CN111756249A

CN111756249A - 模块化dc-dc转换器和包括其在内的电池充电装置

Info

Publication number: CN111756249A
Application number: CN202010237702.7A
Authority: CN
Inventors: 莫纳·尔门沙维; 艾哈迈德·马苏德
Original assignee: Qatar Foundation for Education Science and Community Development
Current assignee: Qatar Foundation for Education Science and Community Development
Priority date: 2019-03-29
Filing date: 2020-03-30
Publication date: 2020-10-09
Also published as: US11616450B2; US20200313443A1

Abstract

本发明涉及模块化DC‑DC转换器和包括其在内的电池充电装置。提供了一种模块化DC‑DC转换器和一种电池充电装置。模块化DC‑DC转换器包括在输入侧设置的第一转换器、在输出侧设置的多个第二转换器、以及在第一转换器与第二转换器之间设置的多个高频变压器。第一转换器和高频变压器在输入侧串联连接，并且第二转换器在输出侧并联连接。

Description

模块化DC-DC转换器和包括其在内的电池充电装置

相关申请的交叉引用

本申请要求2019年3月29日提交的美国临时专利申请No.62/826,268的优先权，其公开内容通过引用整体而并入本说明书中。

背景技术

低速电动车辆(LS-EV)通常被用在退休社区和郊区中。LS-EV在短距离上操作并且主要靠电池运行。LS-EV能够有效地用于代替传统汽车执行持续不到十分钟的短距离旅行。可以在机场、体育馆、乡村俱乐部、度假胜地和高尔夫球场中使用LS-EV。

LS-EV的主要问题之一是电池充电时间长。LS-EV再充电过程通常经由标准120VAC或240VAC单相插座完成。这样的过程花费多于八小时并且通常夜间完成。因此，需要对电池组进行快速再充电以提高LS-EV的利用率。

发明内容

本公开一般地涉及一种模块化DC-DC转换器和一种电池充电装置，该电池充电装置包括该模块化DC-DC转换器以便对低速电动车辆快速充电。

鉴于本公开，并且在不以任何方式限制本公开的范围的情况下，在本公开的除非另外指定否则可以与本文列举的任何其它方面组合的一方面中，提供了一种模块化DC-DC转换器。模块化DC-DC转换器包括在输入侧设置的第一转换器、在输出侧设置的多个第二转换器、和在第一转换器与第二转换器之间设置的多个高频变压器。第一转换器和高频变压器在输入侧串联连接，并且第二转换器在输出侧并联连接。

在本公开的除非另外指定否则可以与本文列举的任何其它方面组合的一方面中，第一转换器包括仅一个全桥转换器。

在本公开的除非另外指定否则可以与本文列举的任何其它方面组合的一方面中，第二转换器包括至少两个全桥转换器。

在本公开的除非另外指定否则可以与本文列举的任何其它方面组合的一方面中，第一转换器包括反激转换器、正激转换器、推挽转换器、半桥转换器和全桥转换器中的至少一个。

在本公开的除非另外指定否则可以与本文列举的任何其它方面组合的一方面中，第二转换器包括反激转换器、正激转换器、推挽转换器、半桥转换器和全桥转换器中的两个或更多个。

在本公开的除非另外指定否则可以与本文列举的任何其它方面组合的一方面中，模块化DC-DC转换器还包括在输入侧与第一转换器耦合的第一电容器。

在本公开的除非另外指定否则可以与本文列举的任何其它方面组合的一方面中，模块化DC-DC转换器还包括在输出侧与第二转换器中的一个耦合的第二电容器。

在本公开的除非另外指定否则可以与本文列举的任何其它方面组合的一方面中，第二转换器包括三个全桥转换器。

鉴于本公开，并且在不以任何方式限制本公开的范围的情况下，在本公开的除非另外指定否则可以与本文列举的任何其它方面组合的一方面中，提供了一种电池充电装置。电池充电装置包括在输入侧设置的第一转换器、在输出侧设置的多个第二转换器、以及在第一转换器与第二转换器之间设置的多个高频变压器。第一转换器和高频变压器在输入侧串联连接，并且第二转换器在输出侧并联连接。

