图1中所示的控制器或类似的控制器)内被实现。
方法700从生成710控制信号的步骤开始，该控制信号用于在变体SCC的组‘A’内的开关。该方法继续通过生成720控制信号以用于在组‘B’内的开关。尽管以单独的步骤示出，应当理解的是，用于组‘B’的控制信号可以源于组‘A’的控制信号，反之亦然。该方法通过感测730变体SCC的输出电压VOUT继续，并且基于输出电压VOUT生成740功率级控制信号。在典型实施例中，功率级控制信号控制可调节转换器内的开关，诸如降压、升压或降压/升压转换器。在一个实施例中，输出电压VOUT可以由所生成的功率级控制信号来调节。在另一实施例中，可以不调节输出电压VOUT，使得实现固定电压下转换。这样的实施例可以不需要感测730输出电压VOUT的步骤。方法700的步骤通常在变体SCC处于操作中时被重复。
尽管本公开不限于此，但是以下编号的示例展示了本公开的一个或多个方面。
示例1。一种经调节的开关电容器转换器(SCC)，其包括第一I/O端子和第二I/O端子、被耦合到该第二I/O端子的整流器、被耦合在第一电压节点与接地参考之间的第一电容器、开关阶梯和可变电压转换器。开关阶梯被耦合在第一I/O端子与第一电压节点之间，并且包括第一开关和第二开关以及第二电容器。第一开关在第一电压节点处被耦合到第一电容器。第二开关在第二电压节点处被耦合到第一开关，并且还被耦合在第一I/O端子与第一开关之间。第二电容器被耦合在第二电压节点与整流器的节点之间。可变电压转换器被耦合在第一电压节点与第二I/O端子之间，并且被配置为在第一电压节点与第二I/O端子之间提供可变电压降。在优选实施例中，可变电压开关转换器包括开关功率级和电感器。
示例2。根据示例1的经调节的SCC，其中可变电压开关转换器是降压转换器，该降压转换器被配置为逐步降低第一电压节点的第一电压，并且在经调节的SCC以其中正电流流入第一I/O端子并且从第二I/O端子流出的模式下操作时在第二I/O端子处提供所得的被降低的电压。
示例3。根据示例1的经调节的SCC，其中可变电压开关转换器是升压转换器，该升压转换器被配置为逐步升高第一电压节点的第一电压，并且在经调节的SCC以其中正电流流入第一I/O端子并且从第二I/O端子流出的模式中操作时在第二I/O端子处提供所得的升高的电压。
示例4。如示例1的经调节的SCC，其中可变电压开关转换器为降压/升压转换器，该降压/升压转换器被配置为在第一模式中操作，其中第一电压节点的第一电压被逐步降低，以便在第二I/O端子处提供所得的被降低的电压，并且在第二模式中被操作，其中第一电压被逐步升高，以便当经调节的开关电容器转换器以其中正电流流入第一I/O端子并且从第二I/O端子流出的模式被操作时，在第二I/O端子处提供所得的被升高的电压。
示例5。示例1的经调节的SCC，其中可变电压开关转换器设定从第一电压节点流入可变电压开关转换器的平均基极电流，并且其中开关阶梯和整流器向第二端子提供倍增的电流，其中倍增的电流具有相对于平均基极电流被放大N的平均值，其中N是取决于开关阶梯中的开关的数目。
示例6。根据示例1的经调节的SCC，其中第一平均电流流到第一端子，第二平均电流从第二端子流动，其中第二平均电流高于第一平均电流X倍，并且其中X大于1并且不是整数。
示例7。根据实施例1的经调节的SCC，其中开关阶梯还包括：第三开关，其在第三电压节点处被耦合到第二开关，并且被耦合在第一I/O端子与第二开关之间；以及第三电容器，其被耦合在第三电压节点与整流器的第二节点之间。
示例8。根据示例1的经调节的SCC，其中第一I/O端子是用于耦合到电源的输入，第二I/O端子是用于耦合到负载的输出，并且输出处的输出电压相对于输入处的输入电压被逐步降低。
示例9。如示例1的经调节的SCC，其中经调节的SCC被配置在第一间隔期间作为降压转换器操作，其中正电流流到第一I/O端子中并且从第二I/O端子流出，并且其中第二I/O端子处的电压相对于第一I/O端子处的电压被逐步降低，以及其中转换器被配置为在第二间隔期间作为升压转换器操作，其中正电流流入第二I/O端子并且从第一I/O端子流出，并且第一I/O端子处的电压相对于第二I/O端子处的电压被逐步升高。
