CN111740569A - 一种应用于高效率dc-dc转换器的浮动栅宽切换电路 - Google Patents

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Abstract

本发明请求保护一种应用于DC‑DC转换器中的一种浮动栅宽切换电路。该电路主要包括一个脉宽调制环路，栅宽确定电路，和一个降压核心电路。脉宽调制环路用于产生一个周期不变占空比随输出负载发生变化的PWM(脉宽调制)信号，栅宽确定电路作用是根据负载情况改变驱动信号QP和QN，QP1和QN1以及QP2和QN2三对驱动信号的电平逻辑以改变降压核心模块三对功率MOS管的开关状态。降压核心模块用于给后续电路进行充放电达到稳压目的。减小了整个降压核心模块的寄生电容，减少了在轻载时降压核心模块的开关损耗，提高了电路在轻载情况下的转换效率。

Description

一种应用于高效率DC-DC转换器的浮动栅宽切换电路
技术领域
本发明属于集成电路设计技术领域，具体涉及一种应用于DC-DC转换器的浮动栅宽转换电路。
背景技术
随着现代科技的发展，便携式电子产品和消费类电子产品的大量开发和使用对电源管理芯片提出了越来越高的要求，如何满足日益增长的各种需求成为电源管理IC设计人员所面临的新挑战。传统的电源管理芯片主要包括低压差线性稳压器和DC-DC变换器，线性稳压器是一种输入与输出保持低压差的稳压器，其不需要外部电感，外围电路简单且纹波比较小。与线性稳压器相比尽管开关电源的外围器件比较复杂，纹波较大但是其优秀的转换效率使得其仍然成为了当今电源管理芯片的主流设计方式，对效率要求高的场合中得到了广泛的应用，更高的转换效率已经成为当今开关电源芯片研究的主要趋势和核心指标。
同步整流型PWM调制模式开关电源因为其纹波特性好，控制环路简单等特点已经成为如今开关电源设计的主要调制方式。但是由于PWM调制技术是一种固定开关频率的调制技术，在重载时由于损耗来源主要来自功率管传导损耗，因此其转换效率较高。当负载由重转轻时，此时损耗来源由传导损耗变为功率管开关损耗，此时开关损耗较大。导致开关电源芯片工作效率较低。由于转换器工作与轻载时，其损耗主要来源主要是开关损耗，根据损耗计算公式可知，开关损耗同寄生电容成正比，因此针对性的根据负载情况不同改变降压功率管的尺寸从而在轻载时选择减小降压核心模块的寄生电容来减小开算损耗成为一种不错的解决方案。
发明内容
本发明旨在解决以上现有技术的问题。提出了一种应用于高效率DC-DC转换器的浮动栅宽切换电路。本发明的技术方案如下：
一种应用于高效率DC-DC转换器的浮动栅宽切换电路，其包括：一个脉宽调制环路，一个栅宽确定电路和一个降压核心电路，脉宽调制环路用于产生一个工作周期不变占空比随负载发生变化的PWM脉宽调制方波。栅宽确定电路用于根据负载情况从而改变PMOS1驱动信号QP1和NMOS1驱动信号QN1，以及PMOS2管驱动信号QP2和NMOS2管驱动信号QN2两对驱动信号的逻辑，以选择降压核心模块合适尺寸的功率MOS管进行工作；所述栅宽确定电路由两个比较器COMP2和COMP3，两个D触发器DFF1和DFF2，两个或门OR1和OR2，以及两个与门AND1和AND2组成；降压核心模块由三对大尺寸功率MOS管PMOS和NMOS，PMOS1和NMOS1，以及PMOS2和NMOS2组成，三对大尺寸功率MOS管的栅极分别对应接三对驱动信号。
