CN111585934B - 一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法 - Google Patents

一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法 Download PDF

Info

Publication number
CN111585934B
CN111585934B CN202010262827.5A CN202010262827A CN111585934B CN 111585934 B CN111585934 B CN 111585934B CN 202010262827 A CN202010262827 A CN 202010262827A CN 111585934 B CN111585934 B CN 111585934B
Authority
CN
China
Prior art keywords
waveform
communication
ofdm
waveforms
transmitting
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202010262827.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111585934A (zh
Inventor
洪升
朱琪
董延涛
杨凯凯
叶延恒
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nanchang University
Original Assignee
Nanchang University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nanchang University filed Critical Nanchang University
Priority to CN202010262827.5A priority Critical patent/CN111585934B/zh
Publication of CN111585934A publication Critical patent/CN111585934A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111585934B publication Critical patent/CN111585934B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/88—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications
    • G01S13/89—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for mapping or imaging
    • G01S13/90—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for mapping or imaging using synthetic aperture techniques, e.g. synthetic aperture radar [SAR] techniques
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
    • G01S13/34—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal
    • G01S13/347—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal using more than one modulation frequency
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/003—Transmission of data between radar, sonar or lidar systems and remote stations
    • G01S7/006—Transmission of data between radar, sonar or lidar systems and remote stations using shared front-end circuitry, e.g. antennas
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/41—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00 using analysis of echo signal for target characterisation; Target signature; Target cross-section
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2614—Peak power aspects

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Abstract

一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法，利用基础波形和随机矩阵在OFDM波形上构造随机矩阵调制‑OFDM波形库，在发射端根据不同的通信方式确定不同的发射方式，并根据雷达性能和通信传输要求选取相应的参数，最后在雷达接收端，利用发射信号的伪正交性分离出回波信号实现雷达成像；在通信接收端，利用接收信号在与发射波形相对应的匹配滤波器的输出端有较高的目标尖峰，来解调出通信信息。本发明在保留该波形优异的雷达成像性能同时，利用该波形实现了共享通信；基于随机矩阵调制‑OFDM波形数量的丰富性以及良好的正交性，本发明可以保证较大的数据通信速率及较高的数据通信质量。

