CN111740396B - 一种开机瞬间冲击电流计算方法 - Google Patents

一种开机瞬间冲击电流计算方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种开机瞬间冲击电流计算方法，首先得到等效电路，再根据等效电路分别计算供电电路中的冲击电流，并计算在不同的参数取值时，冲击电流的峰值大小，并根据计算出的冲击电流峰值，选择是否采用冲击电流抑制电路。本发明通过对供电电路进行等效处理，分别给出冲击电流的计算方法，可以根据计算出的冲击电流峰值选择是否采用冲击抑制电路，方便综合考虑冲击电流抑制以及冲击电流抑制电路带来的功耗增大，器件增多及可靠性下降等负面影响。

Description

一种开机瞬间冲击电流计算方法
技术领域
本发明涉及电源技术领域，具体的说，是一种开机瞬间冲击电流计算方法。
背景技术
在电子设备中，由于滤波要求，需要使用大量的容性器件，由于电容两端电压不能突变的特性，在供电电源开机瞬间，电容相当于短路，电容充电时会在其供电母线上产生一个很大的冲击电流，该冲击电流过大会损坏前级电路器件，故需要对该冲击电流进行抑制。GJB181B-2012飞机供电特性5.4.9以及HB20326-2016机载用电设备的供电适应性试验要求HDC101和LDC101对该冲击电流有明确要求：不能超过额定电流的5倍。MIL-STD-704飞机供电特性HDC101及LDC101中规定冲击电流不能超过额定电流的6倍。目前较为广泛应用的冲击电流抑制电路是串联电阻或使用负温度特性的热敏电阻。但是串联电阻会长时间工作，降低电源的整体效率；负温度特性的热敏电阻在长时间工作后温度上升，阻值下降，在热开机时会出现失效现象。也有利用MOS管的变阻区特性抑制冲击电流的方法，但该方法对MOS管的安全工作区有较高要求，选型不当则很容易损坏MOS管。且安全工作区较宽的MOS管其导通电阻一般较大，正常工作时功率损耗亦较大，导致整体效率降低，发热严重。
而对于额定电流较大的电子设备，因其本身的额定电流较大，其额定电流的5倍或者6倍高达数百安培，因电源母线及滤波电感上寄生电阻的存在，导致其冲击电流峰值被限值，不需要抑制处理也能满足要求。若仍按照上述标准要求进行抑制，造成功耗增大，器件增多，且需使用多颗MOS管并联以满足大电流要求，可靠性下降。
如何判断是否需要对开机瞬间冲击电流进行抑制处理，现有技术中上没有一种简单可行的计算方法。
发明内容
本发明的目的在于提供一种开机瞬间冲击电流计算方法，用于解决现有技术中无法根据冲击电流大小决定是否进行抑制处理的问题。
本发明通过下述技术方案解决上述问题：
一种开机瞬间冲击电流计算方法，包括：
步骤S1：计算供电电源电路的等效电路；
步骤S2：计算等效电路的冲击电流，具体包括：
(1)当等效电路为供电电源、开关SS1、电容C’和等效电阻R’组成的串联回路，电容C’的两端为电压输出端时：
供电电源开机且在开关SS1闭合瞬间，供电电源母线上的冲击电流的峰值Ipk有：
Ipk＝Uin/R’ (1)
其中，Uin为供电电源电压，等效电阻R’包括电源内阻、正负母线上的寄生阻抗和滤波电感的寄生电阻；
(2)对电源母线较长或者母线上串联有电感的电子系统，将其等效成由电源US、开关SS1、电容C、电阻R和电感L依次连接组成的回路，开关SS1闭合后，电容C两端电压UC：
uC+uR+uL＝US (2)
其中，uR为电阻R两端电压，uL为电感L两端电压；
电容C的充电电流iC：
Figure BDA0002560468120000021
其中，iL是电感L的电流；
由式(2)得到，
Figure BDA0002560468120000022
将(3)代入(4)，得到：
Figure BDA0002560468120000031
将式(5)转换为标准形式：
Figure BDA0002560468120000032
式中，α＝R/2L，
Figure BDA0002560468120000033
令：
Figure BDA0002560468120000034
