CN111697824A - 一种级联梯形拓扑结构的电场感应取能电源电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种级联梯形拓扑结构的电场感应取能电源电路，属于高压输电线路在线监测设备技术领域；所述电路包括：模块化结构的取能电路、放电回路中的电感和储能电容能够被多级电路共用，第1级电路开关采用高频控制方式；感应取能电路利用电场能量收集器和地平面(或者高压输电线)之间产生的位移电流给取能电容充电；放电回路中电感和储能电容被多级电路共用时减小了取能电路的体积、重量和成本；第1级电路开关工作在高频状态，进一步减小了电感参数。

Description

一种级联梯形拓扑结构的电场感应取能电源电路

技术领域

本发明属于输电线路在线监测设备技术领域，特别涉及一种级联梯形拓扑结构的电场感应取能电源电路。

背景技术

现有高压输电线路在线监测设备的供电技术主要包括：电池、太阳能、风能、压电能量转换技术、磁场和电场能量收集技术；其中，电池受限于容量及使用寿命会给维护带来极大的不便；太阳能和风能取决于天气情况，不能保证持续稳定的电源供给，一般和其他取能方式混合使用；压电能量转换技术产生的功率很低，只能作为一些超低功耗的MEMS传感器的电源；磁场能量收集主要利用高压输电线路中流过的电流产生的交变磁场，通过电流互感器原理收集能量，这种方法尽管能在较小的尺寸下做到较大的取能功率，但作为其能量来源的交变磁场由线路电流决定，电流的不稳定性也不可避免的影响着取能功率的稳定性。高压输电线路的电压不像线路电流会随负载发生变化，即线路周围产生的交变电场始终保持恒定，因此电场感应取能方式具有较高的稳定性。对高压输电线路的温度、覆冰、绝缘子泄露电流及杆塔倾斜等的监测可采用固定时间间隔的间歇式方法，因此可以采用基于电场感应取能方式的间歇式供电方法。直接利用在交变电场作用下寄生电容中流过的位移电流给大容量储能电容充电时耗费的充电时间很长，同时效率较低，即充电的功率很低。因此需要通过优化取能电路的结构，到达提高充电功率和效率，以满足高压输电线路监测设备正常工作对供电电源的需求。

恒流取能原理中，取能电容的充电功率P可以表示为P＝I_dcU_max/2，其中I_dc是位移电流经H桥整流后的直流电流，U_max为取能电容的最高电压，直流电流I_dc取决于电场能量收集器的设置，是一个常量，因此提高电容电压是提高取能功率的途径。受限于电路中半导体开关的耐压水平，取能电容的电压不可能无限提高，因此同样会使取能功率受到限制。

利用小容量薄膜电容可以在短时间内将电容电压充到很高的值，再经过多级取能电路级联的方式，进一步提高取能电压，即提高电路的取能功率。第1级取能电路通过一个电感L₁限制由于取能电容上很高的电压所形成的电流峰值，同时第1级电路采用高频控制方式减小电感参数，以此将能量转移到低压大容量储能电容C_e。目前，申请号为201510012804.8的中国发明专利申请，公开了“一种级联式电场感应供电电路”，其存在配置多绕组变压器带来的体积、重量和绝缘问题导致的级联级数限制的问题。

综上，亟需一种新的级联梯形拓扑结构的电场感应取能电源电路解决电场感应取能方法取能功率和效率低的问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种级联梯形拓扑结构的电场感应取能电源电路，以解决上述存在的一个或多个技术问题。本发明能够在提高取能功率的同时减小取能电路的体积、重量和成本，更加适用于监测设备所处的使用环境。

为达到上述目的，本发明采用以下技术方案：

本发明的一种级联梯形拓扑结构的电场感应取能电源电路，包括：n级级联的取能电路；

第1级取能电路，包括：压敏电阻Z₁、电容C₁、二极管D_1-2、电感L₁、储能电容C_e、N-MOS管Q₁、续流二极管VD和高频控制电路HFCC；其中，电容C₁的一端用于通入微安级电流I_dc，I_dc为流过电场能量收集器的交流位移电流经H桥整流后得到的直流电流，C₁的另一端和第1级取能电路的参考地GND₁相连接；压敏电阻Z₁并联在电容C₁的两端，用于C₁的钳位保护；电容C₁用于通入I_dc的一端与二极管D_1-2的阳极相连接，二极管D_1-2的阴极与电感L₁的一端相连接，电感L₁的另一端与储能电容C_e的正极一端相连接，储能电容C_e的负极端与N-MOS管Q₁的漏极相连接，N-MOS管Q₁的源极作为第1级取能电路的参考地；高频控制电路HFCC用于控制N-MOS管Q₁的门极，其输出接Q₁门极，使其工作在高频开关状态；续流二极管VD阳极接电解电容C_e的负极，阴极接于二极管D_1-2阴极和电感L₁一端，用于N-MOS管Q₁关断时为电感L₁中电流提供流通路径；

第2级取能电路，包括：压敏电阻Z₂、电容C₂、二极管D_2-1、D_2-2和D_2-3、N-MOS管Q₂和第2级低频控制电路LFCC；其中，电容C₂的一端接二极管D_2-1的阴极，C₂的另一端接第2级取能电路的参考地GND₂；压敏电阻Z₂并联在C₂两端，用于C₂的钳位保护；二极管D_2-1的阳极与第1级取能电路的参考地GND₁相连接，阴极与二极管D_2-2的阳极相连接，用于防止参考地GND₁和第2级发生短路；二极管D_2-2的阴极与二极管D_2-3的阳极相连接，用于防止下级电路反向给电容C₂充电；二极管D_2-3的阴极与第1级取能电路的二极管D_1-2的阴极和续流二极管VD的阴极以及电感L₁的一端相连接；N-MOS管Q₂漏极与第1级取能电路的参考地GND₁相连接，源极与第2级取能电路参考地GND₂相连接；第2级低频控制电路LFCC用于产生N-MOS管Q₂的低频驱动信号，当第1级取能电路的电容C₁和第2级取能电路的电容C₂的电压之和U₁+U₂低于设定值，同时电容C₂电压U₂高于另一个设定值时，控制N-MOS管Q₂导通；

第3级至第n级取能电路的电路结构相同，n≥3；第n级取能电路包括：压敏电阻Z_n、电容C_n、二极管D_n-1、二极管D_n-2、二极管D_n-3、N-MOS管Q_n和第n级低频控制电路LFCC；其中，电容C_n一端与二极管D_n-1的阴极相连接，另一端与第n级的参考地GND_n相连接；压敏电阻Z_n并联在电容C_n两端，用于电容C_n电压的钳位保护；二极管D_n-1的阳极与第n-1级取能电路的参考地GND_n-1相连接，阴极与电容C_n一端相连，用于防止第n-1级参考地GND_n-1和第n级发生短路；二极管D_n-2阳极与二极管D_n-1阴极相连接，二极管D_n-2阴极与二极管D_n-3阳极相连接，用于防止下级电路反向给电容C_n充电；二极管D_n-3阴极与第n-1级取能电路中的二极管D_(n-1)-3相连接；N-MOS管Q_n的漏极与第n-1级取能电路的参考地GND_n-1相连接，源极与第n级取能电路的参考地GND_n相连接；低频控制电路LFCC用于产生N-MOS管Q_n的低频驱动信号，当第n-1级取能电路的电容C_n-1和第n级取能电路的电容C_n的电压之和U_n-1+U_n低于设定值，同时电容C_n电压U_n大于另一个设定值时，控制N-MOS管Q_n导通。