Description

一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法
技术领域
本发明属于无线通信技术领域，涉及一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法，特别是将一种基于随机矩阵调制的OFDM雷达成像波形用于雷达通信双功能共享的方法。
背景技术
共享雷达通信是指通过共享信号、信道、天线等软件或硬件资源，同时实现雷达探测与数据通信的功能，其具有资源集约化和功能增强等优点，能有效解决传统功能叠加体制的资源浪费、功能冲突、成本高和机动性差等缺点。
利用波形实现雷达通信功能共享具有简化结构、节约频谱资源、避免产生大量电磁干扰、提高雷达系统和通信系统的工作效率等优点。从实现方式上，利用波形实现雷达通信双功能共享主要分为两种：利用雷达探测波形实现通信功能共享和利用数据通信波形实现雷达功能共享。前者是指在已有雷达波形中按照一定调制方式嵌入通信信息，在保证雷达性能的同时实现共享通信；后者是指利用数据通信信号波形直接实现雷达功能(探测或成像)，在保证通信性能的同时实现共享雷达；本发明属于前者。
利用OFDM波形实现雷达通信功能共享是一种广泛使用的方法。OFDM波形在通信中有着广泛的应用，具备良好的抗干扰能力，高速传输能力和子载波调制灵活的优势；同时OFDM波形基于良好的频谱利用率、大时间带宽积的优势，在雷达领域应用广泛。目前，OFDM波形正取代超宽带波形，成为雷达SAR成像的典型波形。
随机矩阵调制OFDM波形是用于MIMO雷达SAR成像的一种优异波形，具备低峰均功率比、大时间带宽积、弱互相关干扰等优势。(Wang W Q.MIMO SAR OFDM chirp waveformdiversity design with random matrix modulation[J].IEEE Transactions onGeoscience and Remote Sensing,2014,53(3):1615-1625.)文献中给出了不同随机矩阵调制波形的构造方法；按照子载波的调频规律可以分为上升调频基、下降调频基、混合调频基；并讨论了子载波个数、每一列所用波形基个数、子载波的调频规律对峰均功率比、互相关干扰等的影响。
以上文献所设计的随机矩阵调制-OFDM波形(Random Matrix Modulation-OFDM，RMM-OFDM)仅针对于线性调频基础波形进行讨论，没有考虑利用其他可用基础波形 (如非线性调频波形等)获取更丰富的波形组。
以上文献仅考虑利用RMM-OFDM波形实现雷达SAR成像，没有考虑利用该波形实现共享通信的能力。
发明内容
本发明提出了一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法，在不影响雷达成像能力的同时进行数据通信，从而实现雷达功能和通信功能的共享。
本发明是通过以下技术解决方案实现的。
本发明所述的一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法，步骤如下：
步骤1：利用基础波形和随机矩阵在OFDM波形结构上构造RMM-OFDM波形库；
步骤2：选取参数仿真步骤1中的波形的自模糊函数和互模糊函数，若自模糊函数近似图钉状，不同的波形之间的互模糊函数的旁瓣低，则证明该波形的相关性能佳，否则返回步骤1；
步骤3：采用步骤1中构造的RMM-OFDM波形库，在发射端根据不同的通信方式确定不同的发射方式，并根据雷达性能和通信传输要求选取相应的参数；
步骤4：在雷达接收端，利用发射信号的伪正交性分离出回波信号实现雷达成像；在通信接收端，利用接收信号在与发射波形相对应的匹配滤波器的输出端有较高的目标尖峰，来解调出通信信息；
步骤5：在雷达接收端，进行雷达SAR成像，以验证该波形的雷达成像性能；在通信接收端，计算数据通信误码率，以验证该波形的通信性能；若雷达和通信性能验证不通过则重新返回步骤3进行设计。
本发明突出的特点和显著的有益效果是：
本发明利用RMM-OFDM波形之间的正交性，在实现雷达SAR成像的同时，实现了共享数据通信；并有效解决了通信数据随机性对OFDM雷达成像能力的影响，在几乎不影响雷达成像能力的基础上实现了通信的功能；该波形的通信性能优异，其较低的峰均功率比(Peakto Average Power Ratio,PAPR)降低了通信系统复杂性，正交波形库的丰富性保证了数据通信质量和通信效率；同时，本发明在接收端以较小的处理复杂度实现了雷达通信无干扰波形共享。
附图说明
图1为本发明方法流程图。
图2为本发明中利用RMM-OFDM雷达成像波形实现共享通信的架构图。
图3为本发明中实施例仿真中采用的RMM-OFDM波形的例子，其中，图3-a是 8种RMM-OFDM-LFM波形，图3-b是8种RMM-OFDM-NLFM波形。
图4为本发明中实施例仿真中8种RMM-OFDM-LFM波形的自模糊函数仿真图，
图5为本发明中实施例仿真中8种RMM-OFDM-NLFM波形的自模糊函数仿真图。
图6为本发明中实施例仿真中采用的RMM-OFDM波形的互模糊函数示意图。其中，图5-a是RMM-OFDM-LFM波形的互模糊函数仿真图，分别是波形
Figure GDA0003181754280000021
和波形
Figure GDA0003181754280000022
波形
Figure GDA0003181754280000023
和波形
Figure GDA0003181754280000024
波形
Figure GDA0003181754280000025
和波形
Figure GDA0003181754280000026