进一步的，所述栅宽确定电路由两个比较器COMP2和COMP3，两个D触发器DFF1和DFF2，两个或门OR1和OR2，以及两个与门AND1和AND2组成；比较器COMP2正端接误差放大器输出电压VEA，负端接基准电压VI，比较器COMP2输出接触发器DFF1时钟输入端CLK端，同时比较器COMP2输出经过反相器INV后接触发器DFF1复位端；触发器DFF1数据输入端D端接高电平VDD，DFF1正相输出端Q和驱动信号QP经过或门OR1后形成驱动信号QN，负相输出端与驱动信号QN经过与门AND1后形成驱动信号QN1；比较器COMP3正端接误差放大器输出端VEA，负端接基准电压VII，比较器COMP3输出端接触发器DFF2时钟输入端CLK端，同时比较器COMP3输出端经过反相器INV2后接DFF2复位端，DFF2数据输入端D接高电平VDD；触发器DFF2正相输出端和驱动信号QP1经过或门OR2后形成驱动信号QP2，反相输出端和驱动信号QN1经过与门AND2后形成驱动信号QN2；驱动信号QP和QN分别接降压核心模块PMOS和NMOS栅极，驱动信号QP1和QN1分别接PMOS1和NMOS1栅极，驱动信号QP2和QN2分别接PMOS2和NMOS2栅极。
进一步的，所述脉宽调制环路由一个误差放大器EA、一个比较器COMP1、、一个RS触发器、一个三角波发生器Vramp、一个死区时间控制和反向电流消除模块Dead-Time&DCM组成，三角波发生器Vramp用于产生一个三角波和一个周期固定的时钟信号VCLK，误差放大器正端接由DC-DC转换器输出端反馈的反馈电压VFB，负端接基准电压Vref，比较器COMP1正端接Vramp信号，负端接误差放大器输出VEA，经过RS触发器整流后输出信号经过死去时间控制和反向电流消除模块后形成一对工作周期不变，占空比根据负载发生变化的驱动信号QP和QN。
进一步的，所述降压核心电路由三对大尺寸功率MOS管PMOS和NMOS、PMOS1和NMOS1、以及PMOS2和NMOS2组成；PMOS和NMOS的栅极分别与驱动信号QP和QN相连接，所述PMOS1和NMOS1的栅极分别与驱动信号QP1和QN1相连接，所述PMOS2和NMOS2的栅极分别与驱动信号QP2和QN2相连接。
进一步的，所述脉宽调制环路通过判断误差放大器输出电压VEA的大小来判断负载轻重从而选择降压核心电路合适的MOS管尺寸工作，当负载在重载时，误差放大器输出VEA较低脉宽调制电路输出输出PWM信号占空比较大,比较器COMP2和比较器COMP3输出逻辑都为“0”，此时触发器DFF1和DFF2正相输出端逻辑都为“0”，负相端输出逻辑都为“1”；驱动信号QP1和QN1，以及驱动信号QP2和QN2同驱动信号QP与QN相同；此时所有的大尺寸功率MOS管PMOS和NMOS、PMOS1和NMOS1、以及PMOS2和NMOS2全部打开；当电路进入较轻载模式时，误差放大器输出VEA会升高，此时脉宽调制电路输出信号PWM占空比减小；同时比较器COMP3工作情况翻转输出逻辑变为“1”，DFF2触发器正相输出端逻辑转变为“1”，反相端输出逻辑变为“0”；此时经过或门OR2，QP2逻辑变为“1”,经过与门AND2，QN2逻辑变为“0”；则PMOS2和NMOS2这对大尺寸功率管关闭；当负载小于5mA的情况下此时比较器COMP2的工作情况。
比较器COMP2的输出逻辑变为“1”，经过触发器DFF1后，正相输出端口和驱动信号QP1经过或门将驱动信号QP2的逻辑置为“1”，同理反相端与驱动信号QN1经过与门后将驱动信号QN2置为“0”；此时功率MOS管对PMOS1和NMOS1同样关闭；直到负载重新进入重载比较器COMP2和COMP3的工作情况再次发生翻转。
