CN111556382B - 提供用于快速判定电平采集的动态时间常数的电路和方法 - Google Patents

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Abstract

电路控制动态时间常数以从接收的光学数据信号中消除DC偏移。所述电路具有第一电容器，所述电容器耦合在第一端子和第二端子之间；第一电阻网络耦合在第二端子和基准电压之间。控制电路具有耦合到所述第一电阻电路的控制输入的第一输出。控制电路单调增加第一电阻网络的有效电阻以增加动态时间常数。第一电阻网络具有电阻器以及晶体管，所述电阻器耦合到第二端子，所述晶体管具有耦合到电阻器的第一导电端子、耦合到参考电压的第二导电端子和耦合到控制电路的第一输出的控制端子。第一电容器具有可变电容。动态时间常数的单调增加可以是线性的也可以是非线性的。

Description

提供用于快速判定电平采集的动态时间常数的电路和方法
技术领域
本发明通常涉及无源光网络，更具体地，涉及具有动态时间常数的电平采集电路。
背景技术
千兆无源光网络(GPON)通过光缆在互联网服务供应商(ISP)和终端用户之间提供高速数据通信。GPON使用点对多点的体系结构((1:32)或(1:64))和光纤分配器从单个光源为多个端点提供服务。例如，GPON包括位于ISP中心局或交换中心的光线路终端(OLT)和位于终端用户附近的多个光网络单元(ONU)或光网络终端(ONT)。每个ONU服务单个的终端用户。与其他网络相比，GPON减少了光纤和中心局设备的数量，因为使用无动力光纤分配器能够使单个光纤服务于多个端点。
GPON是共享网络，其中OLT将数据包流作为所有ONU都可以看到的下行业务进行发送。OLT发射器和ONU接收器以连续模式(CM)工作。每个ONU读取对应于特定ONU地址的数据包的内容。加密防止窃听下行业务。然而，在上行信道中，ONU通常不能以CM模式发送光学数据信号，因为ONU多于OLT，并且光学数据信号的接收定时是可变的。相反地，使用多址协议(如时分多址(TDMA))对信号进行组合。因此，给定的ONU在指定的时隙中使用突发模式(BM)传输发送光分组。所有的ONU使用与OLT相同的时钟频率，因为它们使用时钟和数据恢复(CDR)电路从下游信道提取频率。
由于到OLT的距离和延迟，许多ONU是地理分散的，并且至少部分地异相地工作。来自不同ONU的光学信号也经历了不同的衰减。因此，OLT从不同的ONU接收BM光分组，这些ONU是异步的、异相的并且具有不同幅度。OLT必须补偿由光学信号的相位和振幅变化引起的信号衰减(例如DC偏移)。
附图说明
图1示出了具有OLT、分光器和多个ONU的千兆无源光网络；
图2示出了GPON的OLT的进一步细节；
图3示出了接收数据信号和控制信号的时序图；
图4示出了关于零参考信号对称的BM-TIA的差分输出信号；
图5示出了OLT中的电平采集电路的进一步细节；
图6示出了图5的电平采集电路中的开关电阻网络的进一步细节；
图7a-7c示出了图6中开关电阻网络的线性和非线性控制；
图8示出了电平采集电路中的开关电阻网络的另一实施例；
图9a-9c示出了图8中开关电阻网络的线性和非线性控制；
图10示出了电平采集电路的另一实施例；以及
图11示出了图10的电平采集电路中的RDAC的进一步细节。
具体实施方式
在下面的描述中，在一个或多个实施例中参照附图来描述本发明，其中相同编号表示相同或相似的元件。虽然根据实现本发明的目的的最佳模式来描述本发明，但是本领域技术人员将理解，该描述旨在涵盖替代、修改和等同物、其包括在所附权利要求和权利要求的等同物所限定的本发明的精神和范围内，权利要求和权利要求的等同物由以下公开和附图支持。
图1示出了通过光缆在ISP和终端用户之间提供高速数据通信的GPON 100。GPON100包括位于ISP家庭办公室或交换中心内的OLT 102。OLT 102与因特网连接。OLT 102通过光缆104耦合到分光器106，分光器106通过光缆108向位于终端用户附近的ONU 110、112和114提供多条光学信号路径。在一个实施例中，分光器106连接多达32或64个ONU，并将光缆和信号带给终端用户。
GPON 100是共享网络，其中OLT 102通过光缆104和108将数据包流作为下行业务发送给ONU 110-114。ONU 110-114分别读取对应于特定ONU地址的数据包的内容。加密防止窃听下行业务。在上行信道中，ONU使用多址协议(诸如TDMA)来发送光学数据信号。给定的ONU在指定的时隙中使用BM传输发送光分组。所有的ONU使用与OLT相同的时钟频率，因为它们使用CDR电路从下游信道提取频率。