示例10。一种经调节的SCC系统，其包含示例1的经调节的SCC和控制器。该控制器被配置为生成用于第一开关的第一控制信号、用于第二开关的第二控制信号以及用于切换可变电压开关转换器的功率级控制信号。该功率级控制信号可以被用于控制可变电压开关转换器两端的可变电压降，并且可以被用于调节经调节的SCC系统的输出电压。
示例11。根据示例10的经调节的SCC系统，其中可变电压开关转换器包括降压转换器、升压转换器和降压/升压转换器中的至少一个转换器，并且功率级控制信号控制功率级内的开关的传导性。
示例12。根据示例10的经调节的SCC系统，其中整流器包括第一半桥，该第一半桥包括：第一整流器开关，其具有由第二控制信号控制的传导性；以及第二整流器开关，其具有由第一控制信号控制的传导性。
示例13。根据实施例10的经调节的SCC系统，其中控制器还包括：闭环控制器，其被配置为生成功率级控制信号；以及开环控制器，其被配置为生成第一控制信号和第二控制信号。
示例14。根据示例10的经调节的SCC系统，其中第一控制信号的频率不同于功率级控制信号的频率。
示例15。根据示例10的经调节的SCC系统，其中第一I/O端子是用于耦合到电源的输入，第二I/O端子是用于耦合到负载的输出，并且输出处的输出电压相对于输入处的输入电压被逐步降低，并且其中控制器还被配置为：感测第二I/O端子处的输出电压；以及基于输出电压生成功率级控制信号，以便将输出电压调节到期望的目标电压。
示例16。根据实施例10的经调节的SCC系统，其中控制器被配置为：在第一间隔期间将经调节的开关电容器转换器系统作为降压转换器操作，其中正电流流入第一I/O端子并且从第二I/O端子流出，第二I/O端子处的电压相对于第一I/O端子处的电压被逐步降低，生成功率级控制信号，以便调节第二I/O端的电压；以及在第二间隔期间作为升压转换器来操作经调节的SCC系统，其中正电流流入第二I/O端子并且从第一I/O端子流出，第一I/O端子处的电压相对于第二I/O端子处的电压被逐步升高，并且生成功率级控制信号，以便调节第一I/O端子处的电压。
示例17。一种用于控制经调节的SCC的方法，该经调节的SCC包括第一输入/输出(I/O)端子和第二输入/输出(I/O)端子、耦合到第二I/O端子的整流器、耦合在第一电压节点与参考电压之间的第一电容器、开关阶梯和可变电压开关转换器。该开关阶梯包括耦合在第一I/O端子与第一电压节点之间的第一开关和第二开关，以及将第一开关和第二开关的互连节点耦合到整流器的第一节点的第二电容器。可变电压开关转换器包括功率级和电感器，并且耦合在第一电压节点与第二I/O端子之间。该方法包括生成用于控制第一开关的传导性的第一控制信号，生成用于控制第二开关的传导性的第二控制信号，以及生成用于控制功率级的传导性的功率级控制信号。所生成的功率级控制信号可以被用于调节经调节的开关电容器转换器的输出电压。
示例18。根据示例17的方法，其还包括感测第二I/O端子处的第二电压，以及其中功率级控制信号是基于所感测的第二电压而被生成的，以便将第二电压调节到期望的目标电压。
示例19。示例17的方法还包括：在第一间隔期间将经调节的SCC作为降压转换器操作，其中正电流流入第一I/O端子并且从第二I/O端子流出，第二I/O端子处的电压相对于第一I/O端子处的电压被逐步降低，并且生成功率级控制信号以便调节第二I/O端子处的电压；以及在第二间隔期间将经调节的SCC作为升压转换器操作，其中正电流流入第二I/O端子并且从第一I/O端子流出，第一I/O端子处的电压相对于第二I/O端子处的电压被升高，并且生成功率级控制信号，以便调节第一I/O端子处的电压。
如本文中所使用，术语“具有”、“包含”、“包括”等是指示所述元件或特征的存在但不排除附加元件或特征的开放式术语。冠词“一”、“一个”和“所述”旨在包括复数以及单数，除非上下文另外清楚地指示。
应当理解，除非另外特别指出，否则本文描述的各种实施例的特征可以彼此组合。
虽然在本文中已经示出和描述了具体实施例，但是本领域的普通技术人员将理解，在不脱离本发明的范围的情况下，可以用各种替代和/或等效的实现来替代所示出和描述的特定实施例。本申请旨在覆盖本文所讨论的具体实施例的任何修改或变化。因此，本发明仅由权利要求及其等同物限制。