Figure BDA0002560468120000035
式(6)对应的齐次微分方程为：
Figure BDA0002560468120000036
A：当
Figure BDA0002560468120000037
时，即
Figure BDA0002560468120000038
即α>ω0时，齐次微分方程式(9)有两个不相等的实根p1和p2，分别表达为：
Figure BDA0002560468120000039
Figure BDA00025604681200000310
当电容充电过程为过阻尼情况，电容两端电压及电容充电电流可以表达为：
Figure BDA00025604681200000311
Figure BDA00025604681200000312
当t＝ln(p2/p1)/(p1-p2)时，iL(t)达到峰值，即冲击电流峰值；
B、当
Figure BDA00025604681200000313
时，即
Figure BDA00025604681200000314
即α<ω0时，式(9)有两个互为共轭的虚根p1和p2，分别表达为：
Figure BDA0002560468120000041
Figure BDA0002560468120000042
当电容充电过程为欠阻尼情况，电容充电电流可以表达为：
Figure BDA0002560468120000043
式中，α＝R/2L，
Figure BDA0002560468120000044
其中，
Figure BDA0002560468120000045
当ωt＝β，即t＝β/ω时，电流iL(t)达到峰值，即冲击电流峰值；
步骤S3：根据计算得到的开机瞬间冲击电流的峰值，决定是否对冲击电流进行抑制处理。
冲击电流抑制电路可以根据需要选用以下电路：
(1)用于电源负线的冲击电流抑制电路
模拟直流电压源和开关SS1，开关SS1的两端连接模拟直流电压源的正极输入端和正极输出端，还包括MOS管Q1、滤波电容C2以及驱动电路，所述驱动电路包括电阻R2、稳压管D1、电容C1以及电阻R1，所述电阻R1的一端连接所述模拟直流电压源的正极输出端，另一端通过所述电阻R2连接模拟直流电压源的负极输入端，所述稳压管D1和电容C1与电阻R2并联；所述MOS管Q1的栅极连接电阻R1和电阻R2之间的节点，MOS管Q1的源极和漏极串联在模拟直流电压源的负极输入端和负极输出端之间；所述滤波电容C2设于所述模拟直流电压源的正极输出端和负极输出端之间；还包括功率电阻R3，所述功率电感L1并联于所述MOS管Q1的源极和漏极之间。
(2)带有防反接保护功能的冲击电流抑制电路
在(1)中用于电源正线的冲击电流抑制电路的基础上，在模拟直流电压源的负极输入端与MOS管Q1的源极之间增加MOS管Q2，MOS管Q2的栅极与电阻R1和电阻R2之间的节点连接。
(3)抑制冲击电流上升斜率的冲击电流抑制电路
在(1)中用于电源正线的冲击电流抑制电路的基础上，增加与电阻R3串联的电感L1。
(4)用于电源正线的冲击电流抑制电路
将(1)中电路修改为：电阻R1的第一端连接在模拟直流电压源的负极输入端与负极输出端之间，另一端通过所述电阻R2连接开关SS1，所述稳压管D1和电容C1与电阻R2并联；所述MOS管Q1的栅极连接电阻R1和电阻R2之间的节点，MOS管Q1的源极和漏极串联在开关SS1和模拟直流电压源的正极输出端之间；所述滤波电容C2设于所述模拟直流电压源的正极输出端和负极输出端之间；还包括功率电阻R3，所述功率电感L1并联于所述MOS管Q1的源极和漏极之间。
本发明与现有技术相比，具有以下优点及有益效果：
本发明通过对供电电路进行等效处理，分别给出冲击电流的计算方法，可以根据计算出的冲击电流峰值选择是否采用冲击抑制电路，方便综合考虑冲击电流抑制以及冲击电流抑制电路带来的功耗增大，器件增多及可靠性下降等负面影响。
附图说明
图1为本发明中电源母线较长或者母线上串联有电感的电子系统的等效电路图；
图2为用于电源负线的冲击电流抑制电路；
图3为带有防反接保护功能的冲击电流抑制电路；
图4为抑制冲击电流上升斜率的冲击电流抑制电路；
图5为用于电源正线的冲击电流抑制电路。
具体实施方式
下面结合实施例对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。
实施例：
一种开机瞬间冲击电流计算方法，包括：
步骤S1：计算供电电源电路的等效电路；
步骤S2：计算等效电路的冲击电流，具体包括：
(1)当等效电路为供电电源、开关SS1、电容C’和等效电阻R’组成的串联回路，电容C’的两端为电压输出端时：
供电电源开机且在开关SS1闭合瞬间，供电电源母线上的冲击电流的峰值Ipk有：
Ipk＝Uin/R’ (1)
其中，Uin为供电电源电压，等效电阻R’包括电源内阻、正负母线上的寄生阻抗和滤波电感的寄生电阻；
(2)对电源母线较长或者母线上串联有电感的电子系统，将其等效成由电源US、开关SS1、电容C、电阻R和电感L依次连接组成的回路，如图1所示，开关SS1闭合后，电容C两端电压UC：
uC+uR+uL＝US (2)
其中，uR为电阻R两端电压，uL为电感L两端电压；
电容C的充电电流iC：
Figure BDA0002560468120000061
其中，iL是电感L的电流；
由式(2)得到，
Figure BDA0002560468120000071
将(3)代入(4)，得到：
Figure BDA0002560468120000072
将式(5)转换为标准形式：
Figure BDA0002560468120000073
式中，α＝R/2L，
Figure BDA0002560468120000074
令：
Figure BDA0002560468120000075
Figure BDA0002560468120000076
式(6)对应的齐次微分方程为：
Figure BDA0002560468120000077
A：当
Figure BDA0002560468120000078
时，即
Figure BDA0002560468120000079
即α>ω0时，齐次微分方程式(9)有两个不相等的实根p1和p2，分别表达为：
Figure BDA00025604681200000710
Figure BDA00025604681200000711
当电容充电过程为过阻尼情况，电容两端电压及电容充电电流可以表达为：
Figure BDA00025604681200000712
Figure BDA00025604681200000713
当t＝ln(p2/p1)/(p1-p2)时，iL(t)达到峰值，即冲击电流峰值；
B、当
Figure BDA0002560468120000081
时，即
Figure BDA0002560468120000082
即α<ω0时，式(9)有两个互为共轭的虚根p1和p2，分别表达为：
Figure BDA0002560468120000083
Figure BDA0002560468120000084
当电容充电过程为欠阻尼情况，电容充电电流可以表达为：
Figure BDA0002560468120000085
式中，α＝R/2L，
Figure BDA0002560468120000086
其中，
Figure BDA0002560468120000087
当ωt＝β，即t＝β/ω时，电流iL(t)达到峰值，即冲击电流峰值；
步骤S3：根据计算得到的开机瞬间冲击电流的峰值，决定是否对冲击电流进行抑制处理。
对冲击电流进行抑制处理可以采用以下冲击抑制电路：
(1)用于电源负线的冲击电流抑制电路，如图2所示：
模拟直流电压源和开关SS1，开关SS1的两端连接模拟直流电压源的正极输入端和正极输出端，还包括MOS管Q1、滤波电容C2以及驱动电路，所述驱动电路包括电阻R2、稳压管D1、电容C1以及电阻R1，所述电阻R1的一端连接所述模拟直流电压源的正极输出端，另一端通过所述电阻R2连接模拟直流电压源的负极输入端，所述稳压管D1和电容C1与电阻R2并联；所述MOS管Q1的栅极连接电阻R1和电阻R2之间的节点，MOS管Q1的源极和漏极串联在模拟直流电压源的负极输入端和负极输出端之间；所述滤波电容C2设于所述模拟直流电压源的正极输出端和负极输出端之间；还包括功率电阻R3，所述功率电感L1并联于所述MOS管Q1的源极和漏极之间。