进一步的，所述栅宽确定电路可以在不同负载的情况下根据负载的情况变换改变QP1和QN1，QP2和QN2这两对驱动信号的逻辑，从而改变PMOS1和NMOS1以及PMOS2和NMOS2这两对大尺寸MOS管的开关状态；当负载为重载时，此时误差放大器输出VEA较小，则QP1和QN1，以及QP2和QN2两对驱动信号同QP和QN这对驱动信号工作周期和占空比相同；降压核心电路三对大尺寸功率MOS管全部打开，当负载较轻时，误差放大器输出VEA变大，比较器COMP3工作情况发生翻转，驱动信号QP2逻辑被置为“1”，驱动信号QN2逻辑被置为“0”，怎PMOS2和NMOS2被关闭。降压核心模块寄生电容减小，开关损耗降低；当负载继续减轻，输出放大器输出VEA继续升高，当VEA超过基准电压VI时，比较器COMP2工作情况也发生翻转，此时驱动信号QP1被置为“1”，驱动信号QN1被置为“0”；PMOS1和NMOS1也被关闭；降压核心模块只有PMOS和NMOS这对功率MOS管处在工作状态。
本发明的优点及有益效果如下：
本发明通过提供一种应用于DC-DC转换器的浮动栅宽切换电路，来提高脉宽调制DC-DC转换器在轻载时效率不高的缺点。采用EA输出VEA判断电路负载轻重决定三对驱动信号QP和QN，QP1和QN1，QP2和QN2的逻辑。当负载较轻时，此时误差放大器输出VEA升高，比较器COMP3工作情况发生翻转，此时驱动信号QP2和QN2的逻辑分别被置为“1”和“0”。则PMOS2和NMOS2这对MOS管被关闭。当负载进一步减轻时，比较器COMP2工作情况也发生翻转，驱动信号QP1和QN1的逻辑也分别被置为“1”和“0”。此时PMOS1和NMOS1也被关闭。则根据开关损耗计算公式PSL＝CgeqVinFsw可知，在负载较轻时，与开关损耗成正比例关系的降压核心模块寄生电容Cgeq被减小，开关损耗减小，工作效率提高。
附图说明
图1是传统DC-DC转换器脉宽调制控制环路；
图2是本发明提出DC-DC转换器控制环路；
图3是轻重负载电路工作频率仿真图；
图4是轻负载仿真效率对比图；
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、详细地描述。所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例。
本发明解决上述技术问题的技术方案是：
图1所示为传统型脉宽调制开关电源控制环路图。该电路可产生一个工作周期不发生改变，占空比随负载发生变化的一对面宽调制信号QP和QN，输入信号VFB是电路输出电压经过电阻分压后的反馈电压，VREF为外接基准电压，用于定义输出电压值。电路原理如下，三角波发生电路Vramp用于产生一个频率固定波峰和波谷也固定的三角波。误差放大器将VFB同VEA的误差放大，误差放大器输出经过比较器负端核接入比较器正端的Vramp信号比较后，形成一个占空比受VEA影响的方波信号，然后经过RS触发器经过时钟信号VCLK整流后形成一个PWM(脉宽调制)信号。然后经过死去时间控制和反向电流消除电路后形成一对周期不变占空比受输出反馈信号VEA影响的驱动信号QP和QN。
此电路虽可以形成一对稳定的脉冲信号作用于降压模块大尺寸功率管做开关动作对外挂电容进行充放电形成稳压动作，但是其在负载比较轻的时候，对于开关电源核心指标转换效率在一些高效率应用中往往并不能达到要求。主要原因在于在其是一种频率固定的调制技术，开关电源的损耗主要来源在于传导损耗和开关损耗。重载时传导损耗占主体，而如今同步整流型开关电源其功率管导通电阻比较小，所以重载时效率高。但是当负载进入轻载范围后，由于电流很小，此时开关损耗代替传导损耗成为电路损耗的主要来源。此时若不减小开关损耗，则电路工作效率很低。需要指出的是，本发明的较低、较小等指的是低于设定值，较高、较大指的是高于设定值，根据具体工作情况进行设置。