波形
Figure GDA0003181754280000027
和波形
Figure GDA0003181754280000028
图5-b是与图5-a同等条件下RMM-OFDM-NLFM波形互模糊函数仿真图。
图7为本发明中利用RMM-OFDM雷达成像波形实现共享通信的过程图。
图8为本发明中实施例仿真中多天线通信模式中波形选择的过程。
图9 为本发明中单天线单用户通信模式接收端的解调流程。
图10为本发明中单天线多用户通信模式接收端的解调流程。
图11为本发明中多天线单用户通信模式接收端的解调流程。
图12为本发明中多天线多用户通信模式接收端的解调流程。
图13为本发明中实施例雷达SAR成像仿真结果比较图。
图14为本发明中实施例通信误码率随信噪比变化曲线仿真结果比较图。
具体实施方式
以下结合附图及实施例对本发明作进一步说明。
实施例1。
结合图1对本实施例进行说明，本实施例给出的一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法，步骤如下：
步骤1：利用基础波形和随机矩阵在OFDM波形上构造RMM-OFDM波形库；
步骤2：选取参数验证该波形的相关性能，若性能不佳返回步骤1；
步骤3：在发射端根据不同的通信方式确定不同的发射方式，并根据雷达性能和通信传输要求选取相应的参数；
步骤4：在雷达接收端，利用发射信号的伪正交性分离出回波信号实现雷达成像；在通信接收端，利用接收信号在与发射波形相对应的匹配滤波器的输出端有较高的目标尖峰，来解调出通信信息；
步骤5：在雷达接收端，进行雷达SAR成像，以验证该波形的雷达成像性能；在通信接收端，计算数据通信误码率，以验证该波形的通信性能；若雷达和通信性能验证不通过则重新返回步骤3进行设计。
实施例2。
本实施例所述一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法还包括该波形的应用场景：
一体化系统架构如图1所示，雷达和通信接收信号采用分开的接收机接收，在雷达接收端实现雷达高分辨率成像，在通信接收端，实现通信信息的传递。
实施例3。
本实施例所述的一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法，步骤1中构造波形库的具体过程包括：
构造M个子载波和N个子码元的OFDM波形，利用0/1随机矩阵和波形基构造 RMM-OFDM波形；所述的波形基选用大时间带宽积的雷达波形，主要包含子线性调频波形基和子非线性调频波形基两类，每类波形基又包含上升调频型，下降调频型，以及混合调频型这三种形式，且混合调频型波形基的相关性能最佳。RMM-OFDM波形包含多个不同子载波频率和恒定的子持续时间的基础调频波形，基础调频波形可选用上述波形基的某一种或几种。所述的0/1随机矩阵是每行每列的元素分别取0或1 的值的稀疏矩阵，对于M×N维的矩阵，其中N≥M，当M为偶数时共存在
Figure GDA0003181754280000031
种混合随机矩阵；当M为奇数时共存在
Figure GDA0003181754280000032
种混合随机矩阵；基础调频波形具有相等或相反的调频速率；
具有M个子载波和N个子码元的RMM-OFDM波形可以表示为：
Figure GDA0003181754280000041
式中，ap表示调制到第p个波形上的码元符号，Tb是子码元持续时间，fmn是第m 个子载波的第n个子码元下的起始频率，φmn(t)为基础调频波形的相位函数。
所述的基础调频波形可以是线性调频波形或者非线性调频波形。
1)当以线性调频波形为基础调频波形构造RMM-OFDM-LFM波形时，波形的相位函数φmn(t)可表示为：
Figure GDA0003181754280000042
式中kmn是第m个子载波在信号Sp(t)的第n个子码元的线性调频斜率，如果满足 fmn＝mBb，kmn＝Bb/Tb，这个子线性调频波形基是上升型线性调频波形基，反之， fmn＝(m+1)Bb和kmn＝-Bb/Tb时，这个子线性调频波形基是下降型线性调频波形基，其中，Bb是子载波带宽；
2)当以非线性调频波形为基础调频波形构造RMM-OFDM-NLFM波形时，波形的相位函数φmn(t)可表示为
Figure GDA0003181754280000043
非线性调频波形可利用三次样条插值的方法构造，具体如下：
首先选定海明窗函数，如下：
W(f)＝0.54+0.46cos(2πf/Bb),f∈[-Bb/2,Bb/2]
然后，离散逼近求和得到群时延T(f)，如下：
T(f)＝(Tb/Bb)f+(0.46/0.54)(Tb/2π)sin(2πf/Bb)
再次，利用三次样条插值求反函数f(t)＝T-1(f)，从而得到调频特性规律f(t)。
最后，利用已得到的调频规律f(t)得到NLFM的相位函数
Figure GDA0003181754280000044
如下：
Figure GDA0003181754280000045
选取参数设计出包含P种RMM-OFDM波形的波形库。按照上述方法(1)可得到子载波为线性调频波形的RMM-OFDM-LFM波形如图3(a)所示；按照上述方法(2) 可得到子载波为非线性调频波形的RMM-OFDM-NLFM波形如图3(b)所示。
实施例4。
本实施例所述的一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法，步骤2所述的波形相关性能验证步骤如下：
该波形集中波形的相关性能可由波形集的自模糊函数和互模糊函数来表征。若自模糊函数近似图钉状，不同的波形之间的互模糊函数的旁瓣低，则证明该波形的相关性能佳。