SS1为空气开关，Q1为N沟道MOSFET，滤波电容C2为后级滤波电容，R3为功率电阻，电阻R1、电阻R2和电容C1形成Q1的驱动电路，稳压管D1用于钳位电阻R2两端的电压，避免MOS管Q1的G-S两端电压过高而损坏，起到保护MOS管Q1的作用。
整个电路具有瞬态与稳态两种工作状态，其中输入端上电过程属于瞬态工作状态，之后则属于稳态工作状态。
在稳态工作状态时，电阻R1与电阻R2形成分压电路，电阻R2两端电压用于驱动MOS管Q1稳态导通工作，此时MOS管Q1完全导通，后端设备正常工作；
在瞬态工作状态下，当SS1突然闭合时，电阻R1与电容C1形成RC充电电路给并联在MOS管Q1 G-S端的电容C1充电，电容C1两端电压为MOS管Q1驱动电压，由于RC充电电路具有电压延时效果，因此MOS管Q1驱动电压将会缓慢上升，MOS管Q1将延迟导通，延迟时间由电阻R1和电容C1的时间常数确定。在这个过程中电源通过功率电阻R3对后端滤波电容C2进行充电，进而抑制启动浪涌电流。
(2)带有防反接保护功能的冲击电流抑制电路
在(1)中用于电源正线的冲击电流抑制电路的基础上，在模拟直流电压源的负极输入端与MOS管Q1的源极之间增加MOS管Q2，MOS管Q2的栅极与电阻R1和电阻R2之间的节点连接，如图3所示，使得当输入正负线反接时，保护后级电路。
(3)抑制冲击电流上升斜率的冲击电流抑制电路
在(1)中用于电源正线的冲击电流抑制电路的基础上，增加与电阻R3串联的电感L1，如图4所示，增加一颗电感，利用电感电流不能突变的特性，在抑制冲击电流峰值的同时抑制冲击电流上升斜率。当后级电容充电完成后，MOS管Q1导通，电感与电阻被旁路，不消耗能量。
(4)用于电源正线的冲击电流抑制电路
将(1)中电路修改为：电阻R1的第一端连接在模拟直流电压源的负极输入端与负极输出端之间，另一端通过所述电阻R2连接开关SS1，所述稳压管D1和电容C1与电阻R2并联；所述MOS管Q1的栅极连接电阻R1和电阻R2之间的节点，MOS管Q1的源极和漏极串联在开关SS1和模拟直流电压源的正极输出端之间；所述滤波电容C2设于所述模拟直流电压源的正极输出端和负极输出端之间；还包括功率电阻R3，所述功率电感L1并联于所述MOS管Q1的源极和漏极之间，如图5所示，其工作原理与负线冲击电流抑制电路一致，同样，电源正线冲击电流抑制电路也可以拓展为具有防反接保护功能的冲击电流抑制电路和可以抑制冲击电流上升斜率的冲击电流抑制电路。
尽管这里参照本发明的解释性实施例对本发明进行了描述，上述实施例仅为本发明较佳的实施方式，本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，应该理解，本领域技术人员可以设计出很多其他的修改和实施方式，这些修改和实施方式将落在本申请公开的原则范围和精神之内。

Claims (1)

1.一种开机瞬间冲击电流计算方法，其特征在于，包括：
步骤S1：计算供电电源电路的等效电路；
步骤S2：计算等效电路的冲击电流，具体包括：
(1)当等效电路为供电电源、开关SS1、电容C’和等效电阻R’组成的串联回路，电容C’的两端为电压输出端时：
供电电源开机且在开关SS1闭合瞬间，供电电源母线上的冲击电流的峰值Ipk有：
Ipk＝Uin/R’ (1)
其中，Uin为供电电源电压，等效电阻R’包括电源内阻、正负母线上的寄生电阻和滤波电感的寄生电阻；
(2)对电源母线较长或者母线上串联有电感的电子系统，将其等效成由电源US、开关SS1、电容C、电阻R和电感L依次连接组成的回路，开关SS1闭合后，电容C两端电压uC：
uC+uR+uL＝US (2)
其中，uR为电阻R两端电压，uL为电感L两端电压；
电容C的充电电流iC：
Figure FDA0003732913510000011