在本公开的除非另外指定否则可以与本文列举的任何其它方面组合的一方面中，电池充电装置还包括在输入侧与第一转换器耦合的第一电容器。

在本公开的除非另外指定否则可以与本文列举的任何其它方面组合的一方面中，电池充电装置还包括在输出侧与第二转换器中的一个耦合的第二电容器。

在考虑根据本公开的模块化DC-DC转换器的某些非限制性实施例的以下详细描述后，读者将领会前面的细节以及其它细节。

附图说明

通过参考附图，可以更好地理解包括本文描述的模块化DC-DC转换器和电池充电装置的本技术的特征和优点，在附图中：

图1是根据本公开的实施例的DAB转换器电路的示意图。

图2A-2E是多模块DC-DC转换器配置的示意图；图2A是通用多模块DC-DC转换器；图2B是FB电路配置；图2C是HB电路配置；

图2D是DAB电路配置；以及图2E是基于DAB DC-DC转换器的谐振电路。

图3是根据本公开的实施例的快速充电器DC-DC转换器的示意图。

图4是根据本公开的实施例的快速充电器DC-DC转换器电路的示意图。

图5是根据本公开的实施例的n模块ISIP-OSOP DC-DC转换器小信号模型的示意图。

图6是根据本公开的实施例的三模块ISOP快速充电器DC-DC转换器电路的示意图。

图7是根据本公开的实施例的ISOP快速充电器DC-DC转换器小信号模型的示意图。

图8是根据本公开的实施例的用于三模块ISOP快速充电器DC-DC转换器的OCS控制方案的示意图。

图9A-9D是根据本公开的实施例的用于三模块ISOP快速充电器DC-DC转换器的控制方案的模拟结果的图。图9A是模块化输入电压的图；图9B是输入电流的图；图9C是模块化输出电流的图；以及图9D是总输出电流的图。

在考虑根据本公开的包括模块化DC-DC转换器和电池充电装置的本技术的某些非限制性实施例的以下详细描述后，读者将领会前面的细节以及其它细节。在使用包括本文描述的模块化DC-DC转换器、电池充电装置和控制方法的本技术后，读者还可以理解某些此类附加细节。

具体实施方式

本公开一般地涉及模块化DC-DC转换器和包括该模块化DC-DC转换器的电池充电装置。

LS-EV快速充电是克服通过长充电过程所引起的停机时间并允许更好地利用LS-EV所必需的。如果充电过程用快速充电在不到一小时内完成，则它将需要较高的充电速率。高功率三相快速充电技术已成为工业EV市场中的完善技术并且已在时间、成本和劳动力节约方面实现了显著减少。然而，当它们开始应用于主要通过单相电路来充电并由消费者处理的LS-EV时存在许多挑战。

通常，对EV来说有三种充电等级。在等级1和等级2中，充电过程在车辆在家被充电的地方在相当长的时间内进行。这些充电等级的主要缺点是取决于电池的尺寸和充电状态，充电过程花费从4小时到20小时才能达到完全充电。这些等级不适用于长距离。换句话说，在等级1和等级2充电方法中，达到完全充电要求附加时间，这阻碍从以汽油为动力的常规车辆向以电池为动力的电动车辆转变。在这方面，引入了第3级充电基础设施以减少充电过程的时间并提供快速加油。在第3级快速充电中避免了长充电时间，因为能够在不到三十分钟内实现电池充电。为了实现快速充电，应该准确地设计快速充电器的电源电子接口以实现高功率因数和高效率，并且提供电流隔离。此外，必须获得调节良好的输出DC电压。

快速充电技术诸如恒流恒压(CC-CV)和多级恒流恒压(MCC-CV)。能够应用MCC-CV来提高电池接受率。为了具有传递高功率的能力，利用诸如采用负脉冲和变频脉冲充电的CC-CV方法这样的一些先进充电技术来提高充电接受性。

根据本公开的实施例，开发了用于LS-EV快速充电的模块化DC-DC转换器。在输出侧以48V的低电压充电要求高电流，从而在采用单个转换器单元时带来挑战。通常，针对EV快速充电器应用采用两种不同的DC-DC转换器方法。第一方法是使用两级电压源转换器，其中半导体器件被串联和/或并联连接以实现所期望的额定值。第二方法是使用能够具有两级或多级性质的模块化转换器。

具有模块化结构的DC-DC转换器提供较容易的维护，诸如热插拔能力、冗余、可伸缩性和穿越能力。此外，能够通过所采用的模块来实现所要求的额定值，其中每个模块处理总所需功率的一小部分。模块性概念适用于整个级，包括变压器和电力电子装置。

在快速充电EV应用中使用的有吸引力的DC-DC转换器之一是基于多模块DC-DC转换器的双有源桥(DAB)拓扑，因为能够实现双向电力流。此外，能够在实现AC链路中的较高的开关频率，这会导致显著的重量和尺寸减少。此外，能够应用软开关技术来避免高开关损耗。

在本公开中，提供了用于LS-EV快速充电器的低成本高效率的DC-DC转换器。为EV应用准备了不同的DC-DC转换器。此外，根据系统规范，提供了DC-DC转换器功率级的配置。此外，为了研究多模块DC-DC转换器的动态性能，提供了适用于输入串联输入并联输出串联输出并联(ISIP-OSOP)的广义小信号分析。这是通过分别研究全桥相移(FB-PS)DC-DC转换器、两模块输入并联输出串联(IPOS)、三模块输入串联输出并联(ISOP)和四模块输入串联输入并联输出串联(ISIPOS)的小信号分析来实现的。因此，广义模型用于为ISOP DC-DC转换器导出小信号模型。此外，提供ISOP DC-DC转换器的控制方法以保证功率在模块之间的相等分布。