本发明还适用于千兆以太网无源光网络(GEPON)、EPON、10G-EPON、XGPON、XGSPON、25G-EPON、50G-EPON和其他用于发送数据包的突发PON应用。
图2示出OLT 102的接收器部分的进一步细节，即，从ONU 110-114突发地接收上行光学数据信号。雪崩光电二极管(APD)120检测来自ONU 110-114的上行光学数据信号。APD120的阴极耦合到正电源导体122，阳极耦合到突发模式(BM)跨阻放大器(TIA)124的输入。APD 120将光学数据信号转换为电流IAPD。BM TIA 124将IAPD转换为代表所接收的光学数据信号的电压，电阻器126设置BM TIA 124的增益。BM TIA 124的差分输出耦合到电平采集电路128的差分输入。电平采集电路128的差分输出耦合到BM限制放大器(LIA)130的差分输入，BM LIA 130的差分输出耦合到BM CDR 132的差分输入。GPON介质访问控制(MAC)136控制下行数据和上行数据之间的通信。GPON MAC 136在每次突发周期生成RESET以重置电平采集电路128和BM LIA 130。
由图3中OLT 102的APD 120接收上行数据信号140。时间t0标志着前一突发周期141的结束。保护间隔142确保ONU 110-114不会彼此干扰或因其他方式导致重叠传输。在保护间隔142期间，GPON MAC 136生成RESET以准备处理下一个数据突发。输入的数据突发具有未知的幅度，该幅度必须加以适应或补偿。BM LIA 130保持来自上一个突发的信号检测SD的有效(assert)。通过来自MAC 136的RESET而重置或者清除信号检测SD。在保护时间间隔142期间或前导码144期间，RESET可能从MAC 136产生。前导码144在时刻t1以一个光电平序列开始，接着是零光电平。信号检测SD在前导码144期间的某个点有效，并保持有效直到被另一个RESET清除为止。BM TIA 124和BM LIA 130使用前导码144的时间段来补偿数据信号140的幅度变化并补偿BM 132，以与发送的ONU进行相位对准。下一数据有效载荷146在时刻t2开始。保护时间142和前导码144表示通信协议的开销，并且持续时间应该短(例如25.7纳秒(ns)的保护时间和35.4ns的前导码，速率为1.244gbps)。
BM TIA 124处理数据有效载荷146中的范围宽泛的幅度变化(即，数据信号的幅度可以是高或低)。在理想情况下，BM TIA 124的差分输出信号是关于参考信号(例如0.0vdc)对称的(参见图4)。当差分信号围绕不同的电压波动时，理想零电平的电压差就是DC偏移。差分信号相对于参考信号(0.0VDC)不应有DC偏移。然而，来自ONU 110的光学信号可以比来自ONU 112或114的光学信号衰减更多或更少。因此，来自ONU 110的光学信号的幅度可以大于或小于来自ONU 112或114的光学信号。应注意的是，数据突发141具有相比数据有效载荷146更大的幅度。由于这样的系统变化(例如，光学信号幅度从一个突发到另一个突发的变化，以及从ONU 110-114到OLT 102的延迟的变化)，BM TIA 124的差分输出信号可以相对于随输入光学信号的幅度变化的参考信号(0.0VDC)具有非零DC偏移。电平采集电路128在每次突发周期产生动态时间常数，以消除或补偿来自BM TIA 124的差分信号的DC偏移。在目前的设计标准下，消除DC偏移的时间很短。
图5示出了电平采集电路128的进一步细节。来自BM TIA 124的差分信号应用于电平采集电路128的端子150和152。电容器154耦合在端子150和节点156之间，电容器158耦合在端子152和节点160之间。开关电阻网络162耦合在节点156和端子164之间。端子164接收与BM LIA 130的共模输入相对应的基准电压VCM。电容器154和开关电阻网络162的组合产生了用于差分信号的第一可变时间常数。开关电阻网络166耦合在节点160和端子164之间。电容器158和开关电阻网络166的组合产生用于差分信号的第二可变时间常数。端子170和172耦合到BM LIA 130。电容器154和158耦合在端子150-152和端子170-172之间的信号路径中，并且在给定适当的动态时间常数的情况下，将阻塞数据信号140的DC分量(消除DC偏移)。在差分模式下，电容器154和158之间的电压差是将在动态时间常数期间被消除的DC偏移量。
