CN111725973B - 一种针对pwm载波的跳频差分相移键控调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种针对PWM载波的跳频差分相移键控调制方法，采用该方法调制的电力电子变换器，在其输入端或输出端的开关纹波中携带了调制的数据信息，可用于电力线载波通信或可见光通信。本发明方法将FSK与DPSK调制相结合，具有较高的频带利用率和抗干扰能力，该调制方法通过在码元发送过程中插入调整时段，将载波的相位调制过程转换为两次载波频率切换过程，极大抑制了因码元切换引起的输出电压和电流扰动。

Description

一种针对PWM载波的跳频差分相移键控调制方法

技术领域

本发明属于电力线载波通信技术领域，具体涉及一种针对PWM载波的跳频差分相移键控(Frequency-Hopping Differential-Phase-Shift-Keying，FH-DPSK)调制方法。

背景技术

随着物联网技术的发展，各种用电设备都迫切需要与外部其他设备实现数据通信；在传统的分布式系统中，RS485、CAN等总线通信技术得到广泛应用，虽然总线通信电路简单、技术成熟，但是需要独立的通信线路。为了简化布线，可以采用电力线载波通信技术(PLC)传输数据，传统的电力线载波通信一般指利用电力线路进行数据传输，包括应用于高压输电网的通信和中低压配电线路的通信；由于输电线路具备十分牢固的支撑结构并架设3条以上的导体，所以输电线输送工频电流的同时，用之传送载波信号，既经济又十分可靠，这种综合利用早已成为世界上所有电力部门优先采用的特有通信手段。同时，PLC技术也可用于低压直流电源线(例如直流24V)通信，但是PLC通信需要额外的信号调制与解调电路，增加了电路的复杂性，尤其对于小功率和小体积的设备，增加额外电路降低了设备的整体性价比。

目前，设备电源大多采用电力电子电路，而电力电子电路在工作过程中，不可避免地在电源输入端和输出端产生高频纹波，对该纹波进行数字调制，即可实现PLC通信功能，该方案的优点是不需要额外的PLC调制电路。申请号为201210055396.0的中国专利基于该想法提出了一种能量与信息的同步传输设计方案，针对多个输入并联的Boost电路，利用开关纹波传输信息实现载波通信，但是该专利技术未对载波调制的具体方式进行描述。

文献(Wu J,Du J,Lin Z,et al.Power Conversion and Signal TransmissionIntegration Method Based on Dual Modulation of DC–DC Converters[J].IEEETransactions on Industrial Electronics,2015,62(2):1291-1300.)提出了一种对功率载波进行FSK调制实现纹波通信的方法，在该方法中变换器不发送数据或发送数据“1”时均工作于开关频率f₁，发送数据“0”时开关频率切换至f₀；为了保证数据信号载波与其他变换器不通信时的纹波信号在解调时互不干扰，载波f₀与载波f₁在解调窗口内必须正交。这种方法实现简单，但信号的频带利用率低，且难以通过选择多种载波频率实现多进制通信，因此通信速率较低。

而另一种广泛使用的DPSK调制方法采用单一载波频率，通过相位变化传输信息，因而频带利用率高。但由于在多机工作环境下，发送信息与不发送信息的设备工作在同一频率，因此不发送信息的设备产生的纹波会对通信带来严重干扰；此外，因相位切换带来的电压扰动还会影响功率控制和通信。

发明内容

鉴于上述，本发明提出了一种针对PWM载波的跳频差分相移键控调制方法，其结合了利用FSK和DPSK调制的纹波通信方式的优点，可以在多机工作环境下实现多进制高速率通信，此外还解决了DPSK调制中因相位切换而引入的电压扰动干扰功率控制和通信的问题。

一种针对PWM载波的跳频差分相移键控调制方法，应用于电力电子变换器，该方法通过对PWM载波进行数字调制，使得调制后的PWM载波为幅度固定、波形连续、相位和频率随调制数字量变化的三角波或锯齿波信号；此调制方法容易实现，调制本身不会增加系统设计的复杂程度。

进一步地，为有助于信号接收端辨别发送端状态，本发明将发送数据时的频率和不发送数据时的频率分开，即当变换器不发送数据时，调制后PWM载波的频率固定为f₀；

为抑制相位变换引入的电压扰动，本发明在原本的通信过程中加入过渡时段；由于相位变换引入的电压扰动难以直接抑制，而频率变换引入的电压扰动易于抑制，本发明将一次相位变换转变为两次频率切换，两次频率切换的之间的过程即为过渡过程，用过渡过程的持续时间来补偿与之前码元的相位差。因此，当变换器发送M进制编码的码元序列{D₀,D₁,…,D_n}时，对该码元序列进行数据传输的通信阶段由n+1个过渡时段和n+1个发送时段交替组成，n为自然数，M为大于1的自然数，D_i为码元序列中的第i个码元，i为自然数且1≤i≤n+1；