应该理解的是，电池尺寸和容量变化(36V–48V；140Ahr–200Ahr)，快速充电器所得的功率额定值将在2.5kW–6.6kW之间变化。因此，为了在为LS-EV实现快速充电器时实现较大的通用性，模块化设计将是满足这些电池的变化需要的有效解决方案。为了满足车辆的变化功率需要，能够将范围在1.5kW–2kW之间的模块化功率级用作构件。通过模块化功率级，能够使用根据本公开的实施例的几个构件来实现各种充电器尺寸和模型。

根据本公开的实施例，所开发的功率转换级将采用模块化方式，其中每个模块化功率级的额定功率为1.5kW。经由单相电源进行电池充电是消费者所要求的，因为单相充电允许消费者通过在其家可获得的标准单相插座来方便地对其EV充电。

能量流可以是从电网到车辆(G2V)并且也可以是从车辆到电网(V2G)。根据实施例，EV充电器包括两级：第一级是与电网对接的AC-DC转换器。此转换器有两个作用：以统一功率因数操作并且为输入电压和电流及输出电压和电流两者提供低谐波失真。第二级是DC-DC转换器。此转换器必须控制充电电流，确保向电池递送适当的电压，并且减少电压纹波和电流纹波两者。为了实现G2V模式和V2G模式，这两级必须支持双向功率流。

根据实施例，DC-DC转换器是基本隔离转换器、基本谐振转换器、两级DAB转换器和多模块转换器。

能够在高功率密度、高效率、低成本和电流隔离方面突出用于设计EV电池充电器的要求。提高开关频率会减小无源元件尺寸和成本。然而，提高开关频率会增加开关损耗。因此，采用软开关技术和谐振拓扑来提高开关频率，而不牺牲功率级的效率。对EV充电器系统来说必需的另一要求是选择具有控制在输出侧的高电流的能力的拓扑。此外，为了使电网与车辆电断开，要求电流隔离。这能够通过采用根据实施例的高频变压器来完成。

能够将隔离拓扑分为两种类别：单端和双端。双端拓扑优于单端拓扑的优点是它要求较小的磁芯，而不要求额外的清除绕组。基本隔离DC-DC转换器从低功率到高功率的顺序是反激、正激、推挽、半桥(HB)和全桥(FB)。

在表1中，在输出功率范围、成本、有源开关数和电应力方面比较基本隔离DC-DC转换器。

表1.基本隔离DC-DC转换器之间的比较

如表1中所图示的，当与其它拓扑相比时能够在较高功率应用中采用FB DC-DC转换器。然而，FB转换器遭受高开关损耗，因为所有开关都在硬开关下操作。为了避免与常规FB转换器相关联的高开关损耗，移相全桥(PS-FB)DC-DC转换器是被用在EV电池充电器应用中的另一FB配置。这种拓扑在控制方法学方面不同于常规拓扑。使用PS-FB DC-DC转换器通过零电压开关允许实现较低的开关损耗。

谐振转换器能够实现非常低的开关损耗，从而使得此类转换器能够在高开关频率下操作。基本谐振转换器是串联谐振转换器(SRC)、并联谐振转换器(PRC)和被表示为(SPRC或LCC谐振转换器)的串联并联转换器。在SRC中，DC增益总是小于一。负载阻抗与在轻载情形下的谐振回路阻抗相比非常大，从而在轻载情况下难以调节输出电压。随着在输入侧的电压增加而在轻载时的输出电压的调节、高能量循环和关断时段时的高电流方面能够突出SRC的主要缺点。

与SRC不同，在PRC中避免了轻载调节问题。然而，PRC随着在输入侧的电压增加而在较高的开关频率下操作。此外，当与SRC相比时循环能量甚至在轻载条件下也高得多。因此，能够在高能量循环和关断时段时的高电流方面突出PRC的主要缺点。

根据本公开的实施例，多模块DC-DC转换器包括SRC和PRC两者的组合。SPRC具有SRC和PRC两者的优点。在这个拓扑中，能够在无负载条件下调节输出电压。此外，当与PRC相比时循环能量较小。此外，当与PRC相比时输入电流较小，然而当与SRC相比时输入电流较高。因此，能够说SPRC中的循环能量比PRC小。

与SRC和PRC类似，SPRC随着输入电压增加而在较高的开关频率下操作。此外，随着输入电压增加，开关器件的关断电流也增加。因此，能够观察到SPRC组合SRC和PRC的优点，即，在无负载条件下输出电压的调节和较小的循环能量。然而，可能不在高输入电压下调整这三种拓扑，因为将导致高开关损耗和高传导损耗。此外，将在输入侧的高电压下发生高循环能量。

