CN212162803U - 一种冲击电流抑制及防反接保护电路 - Google Patents
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Abstract
本实用新型公开了一种冲击电流抑制及防反接保护电路，包括模拟直流电压源、开关SS1、MOS管Q1、MOS管Q2、滤波电容C2以及驱动电路，驱动电路包括电阻R2、稳压管D2、电容C1以及电阻R1，电阻R1串联电阻R2、稳压管D2和电容C1的第一端，MOS管Q1和MOS管Q2反向串联在负极输入端和负极输出端之间，MOS管Q1和MOS管Q2的栅极与电阻R1的第二端连接；滤波电容C2设于正极输出端和负极输出端之间；功率电阻R3的一端连接电阻R2的第二端，另一端与负极输出端连接。本实用新型可以抑制开机瞬间冲击电流，同时具备防反接保护功能，选择导通电阻尽量小的MOS管以降低其正常工作时的功率损耗。
Description
技术领域
本实用新型涉及电源技术领域，具体的说，是一种冲击电流抑制及防反接保护电路。
背景技术
在电子设备供电系统中，由于存在大量的容性器件，在供电电源开机瞬间，电容相当于短路，电容充电时会在其供电母线上产生较大的冲击电流，该冲击电流过大会损坏前级电路器件，或触发前级电源过流保护，造成后级设备不能正常工作，故需要对该冲击电流进行抑制。目前较为广泛应用的冲击电流抑制电路是串联电阻或使用负温度特性的热敏电阻。但是串联电阻会长时间工作，降低电源的整体效率；负温度特性的热敏电阻在长时间工作后温度上升，阻值下降，在热开机时会出现失效现象。也有利用MOS管的变阻区特性抑制冲击电流的方法，但该方法对MOS管的安全工作区有较高要求，选型不当则很容易损坏MOS管。同时，很多标准对用电设备的输入端有反极性要求，目前较为广泛应用的防反接保护电路是在功率回路中串联功率二极管进行防反接保护。二极管的导通压降大，不适合应用于大电流用电设备。
实用新型内容
本实用新型的目的在于提供一种冲击电流抑制及防反接保护电路，用于解决现有技术中供电电源开机瞬间冲击电流过大以及采用功率二极管防反接导通压降较大的问题。
本实用新型通过下述技术方案解决上述问题：
一种冲击电流抑制及防反接保护电路，包括模拟直流电压源和开关SS1，开关SS1的两端连接模拟直流电压源的正极输入端和正极输出端，还包括MOS管Q1、MOS管Q2、滤波电容C2以及驱动电路，所述驱动电路包括电阻R2、稳压管D2、电容C1以及电阻R1，所述电阻R1的第一端连接所述模拟直流电压源的正极输出端，电阻R1的第二端串联所述电阻R2、稳压管D2和电容C1的第一端，所述MOS管Q1和MOS管Q2反向串联在模拟直流电压源的负极输入端和负极输出端之间，MOS管Q1和MOS管Q2的栅极与电阻R1的第二端连接；电阻R2、稳压管D2和电容C1的第二端连接在所述MOS管Q1和MOS管Q2之间；所述滤波电容C2设于所述模拟直流电压源的正极输出端和负极输出端之间；还包括功率电阻R3，所述功率电阻R3的一端连接电阻R2的第二端，另一端与模拟直流电压源的负极输出端连接。
整个电路具有瞬态与稳态两种工作状态，其中输入端上电过程属于瞬态工作状态，之后则属于稳态工作状态。
在稳态工作状态时，电阻R1与电阻R2形成分压电路，电阻R2两端的电压用于驱动MOS管稳态导通工作，稳压管D2用于钳位电阻R2两端的电压，避免MOS管Q1和MOS管Q2的G-S两端电压过高而损坏，起到保护MOS管的作用。稳态工作状态下，MOS管Q1和MOS管Q2完全导通，且后端设备正常工作；
在瞬态工作状态下，当开关SS1突然闭合时，电阻R1与电容C1形成RC充电电路，给并联在两个MOS管G-S端的电容C1充电，电容C1两端的电压为两个MOS管的驱动电压，由于RC充电电路具有电压延时效果，因此MOS管的驱动电压将会缓慢上升，MOS管将延迟导通，延迟时间由电阻R1和电容C1的时间常数确定。在MOS管导通之前这个过程中电源通过功率电阻R3以及防反接保护的MOS管Q2的体二极管对后端滤波电容C2进行充电，进而抑制启动冲击电流。并能够通过调节MOS管的RC充电时间常数，使得MOS管接近于零电压导通，降低MOS管导通时的电流应力，使得MOS管选型时不再受安全工作区的限值，又能保证后级电源模块启动之前将MOS管完全导通。
当模拟直流电压源的输入端正负线反接时，MOS管Q2的体二极管反向截止，保护后级电路，起到防反接保护作用。MOS管Q2选型时可不受安全工作区限值，满足反接电压要求情况下可选择导通电阻尽量小的MOS管以降低其正常工作时的功率损耗。
所述开关SS1为空气开关。
所述MOS管Q1和MOS管Q2为N沟道MOSFET，所述MOS管Q1的源极连接所述MOS管Q2的源极，MOS管Q1的漏极连接所述模拟直流电压源的负极输出端，MOS管Q2的漏极连接模拟直流电压源的负极输入端。
本实用新型与现有技术相比，具有以下优点及有益效果：
本实用新型通过调整MOS管GS间电容充电时间常数，使得其在合适的时间点导通，既可以抑制开机瞬间冲击电流，又可以在后级电容充电接近输入电压时将MOS管导通，以减小MOS管的电流应力，使得MOS管选型时不再受安全工作区的限值，又能保证后级电源模块启动之前将MOS管完全导通，同时具备防反接保护功能，选择导通电阻尽量小的MOS管以降低其正常工作时的功率损耗。
附图说明
图1为本实用新型的电路原理图；
图2为MOS管导通前的充电等效电路。
具体实施方式
下面结合实施例对本实用新型作进一步地详细说明，但本实用新型的实施方式不限于此。
实施例：
结合附图1所示，一种冲击电流抑制及防反接保护电路，包括模拟直流电压源和空气开关SS1，空气开关SS1的两端连接模拟直流电压源的正极输入端Vin+和正极输出端Vout+，还包括MOS管Q1、MOS管Q2、滤波电容C2以及驱动电路，所述驱动电路包括电阻R2、稳压管D2、电容C1以及电阻R1，所述电阻R1的第一端连接所述模拟直流电压源的正极输出端Vout+，电阻R1的第二端串联所述电阻R2、稳压管D2和电容C1的第一端，所述MOS管Q1和MOS管Q2反向串联在模拟直流电压源的负极输入端Vin-和负极输出端Vout-之间，MOS管Q1和MOS管Q2的栅极与电阻R1的第二端连接；电阻R2、稳压管D2和电容C1的第二端连接在所述MOS管Q1和MOS管Q2之间；所述滤波电容C2设于所述模拟直流电压源的正极输出端和负极输出端之间；还包括功率电阻R3，所述功率电阻R3的一端连接电阻R2的第二端，另一端与模拟直流电压源的负极输出端连接。本实施例中，所述MOS管Q1和MOS管Q2选用N沟道MOSFET，MOS管Q2作为防反接保护器件，其漏极与连接模拟直流电压源的负极输入端，MOS管Q1的漏极连接模拟直流电压源的负极输出端，MOS管Q1和MOS管Q2的源极相连。
整个电路具有瞬态与稳态两种工作状态，其中输入端上电过程属于瞬态工作状态，之后则属于稳态工作状态。
在稳态工作状态时，电阻R1与电阻R2形成分压电路，电阻R2两端的电压用于驱动MOS管稳态导通工作，稳压管D2用于钳位电阻R2两端的电压，避免MOS管Q1和MOS管Q2的G-S两端电压过高而损坏，起到保护MOS管的作用。稳态工作状态下，MOS管Q1和MOS管Q2完全导通，且后端设备正常工作；
在瞬态工作状态下，当开关SS1突然闭合时，电阻R1与电容C1形成RC充电电路，给并联在两个MOS管G-S端的电容C1充电，电容C1两端的电压为两个MOS管的驱动电压，由于RC充电电路具有电压延时效果，因此MOS管的驱动电压将会缓慢上升，MOS管将延迟导通，延迟时间由电阻R1和电容C1的时间常数确定。在MOS管导通之前这个过程中电源通过功率电阻R3以及防反接保护的MOS管Q2的体二极管对后端滤波电容C2进行充电，进而抑制启动冲击电流。并能够通过调节MOS管的RC充电时间常数，使得MOS管接近于零电压导通，降低MOS管导通时的电流应力，使得MOS管选型时不再受安全工作区的限值，又能保证后级电源模块启动之前将MOS管完全导通。
当模拟直流电压源的输入端正负线反接时，MOS管Q2的体二极管反向截止，保护后级电路，起到防反接保护作用。MOS管Q2选型时可不受安全工作区限值，满足反接电压要求情况下可选择导通电阻尽量小的MOS管以降低其正常工作时的功率损耗。
具体原理分析如下：
由图1可知，在MOS管Q1导通之前，电源通过电阻R3及MOS管Q2的体二极管对后端滤波电容C2进行充电，电阻R3与滤波电容C2形成一个RC充电回路，其等效原理图如图2所示。根据电容的充电公式，得到：
式中，Uc为滤波电容C2两端的电压，Us为输入直流电压，τ1为充电时间常数，τ1＝R3*C2，R3即为功率电阻。
结合式(1)及图2，可以计算出，经过3个时间常数，电容电压会被充至输入电压的95％；经过5个时间常数，电容电压会被充至输入电压的99％。
由上述分析可知：功率电阻R3越小，则后级滤波电容C2的充电速度就越快，则在MOS管导通时间已经确定的前提下(即MOS栅极电压充电时间常数已确定情况下)，MOS导通时C2两端的电压就越高，而MOS漏源两端的电压就越低，其导通瞬间的电流就越小。
MOS管导通之前，充电电流峰值由功率电阻R3确定。可以根据额定输入电流确定额定输入电压时的最大浪涌电流，进而计算R3的取值。
R3＝Us/Ilmt (2)
式中，Ilmt为要求的限值电流值，为额定工作电流的5倍或6倍。
滤波电容C2包括了滤波器中的线间电容以及后级系统设备或电源模块中的输入滤波电容。
由以上分析可知，滤波电容C2的充电时间常数τ1＝R3*C2，电容电压被充电至接近输入电压所需的时间为5τ1＝5R3*C2。
为了抑制开机浪涌电流，应通过调整MOS管栅极电容充电时间常数使得MOS管在滤波器电容被充满后及电源模块启动前完全导通，根据电容的充电公式：
式中Uin为输入电压28V，Ug为MOS管GS电容(即电容C1)两端的电压，τ2为MOS管栅极电容充电时间常数，τ2＝R1*C1。由式(3)可以得出：将MOS管的GS电容充电至该MOS管开启门槛电压3.5V时所需的时间常数倍数，记为N*τ2。故有：
5τ1<N*τ2 (4)
则可计算出MOS管栅极电容充电时间常数。预留余量后即可对MOS管栅极电容C1及充电电阻R1选型。
采用本发明所示方案，通过调整MOS管GS间电容充电时间常数，使得其在合适的时间点导通，既可以抑制开机瞬间冲击电流，又可以在后级电容充电接近输入电压时将MOS管导通，以减小MOS管的电流应力，使得MOS管选型时不再受安全工作区的限值，又能保证后级电源模块启动之前将MOS管完全导通。同时亦可以通过电感限制冲击电流的上升斜率。且限制冲击电流峰值的电阻以及限制冲击电流上升斜率的电感在正常工作时被旁路，不会消耗功率。
尽管这里参照本实用新型的解释性实施例对本实用新型进行了描述，上述实施例仅为本实用新型较佳的实施方式，本实用新型的实施方式并不受上述实施例的限制，应该理解，本领域技术人员可以设计出很多其他的修改和实施方式，这些修改和实施方式将落在本申请公开的原则范围和精神之内。
Claims (3)
1.一种冲击电流抑制及防反接保护电路，包括模拟直流电压源和开关SS1，开关SS1的两端连接模拟直流电压源的正极输入端和正极输出端，其特征在于，还包括MOS管Q1、MOS管Q2、滤波电容C2以及驱动电路，所述驱动电路包括电阻R2、稳压管D2、电容C1以及电阻R1，所述电阻R1的第一端连接所述模拟直流电压源的正极输出端，电阻R1的第二端串联所述电阻R2、稳压管D2和电容C1的第一端，所述MOS管Q1和MOS管Q2反向串联在模拟直流电压源的负极输入端和负极输出端之间，MOS管Q1和MOS管Q2的栅极与电阻R1的第二端连接；电阻R2、稳压管D2和电容C1的第二端连接在所述MOS管Q1和MOS管Q2之间；所述滤波电容C2设于所述模拟直流电压源的正极输出端和负极输出端之间；还包括功率电阻R3，所述功率电阻R3的一端连接电阻R2的第二端，另一端与模拟直流电压源的负极输出端连接。
2.根据权利要求1所述的一种冲击电流抑制及防反接保护电路，其特征在于，所述开关SS1为空气开关。
3.根据权利要求1所述的一种冲击电流抑制及防反接保护电路，其特征在于，所述MOS管Q1和MOS管Q2为N沟道MOSFET，所述MOS管Q1的源极连接所述MOS管Q2的源极，MOS管Q1的漏极连接所述模拟直流电压源的负极输出端，MOS管Q2的漏极连接模拟直流电压源的负极输入端。
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