一对连续的过渡时段和发送时段共同组成了一个码元的传输时间，每个码元的发送时段时长TC固定为N个载波周期，所述码元只在发送时段进行传输且该时段内调制后PWM载波的频率固定为f₁；每个码元的过渡时段时长不固定且该时段内调制后PWM载波的频率和相位也不固定，由具体码元确定。

进一步地，为了抑制频率切换引入的电压扰动，本发明要求过渡过程起始以及结束时刻的电感电流值等于稳态平均电感电流值；因此，对于码元序列中的第i个码元D_i，其过渡时段时长TR_i由以下关系式确定：

当i＝0时，TR_i＝KT₁；

当i＞0时，

其中：

为第i个码元D_i的过渡时段内调制后PWM载波的相位，

为第i-1个码元D_i-1的过渡时段内调制后PWM载波的相位，T₁＝1/f₁，K为设定的正整数。

进一步地，为保证过渡过程起始以及结束时刻的电感电流值等于稳态平均电感电流值，本发明要求过渡过程内包含整数个开关周期；因此，对于码元序列中的第i个码元D_i，其过渡时段内调制后PWM载波的频率f_i＝K/TR_i。

进一步地，对于码元序列中的第i个码元D_i，其过渡时段内调制后PWM载波的相位

由以下关系式确定：

当i＝0时，

当i＞0时，

其中：

为第i-1个码元D_i-1的过渡时段内调制后PWM载波的相位，mod为求余运算符。

进一步地，为了保证非通信频率不对通信造成干扰，本发明要求在解调窗口内频率f₀和f₁满足正交性，故需频率f₀和f₁满足以下关系式：

k₀/f₀＝k₁/f₁

其中：k₀和k₁均为正整数，k₁≤N-1。

进一步地，所述PWM载波可通过实体载波电路实现生成，也可以为通过MCU、FPGA、CPLD或专用集成电路内部的数字计数方法实现生成的虚拟载波。

相对现有技术，本发明具有以下有益技术效果：

1.本发明技术可以实现多进制高速率通信，且该通信在多机工况下不受其他设备干扰。

2.本发明技术可以抑制相位切换引入的电压干扰，提高电能质量与通信质量。

3.本发明技术能够实现功率控制和通信控制的完全解耦。

附图说明

图1为电源线载波通信系统的结构示意图。

图2为本发明FH-DPSK调制流程框图，其中D(t)为发送数据序列，f_s(ωt)为三角波或锯齿波的载波函数，C(t)为通信控制开关。

图3为不发送数据状态切换到发送数据状态时的信号波形示意图，其中e_DPSK(t)为调制后的载波，u_p(t)为功率参考量，g(t)为门极控制信号。

图4为码元切换时的信号波形示意图，其中e_DPSK(t)为调制后的载波，u_p(t)为功率参考量，g(t)为门极控制信号。

图5为本发明实施例变换器的电路结构图。

图6为本发明实施例变换器的信号波形示意图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。

本发明开关载波FH-DPSK调制方法，应用于利用电力电子变换器产生的开关纹波作为通信载波的通信方式，可以实现电力电子变换器在输入端和输出端的通信，具体通信系统结构如图1所示，源变换器输出端共用直流总线，在输出端进行通信；负载变换器输入端共用直流总线，在输入端进行通信。

本发明FH-DPSK调制过程如图2所示，载波发生器生成两个固定角频率为ω₀和ω₁的载波f_s(ω₀t)和f_s(ω₁t)以及其他频率的载波f_s(ωt)，f_s(ωt)为三角波或锯齿波载波函数，本实例以三角波为例。是否发送数据由通信选择开关C(t)决定，不发送数据时，f_s(ω₀t)输出作为PWM调制载波，与功率参考量进行比较后得到门极信号；发送数据时，先将数据与f_s(ω₁t)、f_s(ωt)载波进行DPSK调制，再将调制结果e_DPSK(t)与功率参考量进行比较得到门极信号，进而将该门极信号驱动功率开关，即可在功率电路的输入端和输出端得到携带信息的纹波。

在FH-DPSK调制下，开始发送数据的信号时序如图3所示，其中e_DPSK(t)为经过调制后的PWM载波，u_p(t)为功率参考量，g(t)为门极信号。当变换器电路不发送数据时，PWM载波频率固定为f₀；当变换器电路开始发送调制的数据时，每个码元的持续时间包括过渡时段和码元发送时段TC，其中码元发送时段长度TC固定，过渡时段长度随发送的数据调整。

码元切换时的信号时序如图4所示，当变换器电路发送码元序列{D₀，D₁，…，D_n}(n>0)时，第i个码元D_i持续时间分为过渡时段TR_i和码元发送时段TC；其中，在每个码元发送时段TC内，PWM载波频率为f₁且固定为N个载波周期，即TC*f₁＝N；过渡时段TR_i的时长和PWM载波频率不固定，由待发送的码元序列{D_n}确定。

第i个码元D_i的过渡时段时长TR_i可通过以下公式计算得到：

当i＝0时，TR₀＝KT₁；

当i>0时，

K为设定的正整数，T₁＝1/f₁。

其中：

为第i个码元的相位，

与第i个码元值D_i的关系为：

第一个码元D₀为同步码，即

当i>0，

M为码元的进制；

过渡时段的频率为

根据上述定义，前i个码元的总时长为：

以开始发送时刻为零点，第i个码元的码元发送时段持续时间为：

在信号接收端，以第一个码元为同步信号，设置第i个码元的码元接收窗口为：

[(iN+iK+K)T₁，(iN+iK+K+N-1)T₁]

以该窗口或该窗口的一个子集为解调窗口，对信号进行相干解调，记解调窗口长度为T_g，满足T_g≤(N-1)T_b，且频率f₁和频率f₀在解调窗口内正交，即T_g＝k₀/f₀＝k₁/f₁，k₀和k₁为正整数。

在实际系统设计时，在确定第一个同步码位置后，后续的解调窗口可以通过延时i(K+N)T₁得到。

以下为根据本发明实施的一个具体案例，变换器结构如图5所示，电路参数如表1所示：

表1

FH-DPSK调制的参数选择如下：

f₀＝100kHz，f₁＝83.3kHz，M＝4，N＝22，K＝3。

当两个buck电路共用输出总线且只有一个在通信时的信号波形如图6所示，其中通道1为输出总线电压波形，通道2为解调后得到的数字信息，通道3为通道1的频谱。从图中可以看出，总线电压在码元切换时并无明显电压扰动，说明本发明提出的扰动抑制策略十分有效；此外，解调的数字信息完全正确，说明了通信在多机工况下不会受到干扰。

上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种针对PWM载波的跳频差分相移键控调制方法，应用于电力电子变换器，其特征在于：该方法通过对PWM载波进行数字调制，使得调制后的PWM载波为幅度固定、波形连续、相位和频率随调制数字量变化的三角波或锯齿波信号；

当变换器不发送数据时，调制后PWM载波的频率固定为f₀；

当变换器发送M进制编码的码元序列{D₀,D₁,…,D_n}时，对该码元序列进行数据传输的通信阶段由n+1个过渡时段和n+1个发送时段交替组成，n为自然数，M为大于1的自然数，D_i为码元序列中的第i个码元，i为自然数且1≤i≤n+1；

一对连续的过渡时段和发送时段共同组成了一个码元的传输时间，每个码元的发送时段时长TC固定为N个载波周期，所述码元只在发送时段进行传输且该时段内调制后PWM载波的频率固定为f₁；每个码元的过渡时段时长不固定且该时段内调制后PWM载波的频率和相位也不固定，由具体码元确定。

2.根据权利要求1所述的跳频差分相移键控调制方法，其特征在于：对于码元序列中的第i个码元D_i，其过渡时段时长TR_i由以下关系式确定：

当i＝0时，TR_i＝KT₁；

当i＞0时，

其中：

为第i个码元D_i的过渡时段内调制后PWM载波的相位，

为第i-1个码元D_i-1的过渡时段内调制后PWM载波的相位，T₁＝1/f₁，K为设定的正整数。

3.根据权利要求2所述的跳频差分相移键控调制方法，其特征在于：对于码元序列中的第i个码元D_i，其过渡时段内调制后PWM载波的频率f_i＝K/TR_i。

4.根据权利要求1所述的跳频差分相移键控调制方法，其特征在于：对于码元序列中的第i个码元D_i，其过渡时段内调制后PWM载波的相位

由以下关系式确定：

当i＝0时，

当i＞0时，

其中：

为第i-1个码元D_i-1的过渡时段内调制后PWM载波的相位，mod为求余运算符。

5.根据权利要求1所述的跳频差分相移键控调制方法，其特征在于：所述频率f₀和f₁满足以下关系式：

k₀/f₀＝k₁/f₁

其中：k₀和k₁均为正整数，k₁≤N-1。

6.根据权利要求1所述的跳频差分相移键控调制方法，其特征在于：所述PWM载波可通过实体载波电路实现生成，也可以为通过MCU、FPGA、CPLD或专用集成电路内部的数字计数方法实现生成的虚拟载波。

7.根据权利要求1所述的跳频差分相移键控调制方法，其特征在于：该调制方法结合了利用FSK和DPSK调制的纹波通信方式的优点，可以在多机工作环境下实现多进制高速率通信，此外还解决了DPSK调制中因相位切换而引入的电压扰动干扰功率控制和通信的问题。

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