电容器154充电的时间常数T1等于C154(电容器154的电容)*R162(开关电阻网络162的总有效电阻)。电容器158充电的时间常数T2等于C158(电容器158的电容)*R166(开关电阻网络166的总有效电阻)。为了消除或补偿来自差分信号的DC偏移，在偏移的采集期间动态地改变时间常数T1和T2。
动态时间常数T1和T2涉及设置或配置开关电阻网络162和166，每一个开关电阻网络都具有电阻最小值以补偿较大比例的DC偏移。动态时间常数T1和T2是最小值。DC偏移迅速减小(最大下降率)。然后将开关电阻网络162和166设置为小于R162和R166的最大可选择值的较大值。动态时间常数T1和T2随着DC偏移速率的减小开始变慢而逐渐增大，以消除模式依赖性。然后，将开关电阻网络162和166设置为较大值，动态时间常数T1和T2变得更大并且DC偏移减小。随着DC偏移量相应减小，单调增加R162和R166以及相应增加动态时间常数T1和T2的过程继续进行。在最后一步中，将开关电阻网络162和166设置为最大电阻，使动态时间常数T1和T2变为最大值，以消除剩余的DC偏移量。动态时间常数T1和T2有效地以受控方式和在短时间内(例如，GPON小于25.7ns)消除来自差分信号140的DC偏移。
图6示出了开关电阻网络162的进一步细节。电阻器180耦合在节点156和晶体管182的漏极之间。晶体管182的栅极耦合到控制电路184的输出183，并且晶体管182的源极耦合到端子164。电阻器186耦合在节点156和晶体管188的漏极之间。晶体管188的栅极耦合到控制电路184的输出189，并且晶体管188的源极耦合到端子164。电阻器190耦合在节点156和晶体管192的漏极之间。晶体管192的栅极耦合到控制电路184的输出194，并且晶体管192的源极耦合到端子164。
在图6中，R162是具有各自导电晶体管的电阻器180、186和190的并联组合。电阻器180是最小值，电阻器186是中档值，电阻器190是最大值。对于R162的最小值，输出183、189和194高，晶体管182、188和192可导电，并且1/R162＝1/R180+1/R186+1/R190(R180、R186、R190的并联组合)。对于R162的中档值，输出183低，输出189和194高，晶体管182不导电，晶体管188和192导电，并且1/R162＝1/R186+1/R190。对于R162最大值，输出183和189低，输出194高，晶体管182和188不导电，晶体管192导电，R162＝R190。如上所述，可以连接和控制附加电阻和晶体管的组合，以获得开关电阻的更多的电平。开关电阻网络166遵循类似的结构和操作。
图7a示出了将电阻R162以线性方式从最小值单调增加到最大值的开关电阻网络162的电阻图202。图7b示出了将电阻R162以一种非线性方式从最小值单调增加到最大值的开关电阻网络162的电阻图202。图7c示出了将电阻R162以另一种非线性方式从最小值单调增加到最大值的开关电阻网络162的电阻图204。该过程可以逆向进行，因为开关电阻网络162可以将R162从最大值单调地减小到最小值。在一个实施例中，可以通过开关电阻的5-10个电平在5欧姆到20k欧姆之间选择开关电阻网络162。电容器154的值为30-80微微法拉(pF)。或者，可以通过开关电阻的5个或更多电平在5欧姆到800k欧姆之间选择开关电阻网络162。电容器154的值为10-20pF。开关电阻网络166遵循类似的结构和操作。单调增加的R162和R166，与电容器154和158结合，产生了动态时间常数T1和T2，以在短时间(例如，小于25.7ns)内以受控方式有效地从差分信号140消除DC偏移。