本发明的进一步改进在于，第1级取能电路还包括：分压电阻r₁₁和分压电阻r₁₂；

分压电阻r₁₁和分压电阻r₁₂串联后并联在电容C₁两端，用于检测C₁两端电压U₁；高频控制电路HFCC的一个输入V_c1+接在分压电阻r₁₁和分压电阻r₁₂之间，另一个输入接P₁点；高频控制电路HFCC的电源地与第1级取能电路的参考地GND₁相连接，高频控制电路HFCC的输出接N-MOS管Q₁门极，用于作为N-MOS管Q₁的驱动信号；其中，将二极管D_1-2阴极与续流二级管VD阴极，以及电感L₁一端共同连接处定义为P₁点。

本发明的进一步改进在于，第2级取能电路中，还包括：分压电阻r₂₁、分压电阻r₂₂、分压电阻r_{2_1}和分压电阻r_{2_2}；

分压电阻r₂₁和分压电阻r₂₂串联连接后，并联在第2级取能电容C₂两端，用于检测C₂两端电压U₂；第2级低频控制电路LFCC的一个输入V_c2+接在分压电阻r₂₁和分压电阻r₂₂之间；分压电阻r_{2_1}和分压电阻r_{2_2}串联连接，其中，分压电阻r_{2_1}一端接第1级取能电路中二极管D_1-2的阳极，分压电阻r_{2_2}一端接第2级取能电路的参考地GND₂，用于检测电容C₁和电容C₂总电压U₁+U₂，检测信号为V_c2-，作为第2级低频控制电路LFCC的另一个输入；

第2级低频控制电路LFCC的电源输入接P₂点，输出接N-MOS管Q₂的门极，用于作为N-MOS管Q₂门极的驱动信号；第2级低频控制电路LFCC电源的参考地为第2级取能电路参考地GND₂；其中，将二极管D_2-2阴极与二级管D_2-3阳极连接处定义为P₂点。

本发明的进一步改进在于，第3级至第n级取能电路，还包括：分压电阻r_n1、分压电阻r_n2、分压电阻r_{n_1}和分压电阻r_{n_2}；

分压电阻r_n1和分压电阻r_n2串联连接后，并联在第n级取能电容C_n两端，用于检测C_n两端电压U_n；第n级低频控制电路LFCC的一个输入V_cn+接在分压电阻r_n1和分压电阻r_n2之间；分压电阻r_{n_1}和r_{n_2}串联连接，其中，分压电阻r_{n_1}一端接第n-1级取能电路中二极管D_(n-1)-2的阳极，分压电阻r_{n_2}一端接第n级取能电路的参考地GND_n，用于检测电容C_n-1和电容C_n总电压U_n-1+U_n，检测信号为V_cn-，作为第n级低频控制电路LFCC的另一个输入；

第n级低频控制电路LFCC的电源输入接P_n点，第n级取能电路的低频控制电路LFCC的电源地与第n级取能电路的参考地GND_n相连接，输出接N-MOS管Q_n门极，用于作为N-MOS管Q_n的低频驱动信号；其中，将二极管D_n-2阴极与二级管D_n-3阳极连接处定义为P_n点。

本发明的进一步改进在于，所述高频控制电路HFCC包括：

电源部，包括：电阻R_f1、电阻R_f2、电阻R_f3，N-MOS管Q_f1，稳压二极管D_z1，电解电容C_f1和LDO；电阻R_f1一端与P₁点及电阻R_f3一端相连接，另一端与电阻R_f2一端及N-MOS管Q_f1的门极相连接，电阻R_f2另一端与第1级取能电路的参考地GND₁相连接；其中，电阻R_f1与电阻R_f2串联连接进行分压，用于控制N-MOS管Q_f1门极电压；其中，将二极管D_1-2阴极与续流二级管VD阴极，以及电感L₁一端共同连接处定义为P₁点；

电阻R_f3另一端和N-MOS管Q_f1的漏极连接，用于限制电解电容C_f1的充电电流；N-MOS管Q_f1源极接电解电容C_f1的正极和稳压二极管D_z1的阴极，用于形成源极跟随器给电解电容C_f1充电；稳压二极管D_z1并联在电解电容C_f1两端，用于电解电容C_f1电压的钳位，所述电解电容C_f1的负极与参考地GND₁相连，用于储存能量并作为LDO的能量输入来源；LDO输入端接电解电容C_f1的正极，参考地为GND₁，输出为稳压电源V_cc；

PWM信号发生部，包括：电阻R_f4、电阻R_f5、电阻R_f6、电阻R_f7、电阻R_f8，陶瓷电容C_f2，N-MOS管Q_f2、N-MOS管Q_f3，及比较器A_f1；

电阻R_f4和陶瓷电容C_f2串联连接，一端接参考地GND₁，另一端接LDO输出端V_cc；电阻R_f5一端连接到电阻R_f4和陶瓷电容C_f2之间，另一端接N-MOS管Q_f2的漏极；N-MOS管Q_f2源极接参考地GND₁，N-MOS管Q_f2门极接比较器A_f1的输出及N-MOS管Q_f3的门极；

电阻R_f6、电阻R_f7、电阻R_f8串联连接构成分压电阻器，分压电阻器一端接LDO输出V_cc，另一端接参考地GND₁；N-MOS管Q_f3漏极接电阻R_f7和电阻R_f8之间，源极接参考地GND₁，门极接比较器A_f1的输出；

门极驱动信号输出部，包括：电阻R_f9、电阻R_f10、电阻R_f11，N-MOS管Q_f4，比较器A_f2及与门A_f3；

电阻R_f9、电阻R_f10、电阻R_f11串联连接，串联后一端接LDO输出V_cc，另一端接参考地GND₁；N-MOS管Q_f4漏极接于电阻R_f10和电阻R_f11之间，源极接参考地GND₁，门极接比较器A_f2的输出；比较器A_f2反向输入端接于电阻R_f9和电阻R_f10之间，同相输入端接V_c1+；与门A_f3一端接PWM输出信号，另一端接比较器A_f2的输出。

本发明的进一步改进在于，PWM信号发生部中，初始状态下，陶瓷电容C_f2未被充电，比较器A_f1输出为低，N-MOS管Q_f2不导通，陶瓷电容C_f2以τ₁＝R_f4C_f2的时间常数充电；待C_f2充电到比较器A_f1的输入电压V₊>V_-时，比较器输出为高，N-MOS管Q_f2导通，此时电容以τ₂＝(R_f5//R_f4)C_f2的时间常数放电，重复此充放电过程，形成一定开关频率和占空比的PWM信号；

当比较器A_f1输出为低时，N-MOS管Q_f3不导通，V_-＝V_cc(R_f7+R_f8)/(R_f6+R_f7+R_f8)；当比较器A_f1输出为高时，N-MOS管Q_f3导通，V_-＝V_ccR_f7/(R_f6+R_f7)；

门极驱动信号输出部中，当V_c1+电压超过反向输入端电压时，比较器A_f2输出为高，N-MOS管Q_f4导通，反向输入端电压降低为V_ccR_f10/(R_f9+R_f10)，用于使比较器的输出为高的阈值大于输出为低的阈值，使电容C₁完成放电后比较器再输出为低，停止放电过程。

本发明的进一步改进在于，第2级到第n级取能电路的低频控制电路LFCC结构相同；其中，第n级取能电路的低频控制电路LFCC包括：

电源部，包括：电阻R_n1、电阻R_n2、电阻R_n3，N-MOS管Q_n1，稳压二极管D_zn，电解电容C_n1和LDO；

所述电阻R_n1一端与P_n点和电阻R_n3一端相连接，另一端与电阻R_n2及N-MOS管Q_n1的门极相连接；电阻R_n2另一端与第n级取能电路的参考地GND_n相连接；其中，电阻R_n1与电阻R_n2串联连接进行分压，控制Q_n1门极电压；其中，将二极管D_n-2阴极与二级管D_n-3阳极连接处定义为P_n点；

电阻R_n3另一端和N-MOS管Q_n1的漏极连接，用于限制C_n1的充电电流；N-MOS管Q_n1门极接于电阻R_n1和电阻R_n2之间，源极接电解电容C_n1的正极和稳压二极管D_zn的阴极，用于形成源极跟随器给电解电容C_n1充电；稳压二极管D_zn并联在C_n1两端，用于C_n1电压的钳位保护，所述电解电容C_n1负极与GND_n相连，用于储存能量作为LDO的能量输入来源；LDO输入端接电解电容C_n1的正极，参考地为GND_n，输出为稳压电源V_ccn；

门极驱动部，包括：电阻R_n4、电阻R_n5、电阻R_n6、电阻R_n7、电阻R_n8，N-MOS管Q_n2，比较器A_n1、比较器A_n2，与门A_n3；

电阻R_n4、电阻R_n5、电阻R_n6串联连接，串联后一端和LDO的输出V_ccn连接，另一端与第n级取能电路的参考地GND_n连接；N-MOS管Q_n2漏极接于电阻R_n5和电阻R_n6之间，源极接参考地GND_n，门极接比较器A_n1的输出和与门A_n2的输入；比较器A_n2反向输入端接于电阻R_n4和电阻R_n5之间，同相输入端接V_cn+；其中，比较器A_n1、N-MOS管Q_n2，以及电阻R_n4、电阻R_n5、电阻R_n6共同组成滞环比较器；

电阻R_n7、电阻R_n8串联连接，串联后一端接LDO输出V_ccn，另一端接参考地GND_n，比较器A_n2同相输入端接于电阻R_n7和电阻R_n8之间，反向输入端之间接V_cn-，用于检测C_n-1和C_n电压之和U_n-1+U_n；与门A_n3输入分别为比较器A_n1和比较器A_n2的输出，与门A_n3输出为N-MOS管Q_n门极驱动信号。

本发明的进一步改进在于，低频控制电路LFCC中，初始阶段，比较器A_n1反向输入端电压为V_ccn(R_n5+R_n6)/(R_n4+R_n5+R_n6)，大于同相输入端电压V_cn+，此时比较器输出为低，Q_n2不导通；当V_cn+上升到大于V_ccn(R_n5+R_n6)/(R_n4+R_n5+R_n6)时，比较器输出变高，此时Q_n2导通，反向输入端电压降为V_ccn(R_n5)/(R_n4+R_n5)，用于使比较器的输出为高的阈值大于输出为低的阈值，使电容C_n完成放电后比较器再输出为低，停止放电过程。

本发明的进一步改进在于，还包括：超级电容器C_s和升降压DC-DC电路；其中，所述升降压DC-DC电路用于实现能量从储能电容C_e到超级电容器C_s的转储。

本发明的进一步改进在于，所述电容C₁为薄膜电容，容量为1～3μF，直流耐压大于等于800V；所述储能电容C_e为电解电容，容量为2000～6000μF，耐压大于等于50V。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

本发明的级联梯形拓扑结构的电场感应取能电源电路，包括级联的取能电路，多级电路共用的电感和储能电容；其中，取能电路利用在高压交变电场作用下电场能量收集器(金属极板)与地面之间(或者与高压输电线之间)流过的位移电流给串联的多个取能电容充电，多个串联电容会在一定的时间内同时到达设定的放电阈值，此时第1级控制电路控制第1级的开关工作在高频状态，第1级取能电容的能量通过电感释放到储能电容，第1级开关关断期间电感能量通过二极管续流继续给储能电容充电。第1级放电结束后第2级开始放电，此时第1级开关仍旧工作与高频开关状态，以第1级开关串联的第2级开关保持持续导通，第2级能量仍旧通过第1级电感以高频方式释放到储能电容。第三级到第n级重复上述放电过程，n级放电结束后，电路中C₁-C_n重新开始串联充电。

本发明的优势体现在：1、本发明在现有的级联式电场感应取能技术的基础上，采用新型拓扑结构，取消多绕组结构的变压器，可增加更多的级数而不受到变压器绝缘的限制；2、电路采用梯形拓扑结构级联连接的方式，可以实现串联充电，再按从上到下的顺序依次放电的工作模式，其中第1级电路采用高频控制模式，使开关工作在高频状态，同时，除第1级以外的其他级联级在采用低频控制模式的情况下也可按高频模式放电，从而减小了电感参数；3、多级电路共用同一个电感和储能电容，级数增加时电感和储能电容不会发生变化，因此减小了电路是体积、重量和成本。

本发明中，第1级电路的控制电路HFCC中包含超低功耗PWM信号生成电路，使Q1工作在高频开关状态，从而减小电感L1的参数，减小电路的体积、重量和成本。PWM信号生成电路的输入电源接控制电路电源的输出Vcc1，输出为PWM信号，接控制电路驱动信号输出部分的与门；本发明中，第1级控制电路利用一个比较器、两个MOSFET、若干电阻和电容生成超低功耗PWM信号，控制第1级开关工作在高频状态，能够进一步减小电感参数。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图做简单的介绍；显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来说，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是电场感应取能原理示意图；其中，图1中的(a)为线上取能方式示意图，图1中的(b)是线下取能方式示意图；

图2是本发明实施例的一种级联梯形拓扑结构的电场感应取能电源电路的原理示意图；

图3是本发明实施例中，高频控制电路HFCC的原理图；

图4是本发明实施例中，低频控制电路LFCC的原理图；

图5是本发明实施例中，利用MATLAB/Smulink仿真所得的四级电路级联放电时的电压和电流波形示意图；

图6是本发明实施例实际开发中，四级电路级联工作时，电压和电流实验波形示意图；

图7是本发明实施例中，不同充电电流和级联级数时，取能电路的功率测试结果示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术效果及技术方案更加清楚，下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述；显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例。基于本发明公开的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的其它实施例，都应属于本发明保护的范围。

请参阅图1和图2，本发明实施例的一种级联梯形拓扑结构的电场感应取能电源电路，包括：n级级联的取能电路；

第1级取能电路，包括：压敏电阻Z₁、电容C₁、二极管D_1-2、电感L₁、储能电容C_e、N-MOS管Q₁、续流二极管VD和高频控制电路HFCC和分压电阻r₁₁、r₁₂；其中，电容C₁的一端用于通入微安级电流I_dc，I_dc为流过电场能量收集器的交流位移电流经H桥整流后得到的直流电流，C₁的另一端和第1级取能电路的参考地GND₁相连接；压敏电阻Z₁并联在电容C₁的两端,用于C₁的钳位保护；电容C₁用于通入I_dc的一端与二极管D_1-2的阳极相连接，二极管D_1-2的阴极与电感L₁的一端相连接，电感L₁的另一端与储能电容C_e的正极一端相连接，储能电容C_e的负极端与N-MOS管Q₁的漏极相连接，N-MOS管Q₁的源极作为第1级取能电路的参考地，同时和第2级取能电路中Q₂的漏极相连接；所述高频控制电路HFCC用于控制N-MOS管Q₁的门极，使其工作在高频开关状态；高频控制电路的一个输入V_c1+接r₁₁和r₁₂之间，另一个输入接P₁点(为后续表述方便，这里将二极管D_1-2阴极与续流二级管VD阴极，以及电感L₁一端共同连接的点定义为P₁点)，高频控制电路HFCC的电源地和第1级取能电路电源地GND₁相连接，输出接Q₁门极作为Q₁的驱动信号；r₁₁和r₁₂串联后并联在电容C₁两端，用于检测C₁两端电压U₁，检测信号为V_c1+作为高频控制电路HFCC的一个输入。

第2级取能电路，包括：压敏电阻Z₂、电容C₂、二极管D_2-1、D_2-2和D_2-3、N-MOS管Q₂、低频控制电路LFCC、分压电阻r₂₁、r₂₂和分压电阻r_{2_1}、r_{2_2}；其中，电容C₂的一端接二极管D_2-1的阴极，C₂的另一端接第2级取能电路的参考地GND₂；所述压敏电阻并联在C₂两端，用于C₂的钳位保护；所述二极管D_1-2的阳极与第1级取能电路的参考地GND₁相连接，阴极与二极管D_2-2的阳极相连接；所述二极管D_2-2的阴极与二极管D_2-3的阳极相连接；所述二极管D_2-3的阴极与二极管D_1-2的阴极和二极管VD的阴极以及电感L₁的一端相连接；所述N-MOS管Q₃漏极与第1级取能电路的参考地GND₁相连接，源极与第2级取能电路参考地GND₂相连接，低频控制电路LFCC的输入V_c2+接分压电阻r₂₁和r₂₂之间，输入V_c2-接分压电阻r_{2_1}和r_{2_2}之间，第2级取能电路LFCC的电源地和第2级取能电路的电源地GND₂相连接，电源输入接P₂点，第2级输出接Q₂的门极，作为Q₂门极的驱动信号。

第3级至第n(n≥3)级取能电路的电路结构相同，这里再以第n级电路为例进行说明，包括：压敏电阻Z_n、电容C_n、二极管D_n-1、二极管D_n-2、二极管D_n-3、N-MOS管Q_n和低频控制电路LFCC、分压电阻r_n1、r_n2和分压电阻r_{n_1}和r_{n_2}；其中，电容C_n一端与二极管D_n-1的阴极相连接，另一端与第n级的参考地GND_n相连接；压敏电阻Z_n并联在电容C_n两端，用于电容C_n电压的钳位保护；二极管D_n-1的阳极与第n-1级取能电路的参考地GND_n-1相连接，阴极与电容C_n一端相连，防止第n-1级参考地GND_n-1和第n级发生短路；二极管D_n-2阳极与二极管D_n-1阴极相连接，二极管D_n-2阴极与二极管D_n-3阳极相连接,防止下级电路中电容反向给电容C_n充电；二极管D_n-3阴极与第n-1级取能电路中的二极管D_(n-1)-3相连接；N-MOS管Q_n的漏极与第n-1级取能电路的参考地GND_n-1相连接，源极与第n级取能电路的参考地GND_n相连接；第n级取能电路的低频控制电路LFCC的输入V_cn+接分压电阻r_n1和r_n2之间，输入V_cn-接分压电阻r_n1和r_n2之间，其电源输入接P_n点，第n级控制电路的电源地与第n级取能电路的参考地GND_n相连接，输出接Q_n门，作为Q_n的低频驱动信号。

请参阅图3，本发明实施例中，所述高频控制电路HFCC包括：控制电路电源部分，PWM信号发生部分，控制电路驱动信号输出部分；

HFCC电源部分包括：电阻R_f1、R_f2、R_f3，N-MOS管Q_f1，稳压二极管D_z1,电解电容C_f1和LDO。所述电阻R_f1一端与P₁和R_f3一端相连接，另一端与R_f2和Q_f1的门极相连接；R_f2一端与Q_f1门极和R_f1一端相连接，另一端与第1级取能电路参考地GND₁相连接，电阻R_f1与R_f2串联连接进行分压，控制Q_f1门极电压。所述电阻R_f3一端和P₁连接，另一端和Q_f1的漏极连接，限制C_f1的充电电流；所述Q_f1漏极与R_f3一端相连接，门极接于R_f1和R_f2之间，源极接电解电容C_f1的正极和稳压二极管D_z1的阴极，形成源极跟随器给电解电容C_f1充电；所述稳压二极管D_z1并联在C_f1两端，用于C_f1电压的钳位；所述电解电容C_f1一端和Q_f1源极相连，一端与GND₁相连，储存能量作为LDO的能量输入来源；所述LDO输入端接电解电容C_f1的正极，参考地位GND₁，输出为稳压电源V_cc供HFCC其余部分器件工作。

PWM信号发生部分包括：电阻R_f4、R_f5、R_f6、R_f7、R_f8、陶瓷电容C_f2、N-MOS管Q_f2和Q_f3、比较器A_f1。所述电阻R_f4和陶瓷电容C_f2串联连接，另一端接LDO输出端V_cc；电阻R_f5一端连接到R_f4和C_f2之间，另一端接Q_f2的漏极；Q_f2源极接参考地GND₁，门极接比较器A_f1的输出和Q_f3的门极，初始状态下，电容C_f2未被充电，比较器A_f1输出为低，Q_f2不导通，电容C_f2以τ₁＝R_f4C_f2的时间常数充电，待A_f1的输入电压V₊>V_-时，比较器输出为高，Q_f2导通，此时电容以τ₂＝(R_f5//R_f4)C_f2的时间常数放电，如此形成一定开关频率和占空比PWM信号；R_f6、R_f7、R_f8串联连接构成分压电阻器，其中R_f6一端接LDO输出V_cc，R_f8一端接参考地GND₁；Q_f3漏极接R_f7和R_f8之间，源极接参考地GND₁，门极接比较器A_f1的输出，当A_f1输出为低时，Q_f3不导通，V_-＝V_cc(R_f7+R_f8)/(R_f6+R_f7+R_f8)，当A_f1输出为高时，Q_f3导通，此时V_-＝V_ccR_f7/(R_f7+R_f8)，按照此种方式改变比较器一个输入V_-的参考电压，便于计算C_f2的充点电时间。

控制电路门极驱动信号输出部分包括：电阻R_f9、R_f10、R_f11、N-MOS管Q_f4、比较器A_f2和与门A_f3。所述电阻R_f9、R_f10、R_f11串联连接，其中R_f9一端接LDO输出V_cc，R_f11一端接参考地GND₁；Q_f4漏极接于R_f10和R_f11之间，源极接参考地GND₁，门极接比较器A_f2的输出；比较器A_f2反向输入端接于R_f9和R_f10之间，同相输入端接V_c1+，当V_c1+电压超过反向输入端电压时，比较器A_f2输出为高，此时Q_f4导通，反向输入端电压降低为V_ccR_f10/(R_f9+R_f10)，这种滞环比较的形式可以使比较器的输出为高的阈值大于输出为低的阈值，即可以使电容C₁完成放电后比较器再输出为低，停止放电过程；所述与门A_f3一端接PWM输出信号，另一端接比较器A_f2的输出。

请参阅图4，本发明实施例中，所述低频控制电路LFCC，从第2级到第n级LFCC具有相同的结构，以第n级LFCC进行说明，包括：控制电路电源部分和门极驱动部分。

控制电路电源部分包括：电阻R_n1、R_n2、R_n3，N-MOS管Q_n1，稳压二极管D_zn,电解电容C_n1和LDO。所述电阻R_n1一端与P_n和R_n3一端相连接，另一端与R_n2和Q_n1的门极相连接；R_n2一端与Q_n1门极和R_n1一端相连接，另一端与第n级取能电路参考地GND_n相连接，电阻R_n1与R_n2串联连接进行分压，控制Q_n1门极电压。所述电阻R_n3一端和P_n连接，另一端和Q_n1的漏极连接，限制C_n1的充电电流；所述Q_n1漏极与R_n3一端相连接，门极接于R_n1和R_n2之间，源极接电解电容C_n1的正极和稳压二极管D_zn的阴极，形成源极跟随器给电解电容C_n1充电；所述稳压二极管D_zn并联在C_n1两端，用于C_n1电压的钳位；所述电解电容C_n1一端和Q_n1源极相连，一端与GND_n相连，储存能量作为LDO的能量输入来源；所述LDO输入端接电解电容C_n1的正极，参考地位GND_n，输出为稳压电源V_ccn供LFCC其余部分器件工作。

门极驱动部分包括：电阻R_n4、R_n5、R_n6、R_n7、R_n8、N-MOS管Q_n2、比较器A_n1和A_n2，与门A_n3。所述电阻R_n4、R_n5、R_n6串联连接，其中R_n4一端和LDO的输出V_ccn连接，R_n6的一端与第n级取能电路的参考地GND_n连接；Q_n2漏极接于R_n5和R_n6之间，源极接参考地GND_n，门极接比较器A_n1的输出和与门A_n2的输入；比较器A_n2反向输入端接于R_n4和R_n5之间，同相输入端接V_cn+，比较器A_n1与Q_n2，以及R_n4、R_n5、R_n6共同组成滞环比较器，初始阶段，比较器反向输入端电压为V_ccn(R_n5+R_n6)/(R_n4+R_n5+R_n6)，大于同相输入端电压V_cn+，此时比较器输出为低，Q_n2不导通，当V_cn+上升到大于V_ccn(R_n5+R_n6)/(R_n4+R_n5+R_n6)时，比较器输出变高，此时Q_n2导通，反向输入端电压降为V_ccn(R_n5)/(R_n4+R_n5)，这种滞环比较的形式可以使比较器的输出为高的阈值大于输出为低的阈值，即可以使电容C_n完成放电后比较器再输出为低，停止放电过程；所述电阻R_n7、R_n8串联连接，其中R_n7一端接LDO输出V_ccn，R_n8一端接参考地GND_n，比较器A_n2同相输入端接于R_n7和R_n8之间，反向输入端之间接V_cn-，用于检测C_n-1和C_n电压之和U_n-1+U_n，当两级电压之和低于阈值时，比较器输出为高，通过这种方式控制电容按顺序放电，即先由C_n-1放电，C_n-1放电结束后由C_n放电；与门A_n3输入分别为比较器A_n1和A_n2的输出，与门输出为Q_n门极驱动信号。

本发明实施例中，所述超级电容器Cs的容量为10F，额定电压为12V。

本发明实施例中，尽可能提高取能电容电压，本发明提到的取能电容由于耐压为800V，为留一定的安全裕量，故放电电压设置为650V；放电电压的设置由各级控制电路调节控制，通过电阻分压器采样放电电压信号，送入控制电路中比较器进行比较，当比较器发生翻转时开始放电。

本发明实施例中，四级电路级联时，在不同直流充电电流I_dc下的该感应取能电源可实现的功率P情况如表1所示。

表1.四级电路级联时，不同直流充电电流I_dc下的该感应取能电源可实现的功率P

请参阅图1，本发明实施例中，通过电场感应取能的方式作为取能电源电路的输入，作为高压输电线路的监测装置的电源。电场感应取能原理如图1所示；其中，图1中的(a)为线上取能方式，取能电源电路连接在电场能量收集器(金属极板)和高压输电线之间，位移电流会通过金属极板和地平面之间的寄生电容C_p；图1中的(b)为线下取能方式，此时取能电源电路连接在电场能量收集器(金属极板)接地塔架之间，位移电流会流过金属极板和高压输电线之间的寄生电容C_p。

请参阅图2，本发明实施例的一种级联梯形拓扑结构的电场感应取能电源电路，包括：

第1级取能电路，包括：压敏电阻Z₁、电容C₁、二极管D_1-2、电感L₁、储能电容C_e、N-MOS管Q₁、续流二极管VD和高频控制电路HFCC；其中，电容C₁的一端用于通入微安级电流I_dc，I_dc为流过电场能量收集器的交流位移电流经H桥整流后得到的直流电流，C₁的另一端和第1级取能电路的参考地相连接；压敏电阻Z₁并联在电容C₁的两端，用于C₁的钳位保护；电容C₁用于通入I_dc的一端与二极管D_1-2的阳极相连接，二极管D_1-2的阴极与电感L₁的一端相连接，电感L₁的另一端与储能电容C_e的一端相连接，储能电容C_e的另一端与N-MOS管Q₁的漏极相连接，N-MOS管Q₁的源极作为第1级取能电路的参考地；所述高频控制电路HFCC用于控制N-MOS管Q₁的门极，使其工作在高频开关状态；N-MOS管Q₁的源极和第二级电路中Q₂的漏极相连接；

第2级至第n级取能电路的电路结构相同，均包括：压敏电阻Z_n、电容C_n、二极管D_n-1、二极管D_n-2、二极管D_n-3、N-MOS管Q_n和低频控制电路LFCC；其中，电容C_n一端与二极管D_n-1的阴极相连接，另一端与第n级的参考地GND_n相连接；压敏电阻Z_n并联在电容C_n两端，用于电容C_n电压的钳位保护；二极管D_n-1的阳极与第n-1级取能电路的参考地GND_n-1相连接，阴极与电容C_n一端相连，用于防止第n-1级参考地GND_n-1和第n级取能电路发生短路；二极管D_n-2阳极和二极管D_n-1阴极相连，阴极和二极管D_n-3阳极相连，用于防止下级电路中电容反向给电容C_n充电；所述二极管D_n-3阳极与二极管D_n-2阴极相连，而其阴极与上一级电路中，即第n-1级中二极管D_(n-1)-3相连接。

工作在高频状态的第1级取能电源电路。第1级取能电源电路包括高压小容量薄膜电容C₁(2.8μF)，钳位保护用压敏电阻Z₁，防止电容C₁被下级电容C₂-C_n反向充电的反向阻断二极管D_1-2，电感L₁，存储能量的电解电容C_e，N-MOS主开关Q₁，以及控制主开关工作在高频开关状态的高频控制电路HFCC。

工作在低频状态的第2级到第n级取能电源电路。第2级到第n级取能电源电路拥有完全相同的结构，以第2级取能电路为例进行说明，包括防止第1级和第2级短路的二极管D_2-1，薄膜电容C₂，压敏电阻Z₂，防止C₁给C₂充电的二极管D_2-2、D_2-3，N-MOS主开关Q₂以及低频控制电路LFCC。第二级电路在二极管D_2-1的阳极，二极管D_2-3的阴极，主开关Q₂的漏极处留出接口，可以与第1级电路级联连接。对于第n级取能电源电路而言，在二极管D_n-1的阳极，二极管D_n-3的阴极，主开关Q_n的漏极处留出接口，可以与第n-1级电路形成级联关系。根据实际需求，以此实现任意级数的取能电源电路的级联。

由第2级到第n级和第1级共用的电感L₁和储能电容C_e。取能电源电路工作时，第1级电容C₁放电过程中，控制电路HFCC控制Q₁高频开关，当Q₁导通时，C₁中能量流通路径为C₁→D_1-2→L₁→C_e→Q₁→C₁，当Q₁关断时，电感L₁中能量通过续流二极管VD续流，C₁中以高压形式存储的能量被转移到C_e中以低压形式存储。第1级电容C₁放电结束后第2级电容C₂开始放电，此时Q₁仍旧会工作在高频开关状态，Q₂持续导通。当Q₁开通时，C₂中存储的能量流通路径为C₂→D_2-2→D_2-3→L₁→C_e→Q₁→C₁，当Q₁关断时，电感L₁中存储的能量仍旧通过VD续流，C₂中能量被转移到C_e中。对于第n级电路而言，Q₁仍旧工作在高频开关状态，Q₂-Q_n保持持续导通，第n级放电过程中仍旧利用了电感L₁和电容C_e构成的放电回路。

综上，电感L₁和电容C_e被多级电路共用，不用随着电路级联级数的增加而相应增加，可以极大的减小电路的体积、重量和成本。

第1级电路中超低功耗PWM信号生成电路。电路由一个超低功耗比较器A₁，电容C_1-1，电阻R_1-1-R_1-5及两个N-MOS开关组成。电阻R1-1和电容C1-1共同决定电容C1-1的充电时间，电阻R1-2和电容C1-1共同决定电容C1-1的放电时间。

请参阅图2，本发明实施例的一种级联梯形拓扑结构的电场感应取能电源电路，包括依次级联的由取能电容构成的取能电路、多级共用的电感L₁和储能电容C_e、第1级高频控制电路HFCC，第2级到第n级低频控制电路LFCC、以及根据储能电容C_e所带负载情况可选的升降压DC-DC电路。

取能电路主要作用是利用流过寄生电容的位移电流给取能电容充电；

取能电容收集的能量通过多级共用的电感限制放电过程的电流峰值，同时大容量的储能电容C_e(2000-6000μF)采用电解电容，将由取能电容转移的能量以低压(<20V)的形式储存，供低压负载或者后级电路使用。

其中，第1级高频控制电路HFCC使第1级开关工作在高频方式，进一步减小电感参数，第2级到第n级低频控制电路LFCC控制相应级取能电容的放电初始电压和终止电压；当该电源的负载为较大功耗的间歇性监测设备(如视频监测设备)，以更大容量的超级电容器C_s作为最终的储能元件时，升降压DC-DC电路完成能量从电解电容C_e到超级电容器C_s的转储过程。

本发明的原理分析：在高压输电线附近放置一个电场能量收集器(金属极板)时，由能量收集器和地面之间或者是能量收集器和高压输电线之间形成的寄生电容在交变电场的作用下会产生微安级的位移电流，利用该位移电流为取能电路充电。图(1)中U_p为高压输电线路相电压，U_p1为寄生电容C_p两端电压，U_p2为整流器两端的电压(大小由后续取能电路决定)。一般情况下U_p>>U_p2，即U_p1≈U_p，此时C_p中的位移电流为i:

i＝jωC_pU_p1≈jωC_pU_p

经过全桥整流后所得直流电流为I,

此时获得的直流电流I_dc仅由U_p和C_p决定，因此I_dc可视为一个恒流源，并且电流大小为微安级。

目前，该项技术的难点在于充分利用该微弱的电流经能量变换后作为监测设备的电源。利用该恒流源给取能电容充电时，取能电容的充电功率可以表示为：

其中，U_max为取能电容充电完成时两端电压。因此提高取能功率的途径是分别提高I_dc和U，I_dc取决于电场能量收集器的设计，只有U_max由电路中取能电容的电压决定。单级电容电压越高时，取能功率越大，同时由于恒流充电的特性，级联级数越多，取能功率越大。

本发明实施例中，利用以下三点解决该问题：(1)尽可能提高取能电容电压，本发明提到的取能电容由于耐压为800V，为留一定的安全裕量，故放电电压设置为650V；(2)增加取能电路的串联级数，采用级联梯形拓扑结构电路，在充电电流满足近似恒流的情况下，理论上串联级数可做到无穷大，同时多级电路共用一个电感和储能电容，减小了电源的体积和重量，使该种电源更加接近实用化。(3)第1级控制电路中设计一个超低功耗PWM信号发生电路，使第1级开关工作在高频状态，进一步减小电感，使该电源小型化。

感应取能电路原理图见图2，C₁-C_n每个电路所在的电路为单独的一级电路；其中，除第1级电路外，其余所有级电路结构完全相同。电路工作时，C₁-C_n串联充电，每个电容两端电压同时上升到放电阈值，此时，第1级控制电路释能，第2级到第n级控制电路无效，Q₁高频开关，将能量从C₁通过电感L₁释放到C_e，Q₁在关断期间电流通过二极管VD续流；第1级放电结束，第2级控制电路使能，Q₂持续导通，同时第1级工作在高频状态，C₂能量通过D_2-2，D_2-3，L₁释放到C_e；当C_n-1放电结束时，第n级控制电路使能，Q₂-Q_n持续导通，Q₁仍旧工作在高频开关状态，此时C_n能量通过D_n-2，D_n-3……D_2-3，L₁释放到C_e，至此一轮放电完成，重新开始充电过程。

优选的，为尽可能提高取能电路的功率，控制电路采用超低功耗设计，包括采用超低功耗集成电路和使用兆欧级电阻。

优选的，为进一步减小电感参数，本发明中第1级控制电路HFCC采用高频工作方式，其中PWM信号发生电路如图3所示，其中，V_-有两个阈值，当Q_1-2截止时，阈值为V_cc·(R_1-4+R_1-5)/(R_1-3+R_1-4+R_1-5)，而当Q_1-2导通时，阈值为V_cc·(R_1-4)/(R_1-3+R_1-4)。V₊同样也有两个状态，当Q_1-1截止时，V_cc通过R_1-1给C_1-1充电，充电时间常数为τ₁＝R_1-1·C_1-1，当Q_1-1导通时，C_1-1通过R_1-2放电，此时的放电时间常数为τ₂＝R_1-2·C_1-1。A₁为毫微功耗比较器，当其正向输入端电压V₊>V_-时，比较器输出高电平，而当V₊<V_-时，比较器输出低电平，通过调整R_1-1-R_1-5、C_1-1的参数，即可产生所需固定频率和占空比的PWM信号。

优选的，对于功耗较大的线路监测设备，当其需用超级电容器组作为储能设备时，在级联梯形结构的取能电路基础上外加一个升降压DC-DC电路，将能量从电解电容C_e转储到超级电容器组C_s，这是因为超级电容器组电容值很大，直接作为直接替代C_e时，当其从电压为0或者附近开始充电时，很长一段时间内电压值都很低，此时电感L₁近似短路，在取能电容很高电压的作用下，电感电流迅速上升直至电感饱和，造成电流失控，因此需要一个额外的升降压DC-DC电路将能量做二次转储。当C_e后直接接负载或者C_e由电池替代时，升降压DC-DC电路可以省略。

请参阅图5至图7，下面结合附图对该发明的电路进行验证，图5为利用MATLAB/Smulink仿真所得的四级电路级联放电时的电压和电流波形，其中取能电容C₁-C₄电容值为2.8μF，电压设定为650V，第1级开关Q₁开关频率设定为2k，占空比为1.6％，储能电容C_e电容值为3636μF，电感L₁为5mH，各级放电时间间隔为120ms。从图中可以看出四级串联的电容总电压逐级下降，同时电感电流随着每级电容电压的下降先增大、后减小，峰值电流被限制在6A以内。

图6为实际开发的四级电路级联的样机测试过程中采用PC示波器采集的数据经ORIGIN软件重新绘制的四级电路级联放电时的电压和电流波形，电路测试过程中各实际工作参数设置与仿真一样，可以看出四级电路工作时串联电容总电压和电感电流波形均和仿真结果基本一致，同时电感电流峰值也被限制在6A以内。

图7为在不同充电电流和级联情况下实测的电路带升降压DC-DC电路时的取能功率。从图中可以看出，在同一个充电电流下，随着级数增加，功率有明显的提升，在充电电流足够大的情况下，随着功率的增加功率是成倍提高的，充分显示了级联梯形拓扑结构的感应取能电路优点，在一定程度上克服了电场感应取能方法功率较低的问题。

综上所述，本发明公开了一种级联梯形拓扑结构的电场感应取能电源电路，属于高压输电线路在线监测设备技术领域；包括：模块化结构的取能电路、放电回路中的电感和储能电容可以被多级电路共用、第1级电路开关采用高频控制方式。感应取能电路利用电场能量收集器和地平面(或者高压输电线)之间产生的位移电流给取能电容充电；放电回路中电感和储能电容被多级电路共用时减小了取能电路的体积、重量和成本；第1级电路开关工作在高频状态，进一步减小了电感参数。本发明中的取能电路经实验验证符合理论预期，随着级数的增加功率会有明显的提升，同时电路的体积和重量都得到控制，为高压输电线路监测的电源配置提供了一种可行的解决方案。本发明的主要特点是通过在高压交变电场作用下电场能量收集器与地面(或者高压输电线)之间的寄生电容中流过的位移电流来取能，利用该位移电流给小容量取能电容充电到较高的电压，获取更的取能功率。同时利用该位移电流可以近似等效为恒流源的特性同时给多个串联的取能电容充电，近一步成倍提高取能功率。本发明中提到的级联梯形拓扑结构的电路，通过多级电路共用一个电感和储能电容的方式，减小了取能电路的体积、重量和成本。第1级控制电路中利用一个比较器和若干电阻、电容组成一个PWM信号发生电路，使第1级开关工作在高频状态，近一步减小了电感。最后的样机测试结果表明随着级数的增加功率会有明显的提升，同时电路的体积和重量都得到控制，为高压输电线路监测的电源配置提供了一种可行的解决方案。

以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者等同替换，这些未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，均在申请待批的本发明的权利要求保护范围之内。

Claims (10)

1.一种级联梯形拓扑结构的电场感应取能电源电路，其特征在于，包括：n级级联的取能电路；

第1级取能电路，包括：压敏电阻Z₁、电容C₁、二极管D_1-2、电感L₁、储能电容C_e、N-MOS管Q₁、续流二极管VD和高频控制电路HFCC；其中，电容C₁的一端用于通入微安级电流I_dc，I_dc为流过电场能量收集器的交流位移电流经H桥整流后得到的直流电流，C₁的另一端和第1级取能电路的参考地GND₁相连接；压敏电阻Z₁并联在电容C₁的两端，用于C₁的钳位保护；电容C₁用于通入I_dc的一端与二极管D_1-2的阳极相连接，二极管D_1-2的阴极与电感L₁的一端相连接，电感L₁的另一端与储能电容C_e的正极一端相连接，储能电容C_e的负极端与N-MOS管Q₁的漏极相连接，N-MOS管Q₁的源极作为第1级取能电路的参考地；高频控制电路HFCC用于控制N-MOS管Q₁的门极，其输出接Q₁门极，使其工作在高频开关状态；续流二极管VD阳极接电解电容C_e的负极，阴极接于二极管D_1-2阴极和电感L₁一端，用于N-MOS管Q₁关断时为电感L₁中电流提供流通路径；

第2级取能电路，包括：压敏电阻Z₂、电容C₂、二极管D_2-1、D_2-2和D_2-3、N-MOS管Q₂和第2级低频控制电路LFCC；其中，电容C₂的一端接二极管D_2-1的阴极，C₂的另一端接第2级取能电路的参考地GND₂；压敏电阻Z₂并联在C₂两端，用于C₂的钳位保护；二极管D_2-1的阳极与第1级取能电路的参考地GND₁相连接，阴极与二极管D_2-2的阳极相连接，用于防止参考地GND₁和第2级发生短路；二极管D_2-2的阴极与二极管D_2-3的阳极相连接，用于防止下级电路反向给电容C₂充电；二极管D_2-3的阴极与第1级取能电路的二极管D_1-2的阴极和续流二极管VD的阴极以及电感L₁的一端相连接；N-MOS管Q₂漏极与第1级取能电路的参考地GND₁相连接，源极与第2级取能电路参考地GND₂相连接；第2级低频控制电路LFCC用于产生N-MOS管Q₂的低频驱动信号，当第1级取能电路的电容C₁和第2级取能电路的电容C₂的电压之和U₁+U₂低于设定值，同时电容C₂电压U₂高于另一个设定值时，控制N-MOS管Q₂导通；

第3级至第n级取能电路的电路结构相同，n≥3；第n级取能电路包括：压敏电阻Z_n、电容C_n、二极管D_n-1、二极管D_n-2、二极管D_n-3、N-MOS管Q_n和第n级低频控制电路LFCC；其中，电容C_n一端与二极管D_n-1的阴极相连接，另一端与第n级的参考地GND_n相连接；压敏电阻Z_n并联在电容C_n两端，用于电容C_n电压的钳位保护；二极管D_n-1的阳极与第n-1级取能电路的参考地GND_n-1相连接，阴极与电容C_n一端相连，用于防止第n-1级参考地GND_n-1和第n级发生短路；二极管D_n-2阳极与二极管D_n-1阴极相连接，二极管D_n-2阴极与二极管D_n-3阳极相连接，用于防止下级电路反向给电容C_n充电；二极管D_n-3阴极与第n-1级取能电路中的二极管D_(n-1)-3相连接；N-MOS管Q_n的漏极与第n-1级取能电路的参考地GND_n-1相连接，源极与第n级取能电路的参考地GND_n相连接；低频控制电路LFCC用于产生N-MOS管Q_n的低频驱动信号，当第n-1级取能电路的电容C_n-1和第n级取能电路的电容C_n的电压之和U_n-1+U_n低于设定值，同时电容C_n电压U_n大于另一个设定值时，控制N-MOS管Q_n导通。

2.根据权利要求1所述的一种级联梯形拓扑结构的电场感应取能电源电路，其特征在于，第1级取能电路还包括：分压电阻r₁₁和分压电阻r₁₂；

分压电阻r₁₁和分压电阻r₁₂串联后并联在电容C₁两端，用于检测C₁两端电压U₁；高频控制电路HFCC的一个输入V_c1+接在分压电阻r₁₁和分压电阻r₁₂之间，另一个输入接P₁点；高频控制电路HFCC的电源地与第1级取能电路的参考地GND₁相连接，高频控制电路HFCC的输出接N-MOS管Q₁门极，用于作为N-MOS管Q₁的驱动信号；其中，将二极管D_1-2阴极与续流二级管VD阴极，以及电感L₁一端共同连接处定义为P₁点。

3.根据权利要求1所述的一种级联梯形拓扑结构的电场感应取能电源电路，其特征在于，第2级取能电路中，还包括：分压电阻r₂₁、分压电阻r₂₂、分压电阻r_{2_1}和分压电阻r_{2_2}；

分压电阻r₂₁和分压电阻r₂₂串联连接后，并联在第2级取能电容C₂两端，用于检测C₂两端电压U₂；第2级低频控制电路LFCC的一个输入V_c2+接在分压电阻r₂₁和分压电阻r₂₂之间；分压电阻r_{2_1}和分压电阻r_{2_2}串联连接，其中，分压电阻r_{2_1}一端接第1级取能电路中二极管D_1-2的阳极，分压电阻r_{2_2}一端接第2级取能电路的参考地GND₂，用于检测电容C₁和电容C₂总电压U₁+U₂，检测信号为V_c2-，作为第2级低频控制电路LFCC的另一个输入；

第2级低频控制电路LFCC的电源输入接P₂点，输出接N-MOS管Q₂的门极，用于作为N-MOS管Q₂门极的驱动信号；第2级低频控制电路LFCC电源的参考地为第2级取能电路参考地GND₂；其中，将二极管D_2-2阴极与二级管D_2-3阳极连接处定义为P₂点。

4.根据权利要求1所述的一种级联梯形拓扑结构的电场感应取能电源电路，其特征在于，第3级至第n级取能电路，还包括：分压电阻r_n1、分压电阻r_n2、分压电阻r_{n_1}和分压电阻r_{n_2}；

分压电阻r_n1和分压电阻r_n2串联连接后，并联在第n级取能电容C_n两端，用于检测C_n两端电压U_n；第n级低频控制电路LFCC的一个输入V_cn+接在分压电阻r_n1和分压电阻r_n2之间；分压电阻r_{n_1}和r_{n_2}串联连接，其中，分压电阻r_{n_1}一端接第n-1级取能电路中二极管D_(n-1)-2的阳极，分压电阻r_{n_2}一端接第n级取能电路的参考地GND_n，用于检测电容C_n-1和电容C_n总电压U_n-1+U_n，检测信号为V_cn-，作为第n级低频控制电路LFCC的另一个输入；

第n级低频控制电路LFCC的电源输入接P_n点，第n级取能电路的低频控制电路LFCC的电源地与第n级取能电路的参考地GND_n相连接，输出接N-MOS管Q_n门极，用于作为N-MOS管Q_n的低频驱动信号；其中，将二极管D_n-2阴极与二级管D_n-3阳极连接处定义为P_n点。

5.根据权利要求1所述的一种级联梯形拓扑结构的电场感应取能电源电路，其特征在于，所述高频控制电路HFCC包括：

电源部，包括：电阻R_f1、电阻R_f2、电阻R_f3，N-MOS管Q_f1，稳压二极管D_z1，电解电容C_f1和LDO；电阻R_f1一端与P₁点及电阻R_f3一端相连接，另一端与电阻R_f2一端及N-MOS管Q_f1的门极相连接，电阻R_f2另一端与第1级取能电路的参考地GND₁相连接；其中，电阻R_f1与电阻R_f2串联连接进行分压，用于控制N-MOS管Q_f1门极电压；其中，将二极管D_1-2阴极与续流二级管VD阴极，以及电感L₁一端共同连接处定义为P₁点；

电阻R_f3另一端和N-MOS管Q_f1的漏极连接，用于限制电解电容C_f1的充电电流；N-MOS管Q_f1源极接电解电容C_f1的正极和稳压二极管D_z1的阴极，用于形成源极跟随器给电解电容C_f1充电；稳压二极管D_z1并联在电解电容C_f1两端，用于电解电容C_f1电压的钳位，所述电解电容C_f1的负极与参考地GND₁相连，用于储存能量并作为LDO的能量输入来源；LDO输入端接电解电容C_f1的正极，参考地为GND₁，输出为稳压电源V_cc；

PWM信号发生部，包括：电阻R_f4、电阻R_f5、电阻R_f6、电阻R_f7、电阻R_f8，陶瓷电容C_f2，N-MOS管Q_f2、N-MOS管Q_f3，及比较器A_f1；

电阻R_f4和陶瓷电容C_f2串联连接，一端接参考地GND₁，另一端接LDO输出端V_cc；电阻R_f5一端连接到电阻R_f4和陶瓷电容C_f2之间，另一端接N-MOS管Q_f2的漏极；N-MOS管Q_f2源极接参考地GND₁，N-MOS管Q_f2门极接比较器A_f1的输出及N-MOS管Q_f3的门极；

电阻R_f6、电阻R_f7、电阻R_f8串联连接构成分压电阻器，分压电阻器一端接LDO输出V_cc，另一端接参考地GND₁；N-MOS管Q_f3漏极接电阻R_f7和电阻R_f8之间，源极接参考地GND₁，门极接比较器A_f1的输出；

门极驱动信号输出部，包括：电阻R_f9、电阻R_f10、电阻R_f11，N-MOS管Q_f4，比较器A_f2及与门A_f3；

电阻R_f9、电阻R_f10、电阻R_f11串联连接，串联后一端接LDO输出V_cc，另一端接参考地GND₁；N-MOS管Q_f4漏极接于电阻R_f10和电阻R_f11之间，源极接参考地GND₁，门极接比较器A_f2的输出；比较器A_f2反向输入端接于电阻R_f9和电阻R_f10之间，同相输入端接V_c1+；与门A_f3一端接PWM输出信号，另一端接比较器A_f2的输出。

6.根据权利要求5所述的一种级联梯形拓扑结构的电场感应取能电源电路，其特征在于，

PWM信号发生部中，初始状态下，陶瓷电容C_f2未被充电，比较器A_f1输出为低，N-MOS管Q_f2不导通，陶瓷电容C_f2以τ₁＝R_f4C_f2的时间常数充电；待C_f2充电到比较器A_f1的输入电压V₊>V_-时，比较器输出为高，N-MOS管Q_f2导通，此时电容以τ₂＝(R_f5//R_f4)C_f2的时间常数放电，重复此充放电过程，形成一定开关频率和占空比的PWM信号；

当比较器A_f1输出为低时，N-MOS管Q_f3不导通，V_-＝V_cc(R_f7+R_f8)/(R_f6+R_f7+R_f8)；当比较器A_f1输出为高时，N-MOS管Q_f3导通，V_-＝V_ccR_f7/(R_f6+R_f7)；

门极驱动信号输出部中，当V_c1+电压超过反向输入端电压时，比较器A_f2输出为高，N-MOS管Q_f4导通，反向输入端电压降低为V_ccR_f10/(R_f9+R_f10)，用于使比较器的输出为高的阈值大于输出为低的阈值，使电容C₁完成放电后比较器再输出为低，停止放电过程。

7.根据权利要求1所述的一种级联梯形拓扑结构的电场感应取能电源电路，其特征在于，

第2级到第n级取能电路的低频控制电路LFCC结构相同；其中，第n级取能电路的低频控制电路LFCC包括：

电源部，包括：电阻R_n1、电阻R_n2、电阻R_n3，N-MOS管Q_n1，稳压二极管D_zn，电解电容C_n1和LDO；

所述电阻R_n1一端与P_n点和电阻R_n3一端相连接，另一端与电阻R_n2及N-MOS管Q_n1的门极相连接；电阻R_n2另一端与第n级取能电路的参考地GND_n相连接；其中，电阻R_n1与电阻R_n2串联连接进行分压，控制Q_n1门极电压；其中，将二极管D_n-2阴极与二级管D_n-3阳极连接处定义为P_n点；

电阻R_n3另一端和N-MOS管Q_n1的漏极连接，用于限制C_n1的充电电流；N-MOS管Q_n1门极接于电阻R_n1和电阻R_n2之间，源极接电解电容C_n1的正极和稳压二极管D_zn的阴极，用于形成源极跟随器给电解电容C_n1充电；稳压二极管D_zn并联在C_n1两端，用于C_n1电压的钳位保护，所述电解电容C_n1负极与GND_n相连，用于储存能量作为LDO的能量输入来源；LDO输入端接电解电容C_n1的正极，参考地为GND_n，输出为稳压电源V_ccn；

门极驱动部，包括：电阻R_n4、电阻R_n5、电阻R_n6、电阻R_n7、电阻R_n8，N-MOS管Q_n2，比较器A_n1、比较器A_n2，与门A_n3；

电阻R_n4、电阻R_n5、电阻R_n6串联连接，串联后一端和LDO的输出V_ccn连接，另一端与第n级取能电路的参考地GND_n连接；N-MOS管Q_n2漏极接于电阻R_n5和电阻R_n6之间，源极接参考地GND_n，门极接比较器A_n1的输出和与门A_n2的输入；比较器A_n2反向输入端接于电阻R_n4和电阻R_n5之间，同相输入端接V_cn+；其中，比较器A_n1、N-MOS管Q_n2，以及电阻R_n4、电阻R_n5、电阻R_n6共同组成滞环比较器；

电阻R_n7、电阻R_n8串联连接，串联后一端接LDO输出V_ccn，另一端接参考地GND_n，比较器A_n2同相输入端接于电阻R_n7和电阻R_n8之间，反向输入端之间接V_cn-，用于检测C_n-1和C_n电压之和U_n-1+U_n；与门A_n3输入分别为比较器A_n1和比较器A_n2的输出，与门A_n3输出为N-MOS管Q_n门极驱动信号。

8.根据权利要求7所述的一种级联梯形拓扑结构的电场感应取能电源电路，其特征在于，低频控制电路LFCC中，初始阶段，比较器A_n1反向输入端电压为V_ccn(R_n5+R_n6)/(R_n4+R_n5+R_n6)，大于同相输入端电压V_cn+，此时比较器输出为低，Q_n2不导通；当V_cn+上升到大于V_ccn(R_n5+R_n6)/(R_n4+R_n5+R_n6)时，比较器输出变高，此时Q_n2导通，反向输入端电压降为V_ccn(R_n5)/(R_n4+R_n5)，用于使比较器的输出为高的阈值大于输出为低的阈值，使电容C_n完成放电后比较器再输出为低，停止放电过程。

9.根据权利要求1所述的一种级联梯形拓扑结构的电场感应取能电源电路，其特征在于，还包括：超级电容器C_s和升降压DC-DC电路；其中，所述升降压DC-DC电路用于实现能量从储能电容C_e到超级电容器C_s的转储。

10.根据权利要求1所述的一种级联梯形拓扑结构的电场感应取能电源电路，其特征在于，所述电容C₁为薄膜电容，容量为1～3μF，直流耐压大于等于800V；

所述储能电容C_e为电解电容，容量为2000～6000μF，耐压大于等于50V。

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