1)利用实施例3中信号模型sp(t)得到该波形集的自模糊函数和互模糊函数分别为：
自模糊函数为
Figure GDA0003181754280000051
其中p＝q
互模糊函数为
Figure GDA0003181754280000052
其中p≠q
上式表示第p个波形的自模糊函数，下式表示第p个波形和第q个波形的互模糊函数，其中τ和fd分别是距离和归一化多普勒。对应图3(a)和图3(b)构造的 RMM-OFDM波形集，可得到相应的自模糊函数及互模糊函数。其中图4和图5分别给出了RMM-OFDM-LFM波形和RMM-OFDM-NLFM波形的自模糊函数的仿真图，图6(a)和图6(b)分别给出了RMM-OFDM-LFM波形和RMM-OFDM-NLFM波形的互模糊函数的仿真图。
2)由图4和图5可知RMM-OFDM-LFM波形自模糊函数旁瓣峰值在-18dB到 -13dB范围内，而RMM-OFDM-NLFM波形自模糊函数旁瓣峰值在-25dB到-18dB范围内；对比发现RMM-OFDM-NLFM波形的自模糊函数性能优于RMM-OFDM-LFM波形的自模糊函数性能，同一波形集中不同波形的自模糊函数性能基本一致，两种波形的自模糊函数都呈图钉状，主峰越尖表明该信号的自相关性能越好，分辨能力越强。
3)由图6可知RMM-OFDM-LFM波形集和RMM-OFDM-LFM波形集的互模糊函数旁瓣均在-25dB左右，旁瓣越低，互相关性能越好，同一波形集中不同波形之间存在互相关干扰，但互相关干扰较小。
经上述仿真验证构造的基础波形为线性调频波形或非线性调频波形的 RMM-OFDM波形，都具备良好的自模糊函数性能和互模糊函数性能，能够应用于 MIMO雷达成像及数据通信，验证通过，进入步骤3。
实施例5。
本实施例所述的利用步骤1中构造的随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的过程如图7所示，将基带信息进行信源信道编码，再选择对应的发射波形嵌入通信信息，用发射机进行发射，经信道传输，在雷达接收端实现雷达成像，在通信接收端提取通信信息实现通信信息传输。本实施例所述的雷达共享通信方法，可适用于不同的通信方式，其中步骤3中的通信方式可为单天线通信、多天线通信等：
(1)单天线通信为单天线发射单天线接收的方式，可包含单用户通信和多用户通信场景。单用户通信场景下，只服务一个用户，进行一对一通信，根据通信速率(单位时间频率传输的码元个数)确定需要波形个数以构建发射波形集，在发射波形集中随机选择一个波形代表所发射的1bit通信信息；多用户通信场景下，需要服务多个用户，进行一对多通信，发射波形集构建方式与单用户通信基本相同，区别是，为了降低多用户间的相互干扰，需要更多的正交波形，也即多用户场景下所构建的发射波形集大于单用户场景。
(2)多天线通信为多天线发射多天线接收的方式，可包含单用户通信和多用户通信场景。为提高通信速率，在多天线通信方式下，用一种波形组合代表1bit信息，进行数据通信。多天线通信方式下的单用户通信和多用户通信场景同上。多天线通信与单天线通信的区别为，单天线通信是以一个波形传递1bit信息，而多天线通信是以一种波形组合传递1bit信息。
实施例6。
本实施例所述的一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法，步骤3所述的根据通信方式及性能要求确定RMM-OFDM波形的发射方法及波形参数，具体为：
(1)单天线通信方式下
若为单用户场景，则按步骤①建立一个随机矩阵调制波形库，库中包含P个不同的波形；②在波形库中选择相关性能优异的K个波形构建发射波形集，其中
Figure GDA0003181754280000061
Figure GDA0003181754280000062
为向下取整符号；③将一个二进制比特流按照一组
Figure GDA0003181754280000063
个二进制符号进行分组截断，将二进制信息转换成K进制信息；④每个K进制信息对应一个发射波形，选择对应的发射波形嵌入编码后的通信信息，进行发射。
多用户场景的波形发射方法和波形参数选择，和单用户场景基本相同；唯一的区别在于，若用户数为Q时，则所构建的发射波形集中的波形个数是单用户场景时的Q 倍。
(2)多天线通信方式下
多天线通信方式的发射过程如图8所示。若为单用户场景，则按步骤①建立一个随机矩阵调制波形库，库中包含P个不同的波形；②假定发射天线数为I，从P个不同的波形中选择I个波形作为一种波形组合，可构建包含K个波形组合的发射波形组合集，其中组合个数为
Figure GDA0003181754280000064
③将通信比特流数据按照
Figure GDA0003181754280000065
个0/1序列为一组进行分组截断，将二进制信息转换成K进制信息；④每个K进制信息对应一个发射波形组合ck(从而有K＝2L)，选择对应的发射波形组合嵌入编码后的通信信息，进行发射。
与单天线通信不同的是，单天线通信用一个波形传递1bit信息，而多天线通信用一种波形组合传递1bit信息。当波形库中可供选择的波形个数P固定时，由于
Figure GDA0003181754280000066
多天线通信可传递的信息
Figure GDA0003181754280000067
大于单天线通信可传递的信息P，即多天线通信速率将高于单天线通信速率。
多天线通信方式下，多用户场景的波形发射方法和波形参数选择，和单用户场景基本相同；唯一的区别在于，若用户数为Q时，则所构建的发射波形组合集中的波形组合个数是单用户场景时的Q倍。
实施例7。
本实施例所述的一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法，步骤4所述的雷达成像过程具体为：