另一谐振转换器配置是LLC谐振转换器。在此转换器中，可在SPRC处获得两个谐振频率。能够以甚至在无负载条件下的ZVS能力概括这种配置的优点，因此，开关损耗降低，这将导致高效率。此外，能够在所有负载条件下调节输出电压。此外，由于在初级侧的ZVS和在次级侧的ZCS，LLC谐振转换器提供高效率，从而使LLC成为有前途的候选拓扑。已经针对EV电池充电应用设计并实现了HB-LLC谐振转换器。DC-DC转换器被设计来实现高效率、宽输出电压范围、低成本和低开关损耗以使能量传递最大化。

LLC拓扑可能在反向模式下失去软开关。因此，限制双向功率传递能力并损害效率。然而，通过采用双向CLLC谐振转换器，能够避免这个。在正激(G2V)和反向(V2G)模式下，CLLC谐振转换器的操作类似于LLC谐振转换器。因此，能够获得两种模式下的ZVS和ZCS，并且能够减少开关损耗，从而提高充电器的效率。

根据本公开的实施例，DAB DC-DC转换器是能够被用于低功率应用和高功率应用的拓扑。如图1中所示的DAB配置包括经由中/高频AC变压器连接的两个有源桥。能够取决于设计准则使用单相桥或三相桥来构造DAB。图1中所示的2L-DAB通常在方波模式下操作。中间变压器泄漏电感限制最大功率流并且被用作能量传递元件。这个拓扑能够进行双向功率流，所述双向功率流能够通过控制两个桥之间的相移以及每桥输出电压的幅度来实现。能够在ZVS和/或零电流开关(ZCS)下切换开关。因此，减少开关损耗，并且提高功率效率。然而，在轻载时不确保ZVS操作(即，软开关特征)。换句话说，常规DAB软开关区域限于窄输出电压范围。然而，在EV电池充电器应用中，当电池被充电时，转换器将在无负载下操作一段时间，并且负载将绝对为零。因此，为了实现正在实现高效率的项目要求，应该在所有负载条件下维持ZVS。因此，提出若干控制策略以便增加软开关范围并且减小变压器电流。此外，能够通过选取变压器匝数比来获得高转换比。

为了增加DAB软开关范围，提供了串联R-DAB(SR-DAB)。在这个拓扑中，仅要求一个额外的电容器。通常通过频率调制方案来对SR-DAB进行调制。然而，为了对功率传递进行调制，要求大开关频率范围，这将在滤波器和控制设计中引起困难。

根据实施例，提供了调频CLLC-R-DAB。在这个拓扑中，转换器能够在维持软开关能力的同时在输入电压的大变化上操作。当与SR-DAB相比时，使用较小的开关频率范围来对CLLC-R-DAB转换器进行调制。根据实施例，提供了具有调谐LCL网络的DAB。它表明当在LCL网络调谐频率下操作时，桥电流幅度减小。这使高频链路传导损耗最小化并且提高了对两个全桥中的半导体器件的利用。

根据实施例，具有调谐CLLC结构的DAB被提供来提高转换器的功率密度。这个拓扑减少所要求的磁性组件数和变压器励磁电感，同时维持与LCL-DAB拓扑类似的工作特性。

通过DAB的模块化设计，能够获得系统的较容易的可伸缩性。此外，通过插入冗余模块，实现了系统可靠性。连接多个DAB单元的可能的架构被分为四种主要类别，它们是：输入串联输出串联(ISOS)、输入并联输出并联(IPOP)、输入串联输出并联(ISOP)、输入并联输出串联(IPOS)。

为了满足EV快速充电器应用的电压和功率要求，建立了两种不同的方法。第一方法是通过将半导体器件集成到具有串联/并联连接的两级转换器拓扑中。然而，由于开关的不相等参数(诸如开关延迟、泄漏电感和集电极至发射极电容)，电源开关的串联连接导致电压在开关器件之间的不对称分摊。因此，需要电压平衡方法以避免可能发生的任何故障，因为一个元件的故障将导致整个转换器故障，从而导致低可靠性。

在第二方法中，通常追求以模块方式构建功率电子转换器。模块化转换器包含若干数目的较小的模块。以模块化方式构建转换器是成本合算的解决方案。此外，能够在故障情况下热插拔较小的模块，这使此类转换器的维护变得较容易。此外，能够根据系统的功率额定值来按比例扩大模块的数目。此外，通过安装更多的模块，能够建立冗余的概念。换句话说，在基于模块化结构的DC-DC转换器中，每个单元处理总输入功率的小部分。因此，所选择的功率开关具有较低的电压额定值，因此具有较高的开关频率能力。因此，由于开关频率的增加，变压器尺寸将减小。为了避免与第一方法有关的缺点，使用诸如多模块转换器这样的模块化转换器拓扑来提供模块性特征并且实现电压和功率要求，其中基于多模块转换器的拓扑包括谐振转换器以及HB和FB转换器。

图2A-2E示出具有能够在EV充电器应用中采用的配置的多模块DC-DC转换器。在此转换器中，每个子模块(SM)以单个模块额定电压操作并且对总输出功率的一小部分做出贡献。因此，此类转换器能够在较高的开关频率下操作，而不会在其设计上面临挑战并且不会牺牲转换效率。