图2所示为本发明所设计的浮动栅宽切换控制环路。相比于传统的电路，改变了在电路工作于轻载情况下降压核心模块的寄生电容，有效的降低了开关损耗，在原脉宽调制环路的基础上，根据负载轻重在轻载时选择关闭一部分降压核心模块的MOS管，实现方式简单且高效，并且不会引入电磁干扰。电路原理如下：栅宽确定电路根据负载情况的不同改变驱动信号QP1和QN，QP2和QN2的逻辑。电路工作与重载模式时，误差放大器输出VEA低，比较器COMP2和COMP3的输出逻辑都为“0”，此时电路降压模块中功率MOS管全部打开。在负载为轻载时，EA输出VEA高，比较器COMP3工作情况发生翻转，驱动信号QP2和QN2分别被强制置为“1”和“0”，此时PMOS2和NMOS2功率MOS管对被关闭。当负载继续减轻时，误差放大器输出VEA继续增大，当比较器COMP2工作情况发生翻转，此时驱动信号QP1和QN1分别被置为“1”和“0”。PMOS1和NMOS1被关闭。在此期间降压模块功率MOS管对PMOS1和NMOS1以及PMOS2和NMOS2不发生开关动作，降压核心模块寄生电容减小。则开关损耗被降低，整个电路转换效率得到明显提升。
图3所示为本发明所设计浮动栅宽电路的频率仿真图。以TSMC 60nm VDD＝1.2V工艺为例，此设计为一款输入电压为1.2V，输出电压为0.9V的同步整流型DC-DC转换器。VOUT输出信号为0.9V，纹波小于15mV，在5种工艺角(SS TT FF SF FS)、温度0℃—100℃环境下均进行了仿真，结果为电路工作正常。仿真效果如图所示，负载变换为从100uA变为3mA，又从3mA变为20mA。电感电流用于反应负载轻重情况，当负载为3mA时，PWM环路稳定产生一个占空比固定工作频率固定的PWM信号，此时误差放大器输出VEA稍微上升，当VEA值大于VI时，比较器COMP2工作情况发生翻转，其输出逻辑变为“1”此时，QP1和QN1的逻辑分别被置为“1”和“0”，此时PMOS1和NMOS1这组MOS管被关闭，当负载变为100uA时，此时VEA输出继续上升，当VEA>VII时，此时比较器COMP3的工作情况发生反转变为“1”，QP2和QN2的逻辑分别被置为“1”和“0”。此时PMOS2和NMOS2的工作情况也被关闭，整个电路只有一组功率管在工作。直到负载重新切换为重载情况。由于考虑外接导线效应，驱动信号会出现一些尖峰，但并不影响电路工作。从输出结果看，在重载时降压模块大尺寸功率管驱动信号QDRIVE即按脉宽调制环路产生PWM信号进行工作，当电路进入轻载时，可以明显看出驱动信号VCN1逻辑为“0”，当负载继续降低时，VCN2逻辑也被置为“0”。此时降压核心模块的等效电容被有效减小。
图4所示为本发明所提出的电路仿真效率同传统控制环路仿真效率曲线的比较。从图中可以看出在负载小于20mA的时候，传统控制环路的转换器工作效率开始明显下降，当负载为100uA时，效率只有10％，而本工作所构建的控制环路在负载小于20mA时效率开始明显提升，在负载为100uA时，仍然有40.2％的转换效率。效率明显提高。
上述实施例阐明的系统、装置、模块或单元，具体可以由计算机芯片或实体实现，或者由具有某种功能的产品来实现。一种典型的实现设备为计算机。具体的，计算机例如可以为个人计算机、膝上型计算机、蜂窝电话、相机电话、智能电话、个人数字助理、媒体播放器、导航设备、电子邮件设备、游戏控制台、平板计算机、可穿戴设备或者这些设备中的任何设备的组合。
计算机可读介质包括永久性和非永久性、可移动和非可移动媒体可以由任何方法或技术来实现信息存储。信息可以是计算机可读指令、数据结构、程序的模块或其他数据。计算机的存储介质的例子包括，但不限于相变内存(PRAM)、静态随机存取存储器(SRAM)、动态随机存取存储器(DRAM)、其他类型的随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、电可擦除可编程只读存储器(EEPROM)、快闪记忆体或其他内存技术、只读光盘只读存储器(CD-ROM)、数字多功能光盘(DVD)或其他光学存储、磁盒式磁带，磁带磁磁盘存储或其他磁性存储设备或任何其他非传输介质，可用于存储可以被计算设备访问的信息。按照本文中的界定，计算机可读介质不包括暂存电脑可读媒体(transitory media)，如调制的数据信号和载波。