假设第p个发射波形sp(t)由第p根天线以载波频率fc发射 sp(t)exp(j2πfct),p＝1,2,...,P回波信号为
Figure GDA0003181754280000071
R(τ)为目标与雷达的斜距,τ为方位向时间，其中wa(τ)为天线方向图,c0为光速，λc为载波波长。对t进行傅里叶变换，根据定相原理，得到
Figure GDA0003181754280000072
其中fγ是距离向频率，Sp(fγ)是sp(t)的傅里叶表示。第p个RMM-OFDM波形sp(t)对应的匹配滤波器为:
Figure GDA0003181754280000073
距离向脉冲压缩(匹配滤波)后的信号为
Figure GDA0003181754280000074
此时距离向被压缩的信号为
Figure GDA0003181754280000075
Figure GDA0003181754280000078
是对变量fr的傅里叶反变换，考虑条带式MIMO-SAR，与第p根天线相应的距离和方位向压缩信号可以表示为
Figure GDA0003181754280000076
其中R0为雷达平台最近的倾斜距离，fa为方位角频率，fdc为方位角多普勒频率中心，fdr为方位角多普勒调频速率。最后对变量fa进行傅里叶反变换IFFT可以获得关于t的聚焦图像为
Figure GDA0003181754280000077
实施例8。
本实施例所述的一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法，步骤4所述的通信数据解调的具体过程为：
(1)单天线通信单用户场景下，通信接收端的数据解调过程如图9所示。
在用户的接收端配置一个与发射波形集相对应的匹配滤波器组，其中包含K个匹配滤波器，第k个RMM-OFDM波形sk(t)对应的匹配滤波器为
Figure GDA0003181754280000081
对输出信号进行能量检测，实现对通信信息的解调处理。由图6中的互模糊函数可知，随机矩阵调制波形集中不同波形之间互相关性较低，若回波信号在hk(t)的输出端有较高的尖峰，则表示接收到的是第k个RMM-OFDM波形sk(t)对应的通信信息，由此根据映射关系解调出通信信息。
(2)单天线通信多用户场景下，通信接收端的数据解调过程如图10所示。
假定有Q个用户，单天线通信多用户场景与单天线通信单用户场景的通信解调方法基本相同，区别是每位用户接收端配置的匹配滤波器组中滤波器个数增大Q倍。构建的发射波形集需包含Q·K个不同的波形，从而接收端的匹配滤波器组需包含对应的 Q·K个滤波器。利用波形之间低互相关性，每位用户接收端的处理除了映射出所发射的通信信息外，还需抑制其他用户对本用户的干扰。
(3)多天线通信单用户场景下，通信接收端的数据解调过程如图11所示。
数据解调过程类似于单天线通信单用户场景，区别为多天线通信单用户场景下的用户接收端需配置一个包含P个匹配滤波器的匹配滤波器组，对经匹配滤波器组匹配后的回波信号进行峰值能量检测，基于得到的I个能量峰值进行循环判决，判决出I 个发射波形构成的第ck种波形组合，从而表示接收到的是第ck个波形组合对应的通信信息，根据映射关系解调通信信息，以此实现通信信息的传输。
(4)多天线通信多用户场景下，通信接收端的数据解调过程如图12所示。
假定有Q个用户，数据解调过程类似于多天线通信单用户场景，区别为多用户接收端配置的每个匹配滤波器组所包含的滤波器个数是单用户的Q倍。在多天线通信中，若单用户场景下每个匹配滤波器组的匹配滤波器个数为P的，则多用户场景下，每个匹配滤波器组包含的匹配滤波器个数为Q·P。所增加的匹配滤波器数用于抑制其他用户的通信信号对本用户的干扰。
实施例9。
本实施例所述的一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法，步骤5中还包括对该波形的MIMO雷达成像性能验证过程如下：
(1)在接收端进行雷达SAR高分辨成像处理，以验证随机矩阵调制波形的MIMO 雷达成像性能。在表1给出的仿真参数下，得到的雷达成像结果如图13所示。选择步骤二中图3(a)和3(b)所示的
Figure GDA0003181754280000082
波形和
Figure GDA0003181754280000083
波形，分别利用距离-多普勒算法进行SAR成像处理，得到线性调频子载波和非线性调频子载波情况下的成像结果；图13(a)和图13(c)分别给出了RMM-OFDM-LFM波形和RMM-OFDM-NLFM波形在传统单发单收SISO-SAR系统中，天线接收数据的成像结果，其中发射端和接收端都配置一根天线。图13(b)和图13(d)分别给出了 RMM-OFDM-LFM波形和RMM-OFDM-NLFM波形在多发多收MIMO-SAR系统中，某根天线接收数据的成像结果；在多发多收MIMO系统中，每根接收天线可得到一个图像，总共可得到四个MIMO SAR图像。
表1
符号 参数名称 数值设置
M 子载波数 8
N 码元数 8
f<sub>s</sub> 载频频率 10Ghz
v 平台速度 100m/s
f<sub>PRF</sub> PRF 500Hz
B<sub>b</sub> 子载波带宽 50Mhz
T<sub>b</sub> 子载波时宽 1μs
D 目标个数 5
δ<sub>R</sub> 距离分辨率 0.375m
δ<sub>v</sub> 速度分辨率 2m/s
(2)由图和图13(b)和图13(d)的仿真结果可以看出，与传统SISO-SAR系统相比，由于互相关干扰，RMM-OFDM波形应用于MISO-SAR系统成像性能在距离维上略有下降；