根据本公开的实施例，此DC-DC转换器基于模块化结构并且能够提供单向和双向功率流。在这种布置中，应用额外的控制技术以确保SM之间的相等电压和/或电流分摊。

图2A是通用多模块DC-DC转换器。图2B是FB电路配置。图2C是HB电路配置。图2D是DAB电路配置。图2E是基于DAB DC-DC转换器的谐振拓扑。

在图2E中，FB转换器根据AC链路谐振频率来调整其频率以便跨变压器的初级绕组和次级绕组产生具有正弦行为的电压波形。这将使得开关器件能够在ZCS附近操作。

基于多模块DC-DC转换器的DAB能够在AC链路中实现较高的开关频率，这导致重量和尺寸减少。此外，通过采用软开关技术，减少转换器的损耗，从而能够实现较高的效率。

根据实施例，系统规格如下：模块的输入电压是110V@1.5kW而模块的输入电流是13A@1.5kW。然而，总输出电压和输出电流分别是48V和93.75A。因此，基于常规DAB DC-DC转换器的模块化功率级连接是ISOP。然而，输入规格能够由仅一个转换器处理，并且由于在输出侧的高输出电流，可能需要不止一个转换器以避免高功率损耗并实现最高效率。因此，所选择的拓扑是多模块DC-DC转换器DAB，并且在初级侧采用仅一个桥，而且将在高频变压器和第二桥上应用模块性概念，其中模块的连接将为如图3中所示的ISOP。由于高输出电流不仅需要在输出侧的并联连接使得所有模块分摊相等的电流，而且要求提供小纹波电流，其将因此减小电容器尺寸并且避免在充电过程期间对电容器的任何损坏。

根据本公开的实施例，提供了适用于ISIP-OSOP配置的广义小信号分析。

如图4中所示的ISIP-OSOP通用DC-DC转换器配置包括n个隔离DC-DC模块，所述n个隔离DC-DC模块在输入侧串联和/或并联连接并且在输出侧串联和/或并联连接。

通过确保输入电流分摊(ICS)和IVS，每个模块的输入电流被减小到

并且每个模块的输入电压被减小到

其中，I_in是ISIP-OSOP DC-DC转换器的输入电流而V_in是ISIP-OSOP DC-DC转换器的输入电压，α是在输入侧并联连接的模块的数目而β是在输入侧串联连接的模块的数目。类似地，通过确保OCS和输出电压分摊(OVS)，每个模块的输出电流被减小到

并且每个模块的输出电压被减小到

其中I_o是ISIP-OSOP DC-DC转换器的输出电流而V_o是ISIP-OSOP DC-DC转换器的输出电压，a是在输出侧并联连接的模块的数目而b是在输出侧串联连接的模块的数目。

根据实施例，提供并在图5中示出了针对ISIP-OSOP转换器的小信号模型。每个模块的输入电流和输入电压分别是

和

并且每个模块的输出电流和输出电压分别是

和

因此，每个模块的负载电阻是

因此，能够将作为改变滤波电感器电流对占空比调制的影响和改变输入电压对占空比调制的影响的

和

以及图5中呈现的I_eq表达如下：

能够将等式(1)重写为：

其中

能够将等式(3)重写为：

基于小信号模型来构建n模块ISIP-OSOP DC-DC转换器小信号模型。输入电压扰动被表示为

然而，每模块的输入电压扰动被表示为

其中j＝1，2，...，β。电容器电压扰动被表示为

其中j＝1，2，...，b。

基于模块性的特征并为了在复杂性方面减少小信号传递函数，假定了模块具有相等的有效占空比、变压器匝数比、电容器和电感器值。

因此，K₁＝K₂＝…＝K_n＝K，C₁＝C₂＝…＝C_n＝C，C_d1＝C_d2＝…＝C_dn＝C_d，并且L₁＝L₂＝…＝L_n＝L。此外，还假定了所有模块共享相同的输入电压。因此，每个模块的DC输入电压是

尽管每个模块具有不同的占空比扰动，但是假定了所有模块具有相同的归一化时移。此外，在此模型中考虑输出电容的ESR。

以下小信号等式是通过应用KVL和KCL来获得的：

将(7)中的等式相加：

能够将等式(8)写为：

定义在对(6)中的等式求和之后出现的模块的输入和输出电压的求和项：

其中：

·如果在输入侧的所有模块串联连接，则γ＝1。

·如果在输入侧的所有模块并联连接，则γ＝α。

·如果在输入侧的模块串联且并联连接，则

其中：

·如果在输出侧的所有模块串联连接，则c＝1。

·如果在输出侧的所有模块并联连接，则c＝a。

·如果在输出侧的模块串联且并联连接，则

控制到输出电压传递函数：输出电压与占空比之间的关系是通过将(6)中的等式加起来来获得的，假定

并且

其中k＝1，2，...，n且k≠j，并且代入(2)、(4)、(9)、(10)和(11)。

将(6)中的等式相加：

针对(14)的进一步简化会产生(15)