还需要说明的是，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、商品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、商品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、商品或者设备中还存在另外的相同要素。
以上这些实施例应理解为仅用于说明本发明而不用于限制本发明的保护范围。在阅读了本发明的记载的内容之后，技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等效变化和修饰同样落入本发明权利要求所限定的范围。

Claims (6)

1.一种应用于高效率DC-DC转换器的浮动栅宽切换电路，其特征在于，包括：一个脉宽调制环路，一个栅宽确定电路和一个降压核心电路，脉宽调制环路用于产生一个工作周期不变占空比随负载发生变化的PWM脉宽调制方波，栅宽确定电路用于根据负载情况改变驱动信号QP和QN，QP1和QN1以及QP2和QN2三对驱动信号的电平逻辑，以改变降压核心电路三对功率MOS管的开关状态；以选择降压核心模块合适尺寸的功率MOS管进行工作；在负载很重的时候，三对驱动信号皆正常工作,降压核心电路所有MOS管全部打开；当负载较轻时，栅宽确定电路会根据负载请款改变三对驱动信号的逻辑，使QP2和QN2这对驱动信号逻辑变为分别变为“1”和“0”；当工作情况进入很轻的负载的情况下，栅宽确定电路会将QP1和QN1、QP2和QN2这两对驱动信号的逻辑分别置为PMOS驱动信号为“1”，NMOS驱动信号为“0”，此时降压核心模块中PMOS1和NMOS1，以及PMOS2和NMOS2这两对大尺寸功率MOS管处在关闭状态。
2.根据权利要求1所述的一种应用于高效率DC-DC转换器的浮动栅宽切换电路，其特征在于，所述栅宽确定电路由两个比较器COMP2和COMP3，两个D触发器DFF1和DFF2，两个或门OR1和OR2，以及两个与门AND1和AND2组成；比较器COMP2正端接误差放大器输出电压VEA，负端接基准电压VI，比较器COMP2输出接触发器DFF1时钟输入端CLK端，同时比较器COMP2输出经过反相器INV后接触发器DFF1复位端；触发器DFF1数据输入端D端接高电平VDD，DFF1正相输出端Q和驱动信号QP经过或门OR1后形成驱动信号QN，负相输出端与驱动信号QN经过与门AND1后形成驱动信号QN1；比较器COMP3正端接误差放大器输出端VEA，负端接基准电压VII，比较器COMP3输出端接触发器DFF2时钟输入端CLK端，同时比较器COMP3输出端经过反相器INV2后接DFF2复位端，DFF2数据输入端D接高电平VDD；触发器DFF2正相输出端和驱动信号QP1经过或门OR2后形成驱动信号QP2，反相输出端和驱动信号QN1经过与门AND2后形成驱动信号QN2；驱动信号QP和QN分别接降压核心模块PMOS和NMOS栅极，驱动信号QP1和QN1分别接PMOS1和NMOS1栅极，驱动信号QP2和QN2分别接PMOS2和NMOS2栅极。
3.根据权利要求2所述的一种应用于高效率DC-DC转换器的浮动栅宽切换电路，其特征在于，所述脉宽调制环路由一个误差放大器EA、一个比较器COMP1、、一个RS触发器、一个三角波发生器Vramp、一个死区时间控制和反向电流消除模块Dead-Time&DCM组成，三角波发生器Vramp用于产生一个三角波和一个周期固定的时钟信号VCLK，误差放大器正端接由DC-DC转换器输出端反馈的反馈电压VFB，负端接基准电压Vref，比较器COMP1正端接Vramp信号，负端接误差放大器输出VEA，经过RS触发器整流后输出信号经过死去时间控制和反向电流消除模块后形成一对工作周期不变，占空比根据负载发生变化的驱动信号QP和QN。
4.根据权利要求4所述的一种应用于高效率DC-DC转换器的浮动栅宽切换电路，其特征在于，所述降压核心电路由三对大尺寸功率MOS管PMOS和NMOS、PMOS1和NMOS1、以及PMOS2和NMOS2组成；PMOS和NMOS的栅极分别与驱动信号QP和QN相连接，所述PMOS1和NMOS1的栅极分别与驱动信号QP1和QN1相连接，所述PMOS2和NMOS2的栅极分别与驱动信号QP2和QN2相连接。
5.根据权利要求4所述的一种应用于高效率DC-DC转换器的浮动栅宽切换电路，其特征在于，所述脉宽调制环路通过判断误差放大器输出电压VEA的大小来判断负载轻重从而选择降压核心电路合适的MOS管尺寸工作，当负载在重载时，误差放大器输出VEA较低脉宽调制电路输出输出PWM信号占空比较大,比较器COMP2和比较器COMP3输出逻辑都为“0”，此时触发器DFF1和DFF2正相输出端逻辑都为“0”，负相端输出逻辑都为“1”；驱动信号QP1和QN1，以及驱动信号QP2和QN2同驱动信号QP与QN相同；此时所有的功率MOS管PMOS和NMOS、PMOS1和NMOS1、以及PMOS2和NMOS2全部打开；当电路进入较轻载模式时，误差放大器输出VEA会升高，此时脉宽调制电路输出信号PWM占空比减小；同时比较器COMP3工作情况翻转输出逻辑变为“1”，DFF2触发器正相输出端逻辑转变为“1”，反相端输出逻辑变为“0”；此时经过或门OR2，QP2逻辑变为“1”,经过与门AND2，QN2逻辑变为“0”；则PMOS2和NMOS2这对大尺寸功率管关闭；当负载小于5mA的情况下此时比较器COMP2的工作情况也发生翻转，比较器COMP2的输出逻辑变为“1”，经过触发器DFF1后，正相输出端口和驱动信号QP1经过或门将驱动信号QP2的逻辑置为“1”，同理反相端与驱动信号QN1经过与门后将驱动信号QN2置为“0”；此时功率MOS管对PMOS1和NMOS1同样关闭；直到负载重新进入重载比较器COMP2和COMP3的工作情况再次发生翻转。
6.根据权利要求5所述的一种应用于高效率DC-DC转换器的浮动栅宽切换电路，其特征在于，所述栅宽确定电路可以在不同负载的情况下根据负载的情况变换改变QP1和QN1，QP2和QN2这两对驱动信号的逻辑，从而改变PMOS1和NMOS1以及PMOS2和NMOS2这两对大尺寸MOS管的开关状态；当负载为重载时，此时误差放大器输出VEA较小，则QP1和QN1，以及QP2和QN2两对驱动信号同QP和QN这对驱动信号工作周期和占空比相同；降压核心电路三对大尺寸功率MOS管全部打开，当负载较轻时，误差放大器输出VEA变大，比较器COMP3工作情况发生翻转，驱动信号QP2逻辑被置为“1”，驱动信号QN2逻辑被置为“0”，怎PMOS2和NMOS2被关闭。降压核心模块寄生电容减小，开关损耗降低；当负载继续减轻，输出放大器输出VEA继续升高，当VEA超过基准电压VI时，比较器COMP2工作情况也发生翻转，此时驱动信号QP1被置为“1”，驱动信号QN1被置为“0”；PMOS1和NMOS1也被关闭；降压核心模块只有PMOS和NMOS这对功率MOS管处在工作状态。
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