(3)图13(c)和图13(d)的仿真结果可以看出，RMM-OFDM-LFM波形应用于 MIMOSAR系统成像结果比RMM-OFDM-NLFM波形略优。
实施例10。
本实施例所述的一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法，步骤5中还包括对该波形的通信传输性能验证过程，验证过程如下：
(1)在单天线通信单用户场景下，以误码率为指标验证RMM-OFDM-LFM波形和 RMM-OFDM-NLFM波形应用于单天线单用户通信场景的通信性能。采用上述单天线通信单用户场景的调制解调方法，利用表1中的参数，进行100次Monte Carlo仿真试验，得到通信数据误码率(BER)如图14所示，图中给出了单天线单用户-LFM基波和单天线单用户-NLFM基波情况下的误码率曲线。
(2)在单天线通信多用户场景下，以误码率为指标验证RMM-OFDM-LFM波形和 RMM-OFDM-NLFM波形应用于单天线多用户通信场景的通信性能。采用上述单天线通信多用户场景的调制解调方法，利用表1中的参数，进行100次Monte Carlo仿真试验，假定有3个接收用户，得到RMM-OFDM-LFM波形和RMM-OFDM-NLFM波形应用于单天线单用户通信场景下的误码率曲线分别如图14中单天线多用户-LFM和
Figure GDA0003181754280000091
单天线多用户-NLFM标注曲线所示。
(3)在多天线通信单用户场景下，以误码率为指标验证RMM-OFDM-LFM波形和 RMM-OFDM-NLFM波形应用于多天线单用户通信场景的通信性能。采用上述多天线通信单用户场景的调制解调方法，利用表1中的参数，进行100次Monte Carlo仿真试验，假设发射端有4根天线，在如图3(a)所示的8种RMM-OFDM-LFM波形中随机选择4个波形分别在各天线发射，则有c8 4＝70种组合，在这70种组合中选择8 种波形组合计算通信误码率，并与同等参数下的RMM-OFDM-NLFM波形的误码率进行比较，所得到的误码率曲线分别如图14中多天线单用户-LFM和多天线单用户 -NLFM标注曲线所示。
(4)在多天线通信多用户场景下，以误码率为指标验证RMM-OFDM-LFM波形和RMM-OFDM-NLFM波形应用于多天线多用户通信场景的通信性能。采用上述多天线通信多用户场景的调制解调方法，利用表1中的参数，进行100次Monte Carlo仿真试验，在与(3)相同的参数下，得到RMM-OFDM-LFM波形和RMM-OFDM-NLFM 波形应用于多天线多用户通信场景下的误码率曲线分别如图14中多天线多用户-LFM 和多天线多用户-NLFM标注曲线所示。
表2
Figure GDA0003181754280000101
(5)将图14中信噪比(信号能量与噪声能量的比值，即
Figure GDA0003181754280000102
-60dB和-30dB时的误码率数据总结为表2所示。表2给出了不同通信方式下 RMM-OFDM-LFM波形和RMM-OFDM-NLFM波形的误码率。由图14和表2可知：
①信噪比小于-45dB时，在上述四种通信场景下，RMM-OFDM波形应用于多天线单用户通信场景下的误码率最高。
信噪比在-60dB到-45dB的范围内，RMM-OFDM波形应用于多天线单用户通信场景下一个码元也无法传输，传输的是全‘1’序列，误码率为0.5；而RMM-OFDM波形应用于其他三种通信场景下可以传输零星几个码元，误码率在0.32-0.43范围内。
②信噪比大于-42dB时，在单天线通信和多天线通信场景下，RMM-OFDM波形用于单用户通信场景下的误码率都低于多用户通信场景下的误码率，并且多天线通信单用户场景下的误码率低于单天线通信单用户场景下的误码率。
多用户通信时存在用户间信息干扰，从而通信误码率较高。由图13可知，随着信噪比的增加，当信噪比大于-45dB时RMM-OFDM波形应用于多天线单用户通信场景下开始成功传递通信信息；当信噪比在-45dB到-42dB的范围内，RMM-OFDM波形应用于多天线单用户通信场景下的误码率开始逐渐低于其他通信场景下的误码率；由图 13多天线单用户-LFM和多天线单用户-NLFM标注曲线可知，当信噪比大于-42dB时，多天线通信单用户场景下的误码率开始低于单天线通信单用户场景下的误码率。表2 中的数据进一步验证了该结论，将信噪比-60dB时不同通信场景下的误码率和信噪比为-30dB时不同通信场景下的误码率进行比较，可知信噪比越高误码率越低，并且信噪比为-30dB时多天线通信单用户场景下的误码率仍然低于单天线通信单用户场景下的误码率。
③信噪比大于-42dB时，RMM-OFDM-NLFM波形在单天线通信多用户场景下和多天线通信单用户场景下的误码率低于RMM-OFDM-LFM波形；RMM-OFDM-NLFM 波形和RMM-OFDM-LFM波形在多天线通信多用户场景下和单天线通信单用户场景下的误码率相当。
由图13中曲线变化趋势可知，当信噪比大于-42dB时，单天线通信多用户场景下和多天线通信单用户场景下RMM-OFDM-NLFM波形的误码率开始低于RMM-OFDM-LFM波形，且信噪比越高二者之间的差距越大；表2中的数据进一步验证了该结论，根据表2中信噪比为-30dB时不同通信场景下的误码率， RMM-OFDM-NLFM波形在单天线通信多用户场景下和多天线通信单用户场景下的误码率低于RMM-OFDM-LFM波形。
本发明还可有其它多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，本领域技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (7)