Claims (19)

1.一种经调节的开关电容器转换器SCC，包括：
第一输入/输出I/O端子；
第二I/O端子；
整流器，其被耦合到所述第二I/O端子；
第一电容器，其被耦合在第一电压节点与参考节点之间；
开关阶梯，其被耦合在所述第一I/O端子与所述第一电压节点之间，并且包括：
第一开关，其被耦合到所述第一电压节点，
第二开关，其在第二电压节点处被耦合到所述第一开关，并且被耦合在所述第一I/O端子与所述第二电压节点之间，以及
第二电容器，其被耦合在所述第二电压节点与所述整流器的第一节点之间；
可变电压开关转换器，其被耦合在所述第一电压节点与所述第二I/O端子之间，并且被配置为在所述第一电压节点与所述第二I/O端子之间提供可变电压降，所述可变电压开关转换器包括功率级和电感器。
2.根据权利要求1所述的经调节的SCC，其中所述可变电压开关转换器为降压转换器，所述降压转换器被配置为逐步降低所述第一电压节点的第一电压，并且在所述经调节的SCC以其中正电流流入所述第一I/O端子并且从所述第二I/O端子流出的模式被操作时在所述第二I/O端子处提供所得的被降低的电压。
3.根据权利要求1所述的经调节的SCC，其中所述可变电压开关转换器为升压转换器，所述升压转换器被配置为逐步升高所述第一电压节点的第一电压，并且在所述经调节的SCC以其中正电流流入所述第一I/O端子并且从所述第二I/O端子流出的模式被操作时在所述第二I/O端子处提供所得的被升高的电压。
4.根据权利要求1所述的经调节的SCC，其中所述可变电压开关转换器为降压/升压转换器，所述降压/升压转换器被配置为在第一模式中操作，其中所述第一电压节点的第一电压被逐步降低，以便在所述第二I/O端子处提供所得的被降低的电压，并且在第二模式中操作，其中所述第一电压被逐步升高，以便当所述经调节的开关电容器转换器以其中正电流流入所述第一I/O端子并且从所述第二I/O端子流出的模式被操作时，在所述第二I/O端子处提供所得的被升高的电压。
5.根据权利要求1所述的经调节的SCC，其中所述可变电压开关转换器设定从所述第一电压节点流入所述可变电压开关转换器的平均基极电流，并且其中所述开关阶梯和所述整流器向所述第二端子供应倍增的电流，其中所述倍增的电流具有相对于所述平均基极电流被放大N的平均值，其中N是取决于所述开关阶梯中的开关的数目。
6.根据权利要求1所述的经调节的SCC，其中第一平均电流流到所述第一端子，第二平均电流从所述第二端子流动，其中所述第二平均电流高于所述第一平均电流X倍，并且其中X大于1并且不是整数。
7.根据权利要求1所述的经调节的SCC，其中所述开关阶梯还包括：
第三开关，所述第三开关在第三电压节点处被耦合到所述第二开关，并且被耦合在所述第一I/O端子与所述第二开关之间；以及
第三电容器，所述第三电容器被耦合在所述第三电压节点与所述整流器的第二节点之间。
8.根据权利要求1所述的经调节的SCC，其中所述第一I/O端子是用于耦合到电源的输入，所述第二I/O端子是用于耦合到负载的输出，并且所述输出处的输出电压相对于所述输入处的输入电压被逐步降低。
9.根据权利要求1所述的经调节的SCC，
其中所述经调节的SCC被配置为在第一间隔期间作为降压转换器操作，其中正电流流入所述第一I/O端子并且从所述第二I/O端子流出，并且所述第二I/O端子处的电压相对于所述第一I/O端子处的电压被逐步降低，以及
其中所述转换器被配置为在第二间隔期间作为升压转换器操作，其中正电流流入所述第二I/O端子并且从所述第一I/O端子流出，并且所述第一I/O端子处的电压相对于所述第二I/O端子处的电压被逐步升高。
10.一种经调节的开关电容器转换器SCC系统，包括：
第一输入/输出I/O端子；
第二I/O端子；
整流器，其被耦合到所述第二I/O端子；
第一电容器，其被耦合在第一电压节点与参考节点之间；
开关阶梯，其被耦合在所述第一I/O端子与所述第一电压节点之间，并且包括：
第一开关，其被耦合到所述第一电压节点，
第二开关，其在第二电压节点处被耦合到所述第一开关，并且耦合在所述第一I/O端子与所述第二电压节点之间，以及