控制到滤波电感器电流传递函数：滤波电感器电流与占空比之间的关系是通过使用(9)来得出以下等式而获得的：

在(14)中代入(16)，并且假定

且

其中k＝1，2，...，n且k≠j。

针对(17)的进一步简化将产生(18)。

输出阻抗

类似地，像在基于ISOP DC-DC转换器的FB拓扑[12]的小信号建模中导出的那样，能够通过重写(7)中的KCL等式来得出ISIP-OSOP转换器的输出阻抗，使得：

对(19)中的等式求和：

因此，将(7)修改如下：

输出电压和输出电流之间的关系是通过假定

且

j＝1，2，...，n，将(6-6)中的所有等式相加并且代入(2)、(4)、(10)、(11)和(21)来获得的。

针对(23)的进一步简化将产生(24)。

转换器增益

输出电压和输入电压之间的关系是通过假定

j＝1，2，...，n，将(6)中的所有等式相加并且在相加等式中代入(2)、(4)、(9)、(10)和(11)来获得的。

重新布置(26)将产生(27)。

在基于模块化结构ISOP的FB-PS DC-DC转换器中执行相同的分析。然而，将仅在高频变压器和第二FB转换器上应用模块化方式。根据实施例，分析不局限于单向功率流并且能够被应用于双向功率流。

根据本公开的实施例，提供并在图6中示出ISOP转换器。ISOP转换器包括多个高频变压器以及分别在输入端和输出端处串联和并联连接的FB转换器。通过确保相等的IVS和OCS，每个模块的输入电压被减小到

并且每个模块的输出电流被减小到

其中，V_in和I_o分别是ISOP输入电压和ISOP输出电流。

每个模块的额定功率将为1.5kW，并且为了实现所期望的4.5kW的功率额定值，需要三个模块在输入侧串联连接并在输出侧并联连接。根据所提及的在输入侧的规格，决定采用具有处理输入电流13.26A的能力的仅一个FB转换器。然而，由于高输出电流93.75A，需要模块化方法以避免高损耗并实现最高效率。

使用用于FB-PS DC-DC转换器的小信号电路，提供并在图7中示出小信号电路模型。

基于模块性的特征并为了在复杂性方面减少小信号传递函数，假定了所有模块具有相等的有效占空比、变压器匝数比、电容器和电感器值。因此，K₁＝K₂＝K₃＝K，C₁＝C₂＝C₃＝C并且L₁＝L₂＝L₃＝L。此外，还假定了模块共享相同的输入电压。因此，每个模块的DC输入电压是

此外，在此模型中考虑输出电容的ESR，然而，为了简单而能够消除它。由于每个模块的输入电压是

所以每个模块的输出电流是

因此，用于每个模块的负载电阻是3R。

因此，用于先前定义的六个参数的值是已知的并示出在表2中。

表2.用于ISOP快速充电器DC-DC转换器的六个参数的值

将六个参数用其值代入在等式(15)、(18)、(24)和(27)中会产生表3中呈现的以下传递函数。

表3.对三模块ISOP DC-DC转换器的广义模型验证

然而，作为控制到输出电压和控制到滤波电感器电流的前两个传递函数是假定

wk＝1，2，...，n且k≠j而得出的。换句话说，这两个传递函数是相对于仅一个模块的占空比扰动的影响而得出的。然而，由于在初级侧仅一个模块可用，所以占空比扰动

将出现3次。因此，

且

因此，表3被更新从而产生表4。

表4.对三模块ISOP DC-DC转换器的广义模型验证

ISOP快速充电器DC-DC转换器中的功率分摊

实际应用中的模块是不相同的并且参数值中的任何不匹配可能引起模块之间的不相等功率分布。因此，单个模块的电压不平衡，此外，重负载的模块承受过热应力。因此，需要确保模块之间的均匀功率分摊的控制方案以为ISIP-OSOP DC-DC转换器实现可靠操作。例如，如果连接是ISOP，则需要确保IVS和OCS的控制方案。如果连接是ISIPOS，则需要确保IVS、ICS和OVS的控制方案。

根据实施例，转换器在输入侧串联连接并且在输出侧并联连接。因此，需要确保IVS和OCS的控制方案。

针对根据实施例的三模块ISOP DC-DC转换器解决用于模块之间的有功功率平衡的控制方案。

假定如图6中所示的模块是无损耗的，能够将每个模块的输入和输出功率关系表达为：

其中V_cd1、V_cd2和V_cd3分别是跨用于模块1及模块2和模块3的变压器绕组的DC输入电压，I_out1、I_out2和I_out3分别是模块1、2和3的输出电流，I_in和V_out是三个模块的输入电压和输出电压。

如果OCS完成，则意味着I_out1＝I_out2＝I_out3。因此，根据(28)，获得以下等式。

V_cd1I_in＝V_cd2I_in＝V_cd3I_in (29)