1.一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法，其特征是按如下步骤：
步骤1：利用基础波形和随机矩阵在OFDM波形结构上构造随机矩阵调制-OFDM波形(Random Matrix Modulation-OFDM，RMM-OFDM)库；
步骤2：选取参数仿真步骤1中的波形的自模糊函数和互模糊函数，若自模糊函数近似图钉状，不同的波形之间的互模糊函数的旁瓣低，则转入步骤3，否则返回步骤1；
步骤3：采用步骤1中构造的RMM-OFDM波形库，在发射端根据不同的通信方式确定不同的发射方式，并根据雷达性能和通信传输要求选取相应的参数；
步骤4：在雷达接收端，利用发射信号的伪正交性分离出回波信号实现雷达成像；在通信接收端，利用接收信号在与发射波形相对应的匹配滤波器的输出端有较高的目标尖峰，解调出通信信息；
步骤5：在雷达接收端，进行雷达SAR成像，以验证该波形的雷达成像性能；在通信接收端，计算数据通信误码率，以验证该波形的通信性能；若雷达和通信性能验证不通过，则重新返回步骤3进行设计。
2.根据权利要求1所述的一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法，其特征是步骤1中所述的构造波形库的过程包括：
构造M个子载波和N个子码元的OFDM波形，利用0/1随机矩阵和波形基构造RMM-OFDM波形；所述的波形基选用大时间带宽积的雷达波形，包含子线性调频波形基和子非线性调频波形基两类，每类波形基又包含上升调频型，下降调频型，以及混合调频型三种形式，且混合调频型波形基的相关性能最佳；RMM-OFDM波形包含多个不同子载波频率和恒定的子持续时间的基础调频波形，基础调频波形选用上述波形基的一种或几种；
所述的0/1随机矩阵是每行每列分别取0或1的值的稀疏矩阵，对于M×N维的矩阵，其中N≥M，当M为偶数时共存在
Figure FDA0003181754270000011
种混合随机矩阵；当M为奇数时共存在
Figure FDA0003181754270000012
种混合随机矩阵；基础调频波形具有相等或相反的调频速率；
具有M个子载波和N个子码元的RMM-OFDM波形可以表示为：
Figure FDA0003181754270000013
式中，ap表示调制到第p个波形上的码元符号，Tb是子码元持续时间，fmn是第m个子载波的第n个子码元下的起始频率，φmn(t)为基础调频波形的相位函数。
3.根据权利要求2所述的一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法，其特征是所述的基础调频波形为线性调频波形或者非线性调频波形；
1)当以线性调频波形为基础调频波形构造RMM-OFDM-LFM波形时，波形的相位函数φmn(t)可表示为：
Figure FDA0003181754270000021
式中kmn是第m个子载波在信号Sp(t)的第n个子码元的线性调频斜率，如果满足fmn＝mBb，kmn＝Bb/Tb，该子线性调频波形基是上升型线性调频波形基，反之，fmn＝(m+1)Bb和kmn＝-Bb/Tb时，该子线性调频波形基是下降型线性调频波形基；其中，Bb是子载波带宽；
2)当以非线性调频波形为基础调频波形构造RMM-OFDM-NLFM波形时，波形的相位函数φmn(t)可表示为
Figure FDA0003181754270000022
非线性调频波形可利用三次样条插值的方法构造，具体如下：
首先选定海明窗函数，如下：
W(f)＝0.54+0.46cos(2πf/Bb),f∈[-Bb/2,Bb/2]
然后，离散逼近求和得到群时延T(f)，如下：
T(f)＝(Tb/Bb)f+(0.46/0.54)(Tb/2π)sin(2πf/Bb)
再次，利用三次样条插值求反函数f(t)＝T-1(f)，从而得到调频特性规律f(t)；
最后，利用已得到的调频规律f(t)得到NLFM的相位函数
Figure FDA0003181754270000023
如下：
Figure FDA0003181754270000024
选取参数设计出包含P种RMM-OFDM波形的波形库。
4.根据权利要求1所述的一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法，其特征是步骤2所述的波形相关性能验证步骤如下：
该波形集中波形的相关性能由波形集的自模糊函数和互模糊函数来表征：若自模糊函数近似图钉状，不同的波形之间的互模糊函数的旁瓣低，则表明该波形的相关性能佳；
1)利用RMM-OFDM波形中的信号模型sp(t)得到该波形集的自模糊函数和互模糊函数分别为：
自模糊函数为
Figure FDA0003181754270000025
其中p＝q
互模糊函数为
Figure FDA0003181754270000026
其中p≠q
上式表示第p个波形的自模糊函数，下式表示第p个波形和第q个波形的互模糊函数，其中τ和fd分别是距离和归一化多普勒；
2)绘制自模糊函数和互模糊函数，当波形的自模糊函数都呈图钉状，主峰越尖表明该信号的自相关性能越好，分辨能力越强；
3)互模糊函数旁瓣越低，互相关性能越好，同一波形集中不同波形之间互相关干扰较小。
5.根据权利要求1所述的一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法，其特征是步骤3所述的在发射端根据不同的通信方式确定不同的发射方式，并根据雷达性能和通信传输要求选取相应的参数，具体为：
(1)单天线通信方式下
若为单用户场景，则按如下步骤：①建立一个随机矩阵调制波形库，库中包含P个不同的波形；②在波形库中选择相关性能优异的K个波形构建发射波形集，其中
Figure FDA0003181754270000031
Figure FDA0003181754270000032
为向下取整符号；③将一个二进制比特流按照一组
Figure FDA0003181754270000033
个二进制符号进行分组截断，将二进制信息转换成K进制信息；④每个K进制信息对应一个发射波形，选择对应的发射波形嵌入编码后的通信信息，进行发射；
用户数为Q的多用户通信场景，所构建的发射波形集中的波形个数是单用户场景时的Q倍；
(2)多天线通信方式下
若为单用户场景，则按如下步骤：①建立一个随机矩阵调制波形库，库中包含P个不同的波形；②假定发射天线数为I，从P个不同的波形中选择I个波形作为一种波形组合，可构建包含K个波形组合的发射波形组合集，其中组合个数为
Figure FDA0003181754270000034
③将通信比特流数据按照
Figure FDA0003181754270000035
个0/1序列为一组进行分组截断，将二进制信息转换成K进制信息；④每个K进制信息对应一个发射波形组合ck，K＝2L，选择对应的发射波形组合嵌入编码后的通信信息，进行发射；
用户数为Q的多用户通信场景，所构建的发射波形组合集中的波形组合个数是单用户场景时的Q倍。
6.根据权利要求1所述的一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法，其特征是步骤4所述的雷达成像过程具体为：
从P天线MIMO SAR信号模型出发，利用基本的距离-多普勒成像算法分析高分辨率成像的波形性能；首先得到第p个发射波形sp(t)由第p根天线以载波频率fc发射sp(t)exp(j2πfct),p＝1,2,...,P的回波信号，根据定相原理对t进行傅里叶变换，再经过距离向脉冲压缩(匹配滤波)和方位向距离压缩，最后得到对变量fa进行傅里叶反变换IFFT可以获得关于t的聚焦图像，得到成像结果。
7.根据权利要求1所述的一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法，其特征是步骤4所述的通信数据解调的具体过程为：
(1)单天线通信单用户场景下
在用户的接收端配置一个与发射波形集相对应的匹配滤波器组，其中包含K个匹配滤波器，第k个RMM-OFDM波形sk(t)对应的匹配滤波器为
Figure FDA0003181754270000036
对输出信号进行能量检测，实现对通信信息的解调处理，随机矩阵调制波形集中不同波形之间互相关性较低，若回波信号在hk(t)的输出端有较高的尖峰，则表示接收到的是第k个RMM-OFDM波形sk(t)对应的通信信息，由此根据映射关系解调出通信信息；
(2)单天线通信多用户场景下
假定有Q个用户，每位用户接收端配置的匹配滤波器组中滤波器个数增大Q倍；构建的发射波形集需包含Q·K个不同的波形，从而接收端的匹配滤波器组需包含对应的Q·K个滤波器；利用波形之间低互相关性，每位用户接收端的处理除了映射出所发射的通信信息外，还需抑制其他用户对本用户的干扰；
(3)多天线通信单用户场景下
用户接收端需配置一个包含P个匹配滤波器的匹配滤波器组，对经匹配滤波器组匹配后的回波信号进行峰值能量检测，基于得到的I个能量峰值进行循环判决，判决出I个发射波形构成的第ck种波形组合，从而表示接收到的是第ck个波形组合对应的通信信息，根据映射关系解调通信信息，以此实现通信信息的传输；
(4)多天线通信多用户场景下
假定有Q个用户，多用户接收端配置的每个匹配滤波器组所包含的滤波器个数是单用户的Q倍；在多天线通信中，若单用户场景下每个匹配滤波器组的匹配滤波器个数为P，则多用户场景下，每个匹配滤波器组包含的匹配滤波器个数为Q·P；所增加的匹配滤波器数用于抑制其他用户的通信信号对本用户的干扰。
CN202010262827.5A 2020-04-07 2020-04-07 一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法 Active CN111585934B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010262827.5A CN111585934B (zh) 2020-04-07 2020-04-07 一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010262827.5A CN111585934B (zh) 2020-04-07 2020-04-07 一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111585934A CN111585934A (zh) 2020-08-25
CN111585934B true CN111585934B (zh) 2021-11-26