其中，iL是电感L的电流；
由式(2)得到，
Figure FDA0003732913510000012
将(3)代入(4)，得到：
Figure FDA0003732913510000013
将式(5)转换为标准形式：
Figure FDA0003732913510000014
式中，α＝R/2L，
Figure FDA0003732913510000015
令：
Figure FDA0003732913510000016
Figure FDA0003732913510000017
式(6)对应的齐次微分方程为：
Figure FDA0003732913510000021
A：当
Figure FDA0003732913510000022
时，即
Figure FDA0003732913510000023
即α＞ω0时，齐次微分方程式(9)有两个不相等的实根p1和p2，分别表达为：
Figure FDA0003732913510000024
Figure FDA0003732913510000025
当电容充电过程为过阻尼情况，电容两端电压及电容充电电流表达为：
Figure FDA0003732913510000026
Figure FDA0003732913510000027
当t＝ln(p2/p1)/(p1-p2)时，iL(t)达到峰值，即冲击电流峰值；
B、当
Figure FDA0003732913510000028
时，即
Figure FDA0003732913510000029
即α＜ω0时，式(9)有两个互为共轭的虚根p1和p2，分别表达为：
Figure FDA00037329135100000210
Figure FDA00037329135100000211
当电容充电过程为欠阻尼情况，电容充电电流表达为：
Figure FDA00037329135100000212
式中，α＝R/2L，
Figure FDA00037329135100000213
其中，
Figure FDA00037329135100000214
当ωt＝β，即t＝β/ω时，电流iL(t)达到峰值，即冲击电流峰值；
步骤S3：根据计算出的冲击电流峰值选择是否采用冲击电流抑制电路；
所述冲击电流抑制电路包括MOS管Q1、滤波电容C2以及驱动电路，所述驱动电路包括电阻R2、稳压管D1、电容C1以及电阻R1，所述电阻R1的一端连接模拟直流电压源的正极输出端，另一端通过所述电阻R2连接模拟直流电压源的负极输入端，所述稳压管D1和电容C1与电阻R2并联；所述MOS管Q1的栅极连接电阻R1和电阻R2之间的节点，MOS管Q1的源极和漏极串联在模拟直流电压源的负极输入端和负极输出端之间；所述滤波电容C2设于所述模拟直流电压源的正极输出端和负极输出端之间；还包括功率电阻R3，功率电阻R3并联于所述MOS管Q1的源极和漏极之间；
其中，Q1为N沟道MOSFET，滤波电容C2为后级滤波电容，R3为功率电阻，电阻R1、电阻R2和电容C1形成Q1的驱动电路，稳压管D1用于钳位电阻R2两端的电压，避免MOS管Q1的栅极-源极两端电压过高而损坏，起到保护MOS管Q1的作用；
整个电路具有瞬态与稳态两种工作状态，其中输入端上电过程属于瞬态工作状态，之后则属于稳态工作状态，在稳态工作状态时，电阻R1与电阻R2形成分压电路，电阻R2两端电压用于驱动MOS管Q1稳态导通工作，此时MOS管Q1完全导通，后端设备正常工作；在瞬态工作状态下，当SS1突然闭合时，电阻R1与电容C1形成RC充电电路给并联在MOS管Q1栅极-源极端的电容C1充电，电容C1两端电压为MOS管Q1驱动电压，由于RC充电电路具有电压延时效果，因此MOS管Q1驱动电压将会缓慢上升，MOS管Q1将延迟导通，延迟时间由电阻R1和电容C1的时间常数确定，在这个过程中电源通过功率电阻R3对后端滤波电容C2进行充电，进而抑制启动冲击电流。
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