根据(29)能够推断出V_cd1＝V_cd2＝V_cd3，意味着如果在三个模块之间实现了OCS，则也实现了IVS分摊。

替选地，如果实现了IVS，则意味着

因此，根据(28)，根据(30)能够推断出I_out1＝I_out2＝I_out3，意味着如果在三个模块之间实现了IVS，则也实现了OCS。因此，为了辨识输出侧控制，针对整体转换器以及输出电流控制器的输出电压控制是专用的，以确保并联连接模块的稳定操作。为了实现均匀功率分布，描述除了总体控制方案之外的使用并将进一步描述小信号分析的输出电压控制。

V_outI_out1＝V_outI_out2＝V_outI_out3 (30)

根据表2中列举的参数来更新分别为

和

的改变滤波电感器电流对占空比调制的影响和改变输入电压对占空比调制的影响以及I_eq。

能够通过代入在部分V中先前定义的R_d来写等式(31)如下。

能够按(33)做类似的步骤：

用于所提出的ISOP DC-DC转换器的以下小信号等式是通过应用KVL和KCL来获得的：

ISOP控制的一个目标是为了确保模块之间的相等功率分摊，使得实现IVS和OCS。根据本公开的实施例，提供了具有闭环控制器的直接OCS控制方案。OCS控制方案包括一个外部输出电流回路和三个内电流回路。输出电流回路产生对三个内电流回路的公共基准，其中用于各个模块的电流反馈是它自己的输出电流而不是其它两个输出电流的求和。ISOPDC-DC转换器配置将通过直接OCS控制而导致稳定控制方案。

本公开提供用于快速充电器的DC-DC转换器，应该注意的是，随着充电速率增加，能够使电池暴露于过充电或过热。这威胁电池的使用寿命。因此，一旦电池充满电就应该终止充电过程以避免电池过充电。因此，考虑到包括打嗝充电或负脉冲充电的反射充电方法，针对三模块ISOP DC-DC转换器设计的控制方案是电流控制的。这种充电方法基于在充电循环期间施加短负脉冲或短放电脉冲。这种算法提供能够在以下方面突出的大优点：缩短充电时间并降低温度上升。通常，反射充电方法包括三个充电序列，它们是：正充电脉冲、不发生充电的静止时段和负充电脉冲或放电脉冲。因此，所设计的控制方案基于控制ISOP DC-DC转换器的输出电流，使得输出电流剖面基于如图8中所示的反射充电。

图8图示针对三模块ISOP DC-DC转换器的OCS控制方案。根据图8可以看出，该控制方案包括一个外电流回路和三个内电流回路。基准信号

通过输出电流回路被提供给各个电流回路。模块1的电流反馈是它自己的输出电流并且这也适用于模块2和3。在稳态条件下，所有电流反馈遵循通过输出电流回路按零静态误差而提供的公共基准

因此，获得以下等式：

根据等式(36)中呈现的KVL等式，能够得出控制到输出电流。这是通过代入(32)、(34)并按

代入

以及设置

来完成的。通过这样做，获得以下等式：

能够以矩阵形式表示等式(42)，使得：

其中

且

根据(43)获得控制到输出电流传递函数如下：

其中：

A(s)＝s2LRC+s(L+RdRC)+Rd+2R

(45)

能够使用(37)中呈现的KCL等式来得出各个模块输入电压与输出电流之间的关系。这是通过使(37)中的前两个等式相等并且代入(32)、(34)和(35)而完成的，使得：

针对(47)的进一步简化将产生(48)。

根据(48)，获得以下等式：

其中：

且

根据(49)，能够得出

使得：

推广等式(50)会产生：

设置

并用在(38)中代入(51)会给出：

因此，

在(51)中代入(54)会产生：

能够以矩阵形式表示等式(55)，使得：

为了研究由于干扰而导致的各个模块的输入电压中的扰动，假定了

其中由于负载电流中的扰动而分析

j＝1，2，和3中的扰动。

根据图8中所示的OCS控制方案框图，能够将负载电流中的扰动写为：

其中：G_iLd是控制到输出电流传递函数并且G_PI是PI控制器传递函数。

在(56)中代入(57)会给出：

其中能够将项

写为

因此，获得以下广义等式。

根据OCS控制方案框图可以看出，内反馈跟踪通过外输出电压回路提供的公共基准信号

使得：

并且根据等式(59)，获得以下等式。

因此，根据(60)能够推断出即便当负载电流改变时，每模块的输入电压中的波动也不受影响并保持等于零。

模拟结果

专用功率平衡控制在模块之间提供均匀功率分布，因此，在存在外部瞬变和参数不匹配的情况下确保可靠、安全且稳定的操作。针对ISOP DC-DC转换器的总体控制方案(控制器)被检查。

考虑额定功率为4.5kW且输入电压为340V的三模块ISOP DC-DC转换器来测试控制器。考虑如表5中所呈现的参数不匹配来评估功率平衡控制器的有效性。换句话说，为了在处理不确定性时测试控制器的功率平衡能力，用于每个模块的组件参数被假定为不同的。

表5.在模拟中使用的系统参数

模拟结果被示出在图9中，通过对输出电流基准信号进行反射充电来测试控制方案。施加充电脉冲，使得充电循环在0.2s处开始并在0.6s处结束。然后，对输出电流基准信号施加持续0.1s的静止时段。

如从图9可以看出，针对三模块ISOP DC-DC转换器的控制方案能够补偿引入到每个模块参数的不匹配。图9中所示的结果演示了如图8中所示的功率分摊控制器补偿由系统参数不匹配而产生的负面影响。模块化输入电压和模块化输出电流在四个模块之间同等地分摊。此外，DC-DC转换器的输出电流遵循基于反射充电而施加的基准信号。因此，能够推断出控制方案(功率分摊控制器)是可靠的并且实现模块之间的相等功率部分。

包括如本文所描述的模块化DC-DC转换器的本技术提供许多优点。例如，能够从单相插座完成充电过程。根据实施例的配置是输入串联输出并联(ISOP)DC-DC转换器，其中能够在无需IVS控制回路的情况下经由直接输出电流分摊(OCS)控制以及输入电压分摊来实现对ISOP DC-DC转换器的控制。换句话说，能够经由OCS实现对ISOP DC-DC转换器的控制，并且避免与经由直接OCS控制的常规ISOP转换器相关联的不稳定性问题。这是因为根据实施例，ISOP DC-DC转换器的配置在输入侧仅包含单个驱动电容器。

ISOP DC-DC转换器还利用较少数目的半导体器件，因为根据实施例在输入侧使用仅一个转换器。此外，模块化转换器的使用允许实现低功率额定值开关并减小每模块的电流应力。在输出侧的并联连接还允许小纹波含量，这将减小输出端处的电容器尺寸并避免电池降级。

根据如本文所描述的实施例，包括模块化DC-DC转换器的本技术的可能的应用包括例如低速电动车辆(LS-EV)、高尔夫球车和公用电动车辆。模块化DC-DC转换器还能够被用作用于EV应用的快速充电器，其中它能够提供纹波含量小的输出电流，并且减小输出滤波电容器尺寸而且通过避免电池中的显著温度增加来改善电池的使用寿命。

应该理解的是，对本文描述的当前优选的实施例的各种改变和修改对于本领域的技术人员而言将是显而易见的。在不脱离本主题的精神和范围的情况下并在不减少其预定优点的情况下，能够做出此类改变和修改。因此意图是，此类改变和修改被所附权利要求涵盖。

Claims

1.一种模块化DC-DC转换器，包括：

第一转换器，所述第一转换器被设置在输入侧；

多个第二转换器，所述多个第二转换器被设置在输出侧，以及

多个高频变压器，所述多个高频变压器被设置在所述第一转换器与所述第二转换器之间，

其中，所述第一转换器和所述高频变压器在所述输入侧被串联连接，以及

其中，所述第二转换器在所述输出侧被并联连接。

2.根据权利要求1所述的模块化DC-DC转换器，其中，

所述第一转换器包括仅一个全桥转换器。

3.根据权利要求1所述的模块化DC-DC转换器，其中，

所述第二转换器包括至少两个全桥转换器。

4.根据权利要求1所述的模块化DC-DC转换器，其中，

所述第一转换器包括反激转换器、正激转换器、推挽转换器、半桥转换器和全桥转换器中的至少一个。

5.根据权利要求1所述的模块化DC-DC转换器，其中，

所述第二转换器包括反激转换器、正激转换器、推挽转换器、半桥转换器和全桥转换器中的两个或更多个。

6.根据权利要求1所述的模块化DC-DC转换器，还包括：

在所述输入侧与所述第一转换器耦合的第一电容器。

7.根据权利要求1所述的模块化DC-DC转换器，还包括：

在所述输出侧与所述第二转换器中的一个第二转换器耦合的第二电容器。

8.根据权利要求1所述的模块化DC-DC转换器，其中，

所述第二转换器包括三个全桥转换器。

9.一种电池充电装置，包括：

第一转换器，所述第一转换器被设置在输入侧；

其中，所述第二转换器在所述输出侧被并联连接。

10.根据权利要求9所述的电池充电装置，其中，

所述第一转换器包括仅一个全桥转换器。

11.根据权利要求9所述的电池充电装置，其中，

所述第二转换器包括至少两个全桥转换器。

12.根据权利要求9所述的电池充电装置，其中，

13.根据权利要求9所述的电池充电装置，其中，

14.根据权利要求9所述的电池充电装置，还包括：

在所述输入侧与所述第一转换器耦合的第一电容器。

15.根据权利要求9所述的电池充电装置，还包括：

16.根据权利要求9所述的电池充电装置，其中，

所述第二转换器包括三个全桥转换器。