第二电容器，其被耦合在所述第二电压节点与所述整流器的第一节点之间；
可变电压开关转换器，其被耦合在所述第一电压节点与所述第二I/O端子之间，并且被配置为在所述第一电压节点与所述第二I/O端子之间提供可变电压降，所述可变电压开关转换器包括功率级和电感器；以及
控制器，其被配置为生成用于所述第一开关的第一控制信号、用于所述第二开关的第二控制信号，以及用于所述功率级的功率级控制信号。
11.根据权利要求10所述的经调节的SCC系统，其中所述可变电压开关转换器包括降压转换器、升压转换器和降压/升压转换器中的至少一个转换器，并且所述功率级控制信号控制所述功率级内的开关的传导性。
12.根据权利要求10所述的经调节的SCC系统，其中所述整流器包括第一半桥，所述第一半桥包括：
第一整流器开关，其具有由所述第二控制信号控制的传导性；以及
第二整流器开关，其具有由所述第一控制信号控制的传导性。
13.根据权利要求10所述的经调节的SCC系统，其中所述控制器还包括：
闭环控制器，其被配置为生成所述功率级控制信号；以及
开环控制器，其被配置为生成所述第一控制信号和所述第二控制信号。
14.根据权利要求10所述的经调节的SCC系统，其中所述第一控制信号的频率不同于所述功率级控制信号的频率。
15.根据权利要求10所述的经调节的SCC系统，其中所述第一I/O端子是用于耦合到电源的输入，所述第二I/O端子是用于耦合到负载的输出，并且所述输出处的输出电压相对于所述输入处的输入电压被逐步降低，并且其中所述控制器还被配置为：
感测所述第二I/O端子处的所述输出电压；以及
基于所述输出电压生成所述功率级控制信号，以便将所述输出电压调节到期望的目标电压。
16.根据权利要求10所述的经调节的SCC系统，其中所述控制器被配置为：
在第一间隔期间作为降压转换器来操作所述经调节的SCC系统，其中正电流流入所述第一I/O端子并且从所述第二I/O端子流出，所述第二I/O端子处的电压相对于所述第一I/O端子处的电压被逐步降低，并且生成所述功率级控制信号，以便调节所述第二I/O端子处的所述电压；以及
在第二间隔期间作为升压转换器来操作所述经调节的SCC系统，其中正电流流入所述第二I/O端子并且从所述第一I/O端子流出，所述第一I/O端子处的电压相对于所述第二I/O端子处的电压被逐步升高，并且生成所述功率级控制信号，以便调节所述第一I/O端子处的所述电压。
17.一种用于控制经调节的开关电容器转换器SCC的方法，所述SCC包括第一输入/输出I/O端子和第二输入/输出I/O端子、耦合到所述第二I/O端子的整流器、耦合在第一电压节点与参考电压之间的第一电容器、包括耦合在所述第一I/O端子与所述第一电压节点之间的第一开关和第二开关的开关阶梯、以及将所述第一开关和所述第二开关的互连节点耦合到所述整流器的第一节点的第二电容器、以及包括功率级和电感器的可变电压开关转换器，并且所述可变电压开关转换器耦合在所述第一电压节点与所述第二I/O端子之间，所述方法包括：
生成用于控制所述第一开关的传导性的第一控制信号；
生成用于控制所述第二开关的传导性的第二控制信号；以及
生成用于控制所述功率级的传导性的功率级控制信号。
18.根据权利要求17所述的方法，还包括：
感测所述第二I/O端子处的第二电压，以及
其中所述功率级控制信号是基于所感测的第二电压而被生成的，以便将所述第二电压调节到期望的目标电压。
19.根据权利要求17所述的方法，还包括：
在第一间隔期间将所述经调节的SCC作为降压转换器操作，其中正电流流入所述第一I/O端子并且从所述第二I/O端子流出，所述第二I/O端子处的电压相对于所述第一I/O端子处的电压被逐步降低，并且生成所述功率级控制信号以便调节所述第二I/O端子处的电压；以及
在第二间隔期间将所述经调节的SCC作为升压转换器操作，其中正电流流入所述第二I/O端子并且从所述第一I/O端子流出，所述第一I/O端子处的电压相对于所述第二I/O端子处的电压被逐步升高，并且生成所述功率级控制信号以便调节所述第一I/O端子处的电压。
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