Family

ID=72114852

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010262827.5A Active CN111585934B (zh) 2020-04-07 2020-04-07 一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN111585934B (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113655475B (zh) * 2021-08-16 2023-06-20 电子科技大学 一种基于波形选择的雷达通信一体化方法
CN114024571B (zh) * 2021-10-26 2022-11-15 武汉雷可达科技有限公司 一种基于双频脉冲压缩的弹载无线通信方法
CN118133663A (zh) * 2024-02-29 2024-06-04 南京航空航天大学 一种去调频MIMO雷达的I-OFDM chirp正交波形设计方法、装置及介质

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109510653A (zh) * 2018-12-30 2019-03-22 中国人民解放军陆军工程大学 一种在正交频分复用中使用二维预编码的阵分多址方法
CN110596533A (zh) * 2019-09-12 2019-12-20 山东大学 一种配电网单相接地故障区段定位方法及系统

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9568591B2 (en) * 2014-11-10 2017-02-14 Peter Dan Morley Method for search radar processing using random matrix theory
US9992048B2 (en) * 2015-04-02 2018-06-05 The Board Of Trustees Of The University Of Alabama Systems and methods for detecting unused communication spectrum
CN108462669B (zh) * 2018-03-26 2021-07-27 西安电子科技大学 一种基于小波变换的ofdm系统papr抑制方法

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109510653A (zh) * 2018-12-30 2019-03-22 中国人民解放军陆军工程大学 一种在正交频分复用中使用二维预编码的阵分多址方法
CN110596533A (zh) * 2019-09-12 2019-12-20 山东大学 一种配电网单相接地故障区段定位方法及系统

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
"MIMO SAR OFDM Chirp Waveform Diversity Design With Random Matrix Modulation";Wen-Qin Wang;《 IEEE Transactions on Geoscience and Remote Sensing 》;20140821;全文 *
"基于多维分集的MIMO-SAR波形设计";刘尚文;《中国博士学位论文全文数据库（电子期刊）信息科技辑》;20190930;全文 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN111585934A (zh) 2020-08-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN111585934B (zh) 一种利用随机矩阵调制雷达成像波形实现共享通信的方法
CN108768446B (zh) 低截获雷达通信一体化系统的信号波形设计方法
Baxter et al. Dual-function MIMO radar-communications via frequency-hopping code selection
CN113924769B (zh) 用于高分辨率雷达的子带和多带编码ofdm
CN106772350A (zh) 基于线性调频信号实现雷达探测与通信传输的方法
CN106353749B (zh) 一种超分辨tdcsrad通信一体化设计方法
US20040005016A1 (en) High bit rate ultra-wideband OFDM
CN107086975A (zh) 一种实现ofdm雷达通信信号一体化的方法
CN107302516B (zh) 基于mimo-ofdm的改进tr的papr抑制方法
CN103368889A (zh) 滤波器组多载波信号发射及信道估计的方法和装置
CN109991577A (zh) 基于fda-ofdm的低截获发射信号设计方法
CN107728110B (zh) 一种基于lfm信号相位调制的共享信号设计方法
CN104580052A (zh) 一种新的多载波直扩信号在雷达通信一体化中的应用
CN113612716B (zh) 基于恒定包络正交频分复用的多用户通信雷达一体化系统
US8928524B1 (en) Method and system for enhancing data rates
CN109587090A (zh) 三路载波索引差分混沌移位键控调制解调器及方法
CN115685115A (zh) 基于叠加式通信感知一体化波形的目标融合感知方法
Garmatyuk et al. Randomized OFDM waveforms for simultaneous radar operation and asynchronous covert communications
Huang et al. FDA-OFDM for integrated navigation, sensing, and communication systems
Bhattacharjee et al. Evaluation of orthogonal chirp division multiplexing for automotive integrated sensing and communications
CN112737998B (zh) 一种基于ocdm的雷达通信一体化信号设计方法
CN115128550B (zh) 一种新型调频连续波联合雷达通信方法
CN109361426B (zh) 基于最佳跳频码的分布式mimo-sar信号设计方法
Mietzner DFT-spread OFDM MIMO-radar–an alternative for reduced crest factors
Ryabova et al. Processing Multicarrier Phase Coded Signals with OFDM on the USRP Platform for NVIS Sounding of HF Radio Channels

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant