CN111713081B

CN111713081B - Ofdm信号和噪声估计

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Publication number: CN111713081B
Application number: CN201880089226.XA
Authority: CN
Inventors: 毛利·尼西兰
Original assignee: Nordic Semiconductor ASA
Current assignee: Nordic Semiconductor ASA
Priority date: 2018-01-12
Filing date: 2018-10-25
Publication date: 2023-09-01
Anticipated expiration: 2038-10-25
Also published as: US20200336339A1; US10972315B2; GB201800554D0; EP3738280A1; EP3738280B1; CN111713081A; WO2019138207A1

Abstract

一种用于OFDM无线电接收器的信号估计器(1)配置成针对在多个OFDM子载波中的子载波上接收的参考信号生成信号功率估计值。所述信号估计器(1)生成第一信道估计值作为第一组一个或多个未滤波的参考信号信道估计值的第一函数，其中所述第一组包含未滤波的参考信号信道估计值。所述信号估计器生成第二信道估计值作为第二组一个或多个未滤波的参考信号信道估计值的第二函数，其中所述第二组不具有与所述第一组一样的未滤波的参考信号信道估计值。所述信号估计器(1)随后通过将所述第一信道估计值与所述第二信道估计值相乘来生成所述信号功率估计值，使得生成的所述信号功率估计值不随着所述第一组和所述第二组中的任何所述未滤波的参考信号信道估计值的绝对值平方而增加。

Description

OFDM信号和噪声估计

背景技术

本发明涉及正交频分复用(OFDM)无线电接收器中的信号和噪声估计。

OFDM是一种用于各种无线电协议的无线电传输形式，所述协议例如长期演进(LTE)、各种IEEE 802.11标准、DAB无线电、DVB-T和WiMAX。数据流分布在多个紧密间隔开的子载波上，而非在单个载波频率上对数据进行编码。子载波正交以避免相互干扰。这种方式可以提供增强的应对多径衰落和外部干扰的恢复能力。

众所周知，OFDM无线电传输器以预定义的时隙和频率传输预定的参考信号，其中无线电接收器事先已知所述参考信号、时隙和频率。在LTE中，这些参考信号是预定的QPSK二比特(di-bit)，其被称为小区专用参考信号(CRS)资源元素(RE)；每第三个子载波以预定间隔载送参考信号。无线电接收器可以使用这些参考信号来生成用于各个子载波的信道估计值。随后，可以使用这些信道估计值来计算特定子载波的信号功率和信噪比的估计值。

对于每一个参考信号i(例如对于在LTE中的每一个CRS资源元素)，可以获得用于所述特定参考信号位置的未滤波的信道估计值

还可以通过将滤波器应用于在时间和/或频率上接近特定参考信号i——即，在接近所述特定参考信号的时间和频率窗口内——接收到的参考信号的一组未滤波的信道估计值来计算用于特定参考信号i的滤波后的信道估计值。滤波器可以由如下应用到一组参考信号的一组系数或权重α_j限定：

其中∑_jα_j＝1，并且其中K+1表示滤波器在时间和/或频率上的范围。所述滤波器表示时间和频率上的加权平均。应注意，参考信号的索引在此处仅意图为说明性的；实际上，随着滤波器在时间和/或频率上在信道上移动，将需要更新索引。

随后，用于特定参考信号ⅰ(对应于特定子载波频率和时刻)的信号功率估计值可计算为滤波后的信道估计值的绝对值平方，如下：

用于特定参考信号的瞬时噪声功率估计值可通过从未滤波的信道估计值中减去滤波后的信道估计值获得，如下：

随后，在整个系统带宽上或在特定信道上的平均噪声功率估计值可以计算为：

随后，用于特定参考信号ⅰ的信噪比(SNR)估计器，可以通过将参考信号的估计的信号功率除以在整个系统带宽或信道上的平均噪声功率进行计算，如下：

这种方式通常在较高SNR水平下效果良好，但是有时可能不准确，尤其在较低信噪比下。

在较低SNR下可靠性能较重要的一种非限制性情形是在LTE cat-M1和LTE cat-NB1的覆盖扩展(CE)模式下，其中无线电接收器可以在SNR＝-15dB或甚至-20dB下操作。申请人已发现，例如当在这种背景下使用如上文所述的SNR估计器时，基于信道状态信息(CSI)的链路调适可能进行得很差。

因此，本发明试图提供包含在较低SNR水平下更可靠的改进的信号和噪声功率估计器。

发明内容

根据第一方面，本发明提供一种针对在多个OFDM子载波中的特定子载波上接收的特定参考信号生成信号功率估计值的方法，所述方法包括：

生成第一信道估计值作为第一组一个或多个未滤波的参考信号信道估计值的第一函数，所述第一组包含用于所述特定参考信号的未滤波的参考信号信道估计值；

生成第二信道估计值作为第二组一个或多个未滤波的参考信号信道估计值的第二函数，其中第二组未滤波的参考信号信道估计值不具有与第一组未滤波的参考信号信道估计值一样的未滤波的参考信号信道估计值；以及

生成所述信号功率估计值，其中生成所述信号功率估计值包括将所述第一信道估计值乘以所述第二信道估计值，使得生成的所述信号功率估计值不随着所述第一组和所述第二组中任何未滤波的参考信号信道估计值的绝对值平方而增加。

根据另一个方面，本发明提供一种用于OFDM无线电接收器的信号估计器，其中所述信号估计器配置成通过以下方式针对在多个OFDM子载波中的特定子载波上接收的特定参考信号生成信号功率估计值：

因此，将看到，根据本发明的这些方面，替代如过去进行的那样将滤波后的信道估计值的绝对值平方作为用于特定子载波的信号功率估计值，本发明的信号估计器生成不包含在估计中使用的未滤波的信道估计值的任何平方项的信号功率估计值。具体地，其不包含用于特定参考信号的未滤波的信道估计值的平方项。已发现这在去除较低SNR水平下的重大误差源方面具有有益的效果。因此，其提供了即使在极低SNR背景下也可以可靠使用的更可靠的信号功率估计值。下文提供了证明这一点的数学分析。

第一函数可为非线性函数，但是在优选实施例组中，第一函数是第一组未滤波的参考信号信道估计值的线性函数。可将第一组的每一个未滤波的参考信号信道估计值乘以第一组参考信号系数中的相应参考信号系数。估计器可配置成将表示每一个所得乘积的数据存储在所述估计器的电子存储器中。第一函数可为或包含这些(一个或多个)乘积的总和，或可以是或包含这些乘积的总和的复共轭。第一函数可生成所述和的复共轭。在一些实施例中，这些参考信号系数可为相同的(例如全部具有值一)，但是在其他实施例中，系数中的至少两个系数彼此不同。在一些实施例中，第一组未滤波的参考信号信道估计值仅由用于特定参考信号的未滤波的参考信号信道估计值组成。随后，所述第一信道估计值可仅等于用于所述特定参考信号的所述未滤波的参考信号信道估计值。然而，在其他实施例中，第一组可含有两个、三个、四个或更多个未滤波的参考信号信道估计值。

第二函数可为非线性函数，但是在优选实施例组中，第二函数是第二组未滤波的参考信号信道估计值的线性函数。可将第二组的每一个未滤波的参考信号信道估计值乘以第二组参考信号系数中的相应参考信号系数。估计器可配置成将表示每一个所得乘积的数据存储在所述估计器的电子存储器中。第二函数可为或包含这些(一个或多个)乘积的总和，或可以是或包含这些乘积的总和的复共轭。在一些实施例中，这些参考信号系数可为相同的(例如全部具有值一)，但是在其他实施例中，系数中的至少两个系数彼此不同。第二组未滤波的参考信号信道估计值优选地含有多个未滤波的参考信号信道估计值。

第一组和第二组未滤波的参考信号信道估计值在其之间可含有在含有特定参考信号的预定时间和频率窗口内通过OFDM无线电接收器所接收的所有参考信号的未滤波的参考信号信道估计值。时间和频率窗口可仅跨越单个子载波，但是优选跨越多个子载波。时间和频率窗口可仅跨越一个符号周期长的时间间隔，但是优选跨越多个符号周期。在时间对比频率的曲线图中，其可为矩形(例如资源网格)，或可具有任何其他适当的形状。

根据另一个方面，本发明提供一种针对在多个OFDM子载波中的特定子载波上接收的特定参考信号生成噪声功率估计值的方法，所述方法包括生成所述噪声功率估计值作为差与常量因子相除的绝对值平方，其中：

所述差是i)用于所述特定参考信号的未滤波的信道估计值和ii)用于所述特定参考信号的滤波后的信道估计值之间的差；

用于所述特定参考信号的所述滤波后的信道估计值是以下项的乘积的总和：i)用于滤波器组参考信号的未滤波的参考信号信道估计值与ii)滤波器组参考信号系数中的相应参考信号系数；

所述滤波器组包含所述特定参考信号；

所述相应参考信号系数的总和为一；以及

所述常量因子等于一减去用于所述特定参考信号的相应参考信号系数。

根据另一个方面，本发明提供了一种用于OFDM无线电接收器的噪声估计器，其中所述噪声估计器配置成针对在多个OFDM子载波中的特定子载波上接收的特定参考信号生成噪声功率估计值，作为差与常量因子相除的绝对值平方，其中：

所述滤波器组包含所述特定参考信号；

所述相应参考信号系数的总和为一；以及

因此，将看到，根据本发明的这些方面，替代如过去进行的那样简单地使用滤波后的信道估计值和未滤波的信道估计值之间的差的绝对值平方，此处另外将取决于在滤波后的信道估计值中所用的参考信号系数的常量因子应用于估计值。已发现这在去除偏差源方面具有有益的效果，如下文更详细地解释，从而提供更精确的噪声功率估计值。

噪声估计器可进一步配置成在子载波噪声分析组上，例如在OFDM传输带宽或在OFDM信道中载运参考信号的所有子载波上，生成平均噪声功率估计值。噪声估计器可通过生成多个噪声功率估计值(所述噪声功率估计值可包含用于子载波噪声分析组中的每一个子载波的至少一个噪声功率估计值)并计算噪声功率估计值的线性平均值(即，算术平均值)来进行此操作。替代地，可采用任何其他适当的平均或平滑处理。可随时间以及频率平均多个噪声功率估计值。噪声分析组优选地包括多个子载波。可在多个OFDM子载波上接收滤波器组参考信号(即，包含在至少两个不同的相应载波频率上接收的参考信号)。噪声分析组可包含所有多个OFDM子载波，在所述子载波上接收滤波器组参考信号，从中生成用于特定参考信号的滤波后的信道估计值，但是所述组可为不同组，例如这些滤波器子载波的超集。噪声分析组优选地包含在上面接收前述特定参考信号的特定子载波。

信号估计器可进一步配置成通过计算用于在特定子载波上接收的特定参考信号的信号功率估计值和由上文所述的噪声估计器生成的平均噪声功率估计值之间的比率来生成用于特定子载波的信噪比估计值。信号估计器可从噪声估计器接收平均噪声功率估计值，或信号估计器可以包括噪声估计器。

根据另一个方面，本发明提供一种用于OFDM无线电接收器的信噪比估计器，其中所述信噪比估计器包括如本文所公开的信号估计器和如本文所公开的噪声估计器。噪声估计器可配置成在OFDM子载波噪声分析组上生成平均噪声功率估计值。信噪比估计器可配置成通过计算由信号估计器生成的用于在特定子载波上接收的特定参考信号的信号功率估计值和由噪声估计器生成的平均噪声功率估计值之间的比率来生成用于特定子载波的信噪比估计值。

特定子载波可为在OFDM子载波噪声分析组中的子载波，不过这不是必要的。

根据另一个方面，本发明提供一种OFDM无线电接收器，其包括如本文所公开的噪声估计器和/或信号估计器和/或信噪比估计器。

生成用于在特定子载波上接收的特定参考信号的信号功率估计值的方法还可包括估计用于特定参考信号或子载波的信噪比。这可包括计算用于特定参考信号的信号功率估计值和在含有多个噪声功率估计值的噪声分析组上平均的平均噪声功率估计值之间的比率。可通过生成至少一个用于含有多个子载波的噪声分析组中的每一个子载波的相应噪声功率估计值，优选使用如本文所公开的方法，并求取相应噪声功率估计值的平均值，来确定平均噪声功率估计值。这种平均可以是线性平均。

可生成噪声分析组中的每一个噪声功率估计值作为差与常量因子相除的绝对值平方，其中：

所述滤波器组包含所述特定参考信号；

所述相应参考信号系数的总和为一；以及

体现本发明的任何方面的噪声估计器可通过将用于所述滤波器组的每一个所述未滤波的参考信号信道估计值乘以所述相应参考信号系数以生成一组乘积来生成滤波后的信道估计值。表示这些乘积的数据可存储在估计器的电子存储器中。估计器可配置成将所得乘积相加以生成滤波后的信道估计值。在其他实施例中，估计器可通过进行不同的但在数学上等效的一组操作来生成滤波后的信道估计值。

在一些实施例中，配置成生成噪声功率估计值和信号功率估计值两者，用于噪声功率估计值的滤波器组可与用于信号功率估计值的第一组和第二组的并集相同。

表示第一信道估计值、第二信道估计值或滤波后的信道估计值的数据可存储在估计器的电子存储器中。这种数据可以以任何适当的方式对信道估计值进行编码或表示信道估计值。例如，在一些实施例中，可存储作为所述乘积的总和的可逆函数的值，并且估计器可配置成在生成信号或噪声功率估计值时应用对应的反函数。

参考信号系数优选地为非复数。取自第一组和第二组参考信号系数的参考信号系数优选地一起总计为一(单位)。对于噪声估计器中的滤波器组，与用于特定参考信号的未滤波的参考信号信道估计值相关的参考信号系数可为一组参考信号系数中的最大系数。类似地，对于信号估计器中的第一组和/或第二组，与用于特定参考信号的未滤波的参考信号信道估计值相关的参考信号系数可为一组或多组参考信号系数中的最大系数。参考信号系数可表示频率和时间上的表面，所述表面在频率上对称和/或在时间上对称。所述表面可在频率和/或时间上以特定参考信号为中心。滤波器组可包括在一组邻近的子载波上或在一组邻近的子载波的有规律地间隔开的子组上——例如，来自覆盖一个1.4MHz LTE-M信道(长期演进机器类型通信)的一组72个连续子载波的每第三个子载波——接收的参考元素。参考信号系数可以全部为非零。参考信号系数可以是常量，或可以随时间变化，例如所述系数可以通过无线电接收器响应变化的条件来更新。

当生成信号功率估计值时，信号估计器可以进行一个或多个其他步骤或操作。其可确定第一信道估计值与第二信道估计值的乘积的实部。在一些实施例中，其可以将此实部除以比例因子，其中所述比例因子等于取自与第二组中的一个或多个未滤波的参考信号信道估计值相乘的前述第二组参考信号系数的所有相应参考信号系数的总和。在一些实施例中，信号功率估计值可为这种除法的结果。这样的比例因子可按比例缩放估计值，以便从估计值中去除偏差。信号估计器可将来自本文所述的任何步骤的中间结果存储在电子存储器中。在一些实施例中，比例因子可等于由噪声估计器使用的常量因子。

信号估计器的一些实施例可通过进行与本文所公开的步骤不同但在数学上等效的步骤来生成信号功率估计值。

噪声估计器可将表示用于特定参考信号的滤波后的信道估计值和用于特定参考信号的未滤波的信道估计值之间的差的绝对值平方的数据存储在噪声估计器的电子存储器中。可将其除以常量因子。

在其他实施例中，噪声估计器可通过不同的在数学上等效的一组操作来生成噪声功率估计值。例如，在一组实施例中，噪声估计器配置成计算修改后的滤波后的信道估计值，其等于所述滤波后的信道估计值减去未滤波的参考信号信道估计值与用于特定参考信号的相应参考信号系数的乘积。可将这个修改后的滤波后的信道估计值除以常量因子，即，除以减去对应于特定参考信号的参考信号系数的单位数。可从用于特定参考信号的未滤波的参考信号信道估计值中减去这个除法的结果。可计算这个减法的结果的绝对值平方作为噪声功率估计值。以这种方式生成的噪声功率估计值仍然满足上文给出的对噪声估计器的定义。这样的实施方案可以是合乎需要的，因为在如本文所公开的信号估计器的某些实施方案中，相同的修改后的滤波后的信道估计值还可用作第二信道估计值。因此，实施噪声估计器和信号估计器两者的设备(例如，如本文所公开的SNR估计器)可以有利地生成这样的修改后的滤波后的信道估计值并将其用于生成噪声功率估计值和信号功率估计值两者(和因此产生的信噪比)。与不共享任何中间计算操作的实施方案相比，这可以提高设备的效率。

可从例如LTE小区专用参考信号(CRS)资源元素(RE)的一个或多个参考信号中确定未滤波的参考信号信道估计值。当接收到新参考信号时，所述估计值可随时间更新。估计器可按例如每次接收到新参考信号的间隔来生成估计值。

信号估计器可配置成生成一组信号功率估计值并随时间将平均或平滑操作应用于所述组信号功率估计值。平均操作可输出时均估计值。类似地，噪声估计器可配置成生成一组噪声功率估计值并随时间将平均或平滑操作应用于所述组噪声功率估计值。SNR估计器可配置成生成一组SNR估计值并随时间将平均或平滑操作应用于所述组SNR估计值。

每一个信号估计器、噪声估计器和SNR估计器可包括用于进行所述操作的电子电路。其可为电子电路或电路部分。其可使用专用电路(例如ASIC)来实施，或其可包括一个或多个FPGA、MCU和/或处理器，所述处理器可包含一个或多个GPU或DSP。估计器可在硬件中进行一些或全部操作，或可在软件中进行一些或全部操作。在一些实施例中，估计器可仅仅为软件，即，由软件指令组成，当在合适的处理系统上执行时，所述软件指令使得处理系统进行所述操作。本发明的方面扩展到计算机软件和承载计算机软件的有形介质，例如存储器芯片，所述存储器芯片实施如本文所公开的信号估计值，或噪声估计器，或SNR估计器。然而，在其他实施例中，任何估计器可为或可包括硬件。估计器可为硬译码逻辑设备，即不包括软件，但是每一个估计器可改为包括存储用于在例如DSP的处理器上执行的指令的存储器。估计器可包括用于接收表示用于滤波器组参考信号的未滤波的参考信号信道估计值的数据的接口(例如寄存器接口)，或其可配置成从其他信号数据中生成这些未滤波的参考信号信道估计值。其可包括用于输出表示生成的估计值的数据的输出端(例如寄存器接口)。估计器可集成在片上无线电设备中。信号估计器和噪声估计器可由单个设备体现。如本文所述，它们可组合以形成SNR估计器。

子载波可为长期演进(LTE)子载波、窄带IoT(NB-IoT)子载波、IEEE 802.11子载波、DAB无线电子载波、DVB-T子载波、WiMAX子载波、或任何其他无线电协议的子载波。在一些实施例中，它们是LTE-M信道或NB-IoT信道中的子载波。

优选地，估计器已知参考信号。它们可以由相位调制和/或频率调制和/或幅度调制的无线通信或无线电协议中的一个或多个符号组成。本文所公开的方法可包括接收和/或解调特定子载波上的特定参考信号。然而，这不是必要的，因为噪声或信号估计器可与无线电接收器系统分离，甚至可以例如在网络服务器上在与无线电接收器不同的设备中体现，其中表示特定参考信号的数据被发送给估计器。每一个参考信号可为具有预定相位的QPSK二比特。参考信号可通过OFDM无线电传输器传输。它们可在OFDM信道中的每个子载波上或仅在信道中的子载波的子组上传输。它们可针对特定子载波以周期性间隔传输。

本文所述的任何方面或实施例的特征可在适当的时候应用于本文所述的任何其他方面或实施例。在参考不同的实施例或实施例组时，应理解，这些不一定是相异的，而是可以重叠的。

附图说明

现将参考附图仅以举例的方式来描述本发明的某些优选实施例，附图中：

图1是体现本发明的信噪比(SNR)估计器的示意图；

图2是展示相对于现有技术方式和理论最优的SNR估计器性能的图；

图3是展示SNR估计器相对于现有技术方式的性能的图；

图4是展示在实施本发明的方法中用于估计用于第一参考符号的信号功率的两组参考符号的NB-IoT资源网格；以及

图5是展示用于估计用于第二参考符号的信号功率的两个不同组的参考符号的相同NB-IoT网格。

具体实施方式

图1展示了在体现本发明的SNR估计器1中的关键功能块。其结合了信号估计器和噪声估计器，每一个都体现了本发明的其它方面。

可以通过在DSP上执行的软件实施SNR估计器1，但是在其他实施例中，其功能中的一些或全部可以是硬连线的(例如作为集成电路芯片上的数字逻辑)，或由FPGA进行，或在执行于一个或多个通用处理器上的软件中实施。

首先将在LTE类别M1(LTE-M)无线电接收器芯片的情况下描述SNR估计器1，所述无线电接收器芯片是旨在用于蜂窝式网络上的物联网(IoT)数据交换的LTE低功率规格。其在带宽为1.4MHz的信道中操作，所述信道被划分成72个正交子载波。使用OFDM传输数据。在每一个子载波的已知时间，在每第三个子载波上传输预定义的CRS资源元素(RE)。无线电接收器每1毫秒(对应于一个子帧)接收48个CRS元素。这些允许无线电接收器在特定时刻针对对应于CRS元素的每一个承载CRS的子载波生成未滤波的信道估计值。可以通过计算一组子载波的加权平均值(即，在频率上求取平均值)和多个时刻的加权平均值(即在时间上求取平均值)来获得滤波后的信道估计值。这些滤波过程减少了信道估计值中的噪声。

使用先前引入的术语，用于特定CRS资源元素i(如上文所述，所述特定CRS资源元素是“特定参考信号”的示例)的滤波后的信道估计值可以表达为：

其中∑_jα_j＝1，对于滤波器组参考信号系数α_j，并且其中K+1是滤波器的大小(在时间和频率上)。

例如，对于LTE-M，K+1可等于三十二，其中滤波器窗口在频率上跨越十六个承载CRS的子载波并在时间上跨越一毫秒。

在频率轴(即，忽略时间)中，权重α_j可从线性上升至α₀处的中点，并随后线性下降至/>然而，其他滤波器形状是可能的，并且无线电接收器可回应于变化的条件动态地调节权重。此外，为了防止滤波器延伸到频率轴上的相关一个或多个信道之外，不同权重可以用于不同资源元素。

SNR估计器1含有一组滤波后的信道估计器2a、2b、2c，其对应于用于差分子载波的不同的相应CRS资源元素。为简单起见，在图1中仅示出了三个滤波后的信道估计器2a、2b、2c，但应了解，SNR估计器1通常将含有比这些更多的信道估计器。这些滤波后的信道估计器2a、2b、2c存取未滤波的信道估计值并计算如上所示用于相应资源元素的/>值。

每一个滤波后的信道估计器2a、2b、2c以规律间隔连续输出滤波后的信道估计值。这些由相应的信号和功率估计块3a、3b、3c接收。

每一个信号和功率估计块3a、3b、3c生成信号功率估计值和噪声功率估计值。

信号功率估计值计算为：

其中*指示复共轭，并且返回括号中的表达式的实部。此处，/>项是如上文所述的“第一信道估计值”，而/>是如上文所述的“第二信道估计值”。

如从以下两个等效表达式中可更清楚地看到，这具有从滤波后的信道估计值中间去除项的效果，使得信号功率估计值基于其中不具有/>项的修改后的滤波后的信道估计值。

这意味着信号功率估计值不含平方过的项。下文阐述这样的好处。

在一些其他实施例中，额外项可以不存在于滤波后的信道估计值中，而存在于项中，使得计算信号功率估计值包含将包含/>(限定“第一信道估计值”)的第一多个未滤波的信道估计值的总和乘以第二组一个或多个未滤波的信道估计值(限定“第二信道估计值”)的总和的共轭值，其中第二组不包含任何第一多个未滤波的信道估计值。

噪声功率估计值计算为：

同样，从滤波后的信道估计值的中间去除项。就修改后的滤波后的信道估计值而言，这可以表达为：

信号和功率估计块可以通过任何数学等效操作组来计算此值。可以计算修改后的滤波后的信道估计值并将此值作为中间结果存储在存储器内，但是这不是必要的。

如果表达式中保留了原始滤波后的信道估计值，那么噪声功率估计值还可以写为：

因此，替代地，可以通过从用于特定参考信号的未滤波的信道估计值中减去滤波后的信道估计值，并将此除以等于一减去用于特定参考信号的相应参考信号系数的常量因子，随后取此商的绝对值平方来计算噪声功率估计值。

因为可以使用修改后的滤波后的信道估计值来计算噪声功率估计值和信号功率估计值两者，所以这可以有效地计算一次并将其用于两个估计值。每一个信号和功率估计块3a、3b、3c接收用于相应子载波资源元素的未滤波的信道估计值，将所述未滤波的信道估计值乘以值(-α₀)并加至滤波后的信道估计值中。随后将此和的结果乘以随后将此乘积的结果发送至信号功率估计器块4a并且还发送至噪声功率估计器块5a。其他信号和功率估计块3b、3c具有相似信号功率估计器块和噪声功率估计器块。

信号功率估计器块4a取其输入的复共轭，将此乘以用于相应资源元素的未滤波的信道估计值，并且输出此乘积的实部。

噪声功率估计器块5a将其输入乘以负一并将其加至用于相应资源元素的未滤波的信道估计值。随后计算此和的绝对值平方，其将所述绝对值平方输出为用于特定资源元素的噪声功率估计值。在给定的时间窗口内，这可以充当用于对应的子载波的噪声功率估计值。

将用于相应信号和功率估计块3a、3b、3c的噪声功率估计器块5a的输出全部输入至线性平均块6，所述线性平均块计算跨子载波的线性平均(即算术平均值)值。这给出用于整个信道的平均噪声功率估计值。

每一个信号功率估计器块4a的输出进入相应SNR估计器块7a、7b、7c，所述SNR估计器块还接收来自线性平均块6的平均噪声功率估计值。每一个SNR估计器块7a、7b、7c将子载波特定的信号功率估计值除以平均噪声功率估计值来生成用于相应子载波的SNR估计值。

将SNR估计值从相应SNR估计器块7a、7b、7c输出至共用线性或非线性滤波块8，所述共用线性或非线性滤波块可以随时间和/或频率进行任选的线性或非线性滤波。此阶段适当的滤波程度可以根据应用需求而变化。

可以从以下分析中更完全地了解本文所公开的用于信号功率估计的新方式的改进性能。

未滤波的信道估计值由真实信道系数和加性噪声构成，其中h(i)和n(i)分别指示真实信道系数和噪声样本。

为简单起见，假设信道在用于生成滤波后的信道估计值的频率和时间资源上是恒定的，即还假设接收器噪声是加性高斯白噪声(additive whiteGaussian noise)，即，噪声样本是不相关的，因此/>

随后，信号功率估计值可以写成：

这与估计信号功率为滤波后的信道估计值的绝对值平方的已知方式形成对比，在上文假设下，这得出：

需要此最后的等式的|h(i)|²项。随着滤波器中资源元素i的数量不断增加，最后两个噪声交叉相关项消失为零。此外，后处理求平均可以进一步减少这最后两个项。然而，已经发现，在SNR<<0dB时，第二项∑_k|α_k|³|n(i+k)|²会导致极大的信号估计误差。此项不出现在通过本发明的实施例生成的信号功率估计值中，本发明仅具有交叉相关项而不具有平方噪声项。

在与上文相同的假设下，用于在特定子载波上的CRS RE i的噪声功率估计值可以随后写成：

被加数项是不需要的，但是随着滤波器中资源元素的数量不断增加，所述被加数项会趋向于零。

这与估计噪声功率为滤波后的信道估计值和未滤波的信道估计值之间的差的绝对值平方的已知方式形成对比，在上文假设下，这得出：

申请人已经发现此(1-α₀)²系数可以按比例缩减样本噪声功率估计值并且因此可能导致估计值中恒定的较小的误差。在由本发明的实施例生成的噪声功率估计值中克服了这个问题。

在将如本文所述生成的信号功率估计值除以如本文所述生成的平均噪声功率估计值时，随着CRS资源元素的数量增加，SNR估计值渐进地接近真实的SNR值：

这与先前描述的已知SNR估计器形成对比，随着CRS资源元素的数量增加，所述已知SNR估计器渐近地接近值：

/>

在真实SNR>>0dB时，误差项并且已知SNR估计器会给出足够精确的结果。

然而，在真实SNR<<0dB时，误差项这意味已知SNR估计器因/>而饱和。

但是由本发明的实施例生成的SNR估计器将渐近地接近真实SNR值，而无关于其操作时所在的SNR区域。

图2展示了与使用上文所述的现有技术方式生成的信号和噪声估计值的已知SNR估计器相比的本文所公开的新颖SNR估计器的模拟性能。所述图还展示了理想性能。如可看到，新颖SNR估计器的期望值极接近于跨-15dB至+10dB的整个所测量SNR区间的真实SNR值。相比之下，在真实SNR<-5dB时，现有技术的SNR估计器的期望值开始饱和。因此，当在CE模式A下操作时，新颖SNR估计器将在例如LTE Cat-M1的基于CQI的链路自适应中很好地进行，而现有技术的SNR估计器将无法正常工作。

图3是新颖SNR估计器的归一化方差与现有技术的SNR估计器的归一化方差的模拟比较。其以基于LTE子帧的SNR估计值为基础，所述SNR估计值在16个子帧上进一步平均(“ave16”)。新颖SNR估计器的归一化方差比现有技术的SNR估计器的归一化方差更好(更低)。即使在SNR估计值的后滤波之后，在现有技术的SNR估计方式中仍然存在误差项，这使得其不可靠。

图4展示了NB-IoT资源网格。这涉及与上述实施例类似的实施例，但是所述实施例用于接收窄带IoT信号而不是LTE-M。SNR估计器具有与如图1所示相同的结构。

图4示出了在针对标记为“1”的资源元素生成信号功率估计值中涉及的CRS资源元素。在NB-IoT中，下行链路载波在频域中使用一个LTE物理资源块，其为十二个15kHz子载波。所有十二个子载波在图4中示出。在此示例中，滤波器窗口在频率轴中占据了整个NB-IoT信道，并且在时间轴中是一个子帧(1毫秒)宽。因为其占据了全频率宽度，所以其仅在时间方向上滑动。(当然，可以定义沿着频率轴和时间轴两者移动的小滤波器窗口)。

通过将作为第一组一个或多个未滤波的参考信号信道估计值的第一函数的第一信道估计值与作为第二组一个或多个未滤波的参考信号信道估计值的第二函数的第二信道估计值相乘来信号功率估计值。在此情况下，第一组仅由图4中标记为“1”的RE的未滤波的信道估计值组成，并且第一函数是不重要的，使得第一信道估计值仅为资源元素“1”的未滤波的信道估计值。第二组由图4中剩余的七个RE的未滤波的信道估计值组成。如上文所述，第二函数将这些未滤波的信道估计值中的每一个乘以相应权重α_j，并且对乘积求和。

图5展示了第一组和第二组未滤波的参考信号信道估计值的身份可以如何根据资源网格中正在计算其信号功率估计值的资源元素的位置而变化。在此情况下，在计算标记为“8”的RE的信号功率估计值时，第一组由RE“8”的未滤波的信道估计值组成，而第二组由图5中指定的七个RE的未滤波的信道估计值组成。图4中用于RE“1”的相同形状的滤波器不可以用于RE“8”，因为所述滤波器将覆盖NB-IoT信道外部的频率。

当然，可能的是，第一组可以含有两个或更多的资源元素的未滤波的信道估计值，而第二组含有任何数量的其他资源元素的未滤波的信道估计值。

本领域技术人员将了解，本发明已经通过描述其中一个或多个具体实施例来说明，但是本发明不限于这些实施例；在所附权利要求书的范围内，许多变化和修改是可能的。

Claims

1.一种针对在多个OFDM子载波中的特定子载波上接收的特定参考信号生成噪声功率估计值的方法，所述方法包括生成所述噪声功率估计值作为差与常量因子相除的绝对值平方，其中：

所述滤波器组包含所述特定参考信号；

所述相应参考信号系数的总和为一；以及

所述常量因子等于一减去用于所述特定参考信号的所述相应参考信号系数。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述滤波器组参考信号包含在所述多个OFDM子载波中的至少两个不同的相应子载波上所接收的参考信号。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其中生成所述噪声功率估计值包括：

计算所述差；

将所述差除以所述常量因子；以及

计算所述差与所述常量因子相除的所述绝对值平方。

4.根据权利要求1或2所述的方法，其中生成所述噪声功率估计值包括：

计算修改后的滤波后的信道估计值，其等于所述滤波后的信道估计值减去用于所述特定参考信号的所述未滤波的参考信号信道估计值与用于所述特定参考信号的所述相应参考信号系数的乘积；

将所述修改后的滤波后的信道估计值除以所述常量因子来确定商；以及

计算用于所述特定参考信号的所述未滤波的参考信号信道估计值和所述商之间的差的绝对值平方，作为所述噪声功率估计值。

5.根据权利要求4所述的方法，其还包括使用所述修改后的滤波后的信道估计值来生成用于所述特定参考信号的信号功率估计值，其中，生成所述信号功率估计值包括将用于所述特定参考信号的所述未滤波的参考信号信道估计值乘以所述修改后的滤波后的信道估计值，或乘以所述修改后的滤波后的信道估计值的复共轭，使得生成的所述信号功率估计值不随任何所述未滤波的参考信号信道估计值的所述绝对值平方而增加。

6.根据权利要求1或2所述的方法，其中所述特定子载波是射频子载波。

7.根据权利要求1或2所述的方法，其中所述参考信号是长期演进(LTE)小区专用参考信号(CRS)资源元素(RE)。

8.根据权利要求1或2所述的方法，其还包括接收并解调所述特定参考信号。

9.一种用于OFDM无线电接收器的噪声估计器，其中所述噪声估计器配置成针对在多个OFDM子载波中的特定子载波上接收的特定参考信号生成噪声功率估计值，作为差与常量因子相除的绝对值平方，其中：

所述滤波器组包含所述特定参考信号；

所述相应参考信号系数的总和为一；以及

10.根据权利要求9所述的噪声估计器，其配置成通过将用于所述滤波器组的每一个所述未滤波的参考信号信道估计值乘以所述相应参考信号系数以生成一组乘积，并将所述一组乘积中的所述乘积相加来生成所述滤波后的信道估计值。

11.根据权利要求9或10所述的噪声估计器，其中所述滤波器组参考信号包含在所述多个OFDM子载波中的至少两个不同的相应子载波上接收的参考信号。

12.根据权利要求9或10所述的噪声估计器，其配置成通过以下方式生成所述噪声功率估计值：

计算所述差；

将所述差除以所述常量因子；以及

计算所述差与所述常量因子相除的所述绝对值平方。

13.根据权利要求9或10所述的噪声估计器，其配置成通过以下方式生成噪声功率估计值：

14.根据权利要求13所述的噪声估计器，其进一步配置成使用所述修改后的滤波后的信道估计值来生成用于所述特定参考信号的信号功率估计值，其中，生成所述信号功率估计值包括将用于所述特定参考信号的所述未滤波的参考信号信道估计值乘以所述修改后的滤波后的信道估计值，或乘以所述修改后的滤波后的信道估计值的复共轭，使得生成的所述信号功率估计值不随任何所述未滤波的参考信号信道估计值的所述绝对值平方而增加。

15.一种OFDM无线电接收器，其包括权利要求9或10所述的噪声估计器。