图8示出了具有可变电容器210和212以及晶体管214和216的导电状态下的可变漏源电阻(RDSON)的电平采集电路128的另一实施例。可变电容器210和212可以实施为变容二极管。来自BM TIA 124的差分信号应用于电平采集电路128的端子220和222。可变电容器210耦合在端子220和节点226之间，可变电容器212耦合在端子222和节点228之间。晶体管214的漏极耦合到节点226，并且晶体管214的源极耦合到端子230。端子230接收与BM LIA130的共模输入相等的基准电压VCM。晶体管216的漏极耦合到节点228，并且晶体管216的源极耦合到端子230。控制电路232向晶体管214的栅极提供输出234，并向晶体管216的栅极提供输出236。可变电容器210和晶体管214的组合产生用于差分信号的第一可变时间常数。可变电容器212和晶体管216的组合产生用于差分信号的第二可变时间常数。端子240和242耦合到BM LIA 130。电容器210和212耦合在端子220-222和240-242之间的信号路径中，并且在给定适当的动态时间常数的情况下，将阻隔数据信号140的DC分量(消除DC偏移)。在差分模式下，电容器210和212之间的电压差是将在动态时间常数期间被消除的DC偏移量。
电容器210充电的时间常数T1等于C210(电容器210的可变电容)*R214(晶体管214的RDSON)。电容器212充电的时间常数T2等于C212(电容器212的可变电容)*R216(晶体管216的RDSON)。为了消除或补偿来自差分信号的DC偏移，在偏移的采集期间动态地改变时间常数T1和T2。在这种情况下，C210、C212、R214和R216的值都是可变的。
动态时间常数涉及设置可变电容210和212，以及将晶体管214和216的RDSON设置为电阻的最小值以补偿较大比例的DC偏移。晶体管RDSON的值是来自控制电路232的输出234和236的栅极电压的函数。动态时间常数T1和T2是最小值。DC偏移迅速减小(最大下降率)。通过改变来自输出234和236的栅极电压而将晶体管214和216的RDSON设置为小于R214和R216的最大可选择值的较大值。动态时间常数T1和T2随着DC偏移速率的减小开始变慢而逐渐增大，以消除模式依赖性。将晶体管214和216的RDSON设置为较大值，使动态时间常数T1和T2变得更大并且DC偏移减小。随着DC偏移量相应减小，单调增加R214和R216以及相应增加动态时间常数T1和T2的过程继续进行。在最后一步中，将晶体管214和216的RDSON设置为最大电阻，使动态时间常数T1和T2变为最大值以消除剩余的DC偏移量。动态时间常数T1和T2有效地消除了来自差分信号140的DC偏移。
图9a示出了将电阻R214以线性方式从最小值单调增加到最大值的晶体管214的栅极电压的电压图250。图9b示出了将电阻R214以一种非线性方式从最小值单调增加到最大值的晶体管214的栅极电压的电压图252。图9c示出了将电阻R214以另一种非线性方式从最小值单调增加到最大值的晶体管214的栅极电压的电压图254。
图10示出了电平采集电路128的另一实施例。来自BM TIA 124的差分信号应用于电平采集电路128的端子260和262。电容器264耦合在端子260和节点266之间，电容器268耦合在端子262和节点270之间。电阻数模转换器(RDAC)272耦合在节点266和端子274之间。端子274接收与BM LIA 130的共模输入相等的基准电压VCM。电容器264和RDAC 272的组合产生了用于差分信号的第一可变时间常数。RDAC 276耦合在节点270和端子274之间。电容器268和RDAC 276的组合产生了用于差分信号的第二可变时间常数。端子280和282耦合到BMLIA 130。电容器264和268耦合在端子260-262和端子280-282之间的信号路径中，并且在给定适当的动态时间常数的情况下，将阻塞数据信号140的DC分量(消除DC偏移)。
电容器264充电的时间常数T1等于C264(电容器264的电容)*R272(RDAC 272的总有效电阻)。电容器268充电的时间常数T2等于C268(电容器268的电容)*R276(RDAC 276的总有效电阻)。为了消除或补偿来自差分信号的DC偏移，在偏移的采集期间动态地改变时间常数T1和T2。
动态时间常数T1和T2涉及将RDAC 272和276设置或配置为电阻最小值以补偿较大比例的DC偏移。动态时间常数T1和T2是最小值。DC偏移迅速减小(最大下降率)。然后将RDAC272和276设置为小于R272和R276的最大可选择值的较大值。动态时间常数T1和T2随着DC偏移速率的减小开始变慢而逐渐增大，以消除模式依赖性。然后将RDSON 272和276设置为较大值，使动态时间常数T1和T2变得更大并且DC偏移减小。随着DC偏移量相应减小，单调增加R272和R276以及相应增加动态时间常数T1和T2的过程继续进行。在最后一步中，将RDSON 272和276设置为最大电阻，使动态时间常数T1和T2变为最大值以消除剩余的DC偏移量。动态时间常数T1和T2有效地消除了来自差分信号140的DC偏移。
图11示出了RDAC 272的进一步细节。电阻器290耦合在节点266和晶体管292的漏极之间。电阻器294耦合在节点266和晶体管296的漏极之间。电阻器298耦合在节点266和晶体管300的漏极之间。电阻器302耦合在节点266和晶体管304的漏极之间。晶体管292的栅极耦合到控制电路310的输出312，并且晶体管292的源极耦合到端子274。晶体管296的栅极耦合到控制电路310的输出314，并且晶体管296的源极耦合到端子274。晶体管300的栅极耦合到控制电路310的输出316，并且晶体管300的源极耦合到端子274。晶体管304的栅极耦合到控制电路310的输出318，并且晶体管304的源极耦合到端子274。可以在节点266和端子274之间连接电阻和晶体管的附加组合以提高RDAC 272的分辨率。
在图11中，R272是具有各自导电晶体管的电阻器290、294、298和302的并联组合。电阻器的值290最大，电阻器294小于电阻器290，电阻器298小于电阻器294，电阻器302的值最小。在一个实施例中，电阻器290的值为R/20，电阻器294的值为R/21，电阻器298的值为R/2N -1，电阻器302的值为R/2N，其中N是网络中的电阻器的数量。输出312-318由RDAC 272的位0、位1、位N-1和位N控制。如上所述，可以连接和控制附加电阻和晶体管的组合，以获得开关电阻的更多电平。RDAC 276遵循类似的结构和操作。
综上所述，电平采集电路128通过改变RC电路的动态时间常数，在前导码144期间从BM TIA 124的差分信号140取消或消除较大DC偏移，即使是从提高OLT 102的吞吐量和效率的突发开始也不会增加抖动方面的任何损失。在前导码较长的情况下，可以调谐动态时间常数以优化电容器上的剩余电压纹波和由此产生的抖动。
虽然已经详细说明了本发明的一个或多个实施例，但是本领域技术人员将理解，可以在不脱离以下权利要求中所述的本发明的范围的情况下对这些实施例进行修改和改编。

Claims (6)

1.用于控制电路时间常数以实现消除由接收到的数据信号转换的差分信号的直流DC偏移的电路，包括：
第一可变电容器，所述第一可变电容器耦合在电路的第一输入端子和电路的第二输出端子之间；
第二可变电容器，所述第二可变电容器耦合在电路的第三输入端子和电路的第四输出端子之间；
第一晶体管，所述第一晶体管包括耦合到电路的第二输出端子的漏极和耦合用于接收与突发模式限制放大器的共模输入相等的基准电压的源极；
第二晶体管，所述第二晶体管包括耦合到电路的第四输出端子的漏极和耦合用于接收与突发模式限制放大器的共模输入相等的基准电压的源极；以及
控制电路，所述控制电路包括耦合到所述第一晶体管的栅极的第一输出，以及包括耦合到所述第二晶体管的栅极的第二输出，
其中，第一可变电容器和第一晶体管组合产生用于差分信号的第一可变时间常数，第二可变电容器和第二晶体管组合产生用于差分信号的第二可变时间常数，并且将第一晶体管和第二晶体管的可变漏源电阻设置为最大电阻，使第一可变时间常数和第二可变时间常数变为最大值，以及
其中，所述控制电路的输出信号使第一晶体管的漏极和第一晶体管的源极之间的电阻单调增加，以及所述控制电路的输出信号使第二晶体管的漏极和第二晶体管的源极之间的电阻单调增加，从而增加第一可变时间常数和第二可变时间常数并实现消除差分信号的直流DC偏移。
2.根据权利要求1所述的电路，其中所述电路时间常数的单调增加是线性的。
3.根据权利要求1所述的电路，其中所述电路时间常数的单调增加是非线性的。
4.制作用于控制在光学数据信号中的电路时间常数的电路的方法，包括：
提供第一可变电容器，所述第一可变电容器耦合在电路的第一输入端子和电路的第二输出端子之间；
提供第二可变电容器，所述第二可变电容器耦合在电路的第三输入端子和电路的第四输出端子之间；
提供第一晶体管，所述第一晶体管包括耦合到电路的第二输出端子的漏极和耦合用于接收与突发模式限制放大器的共模输入相等的基准电压的源极；
提供第二晶体管，所述第二晶体管包括耦合到电路的第四输出端子的漏极和耦合用于接收与突发模式限制放大器的共模输入相等的基准电压的源极；以及
提供控制电路，所述控制电路包括耦合到所述第一晶体管的栅极的第一输出，所述控制电路包括耦合到所述第二晶体管的栅极的第二输出，
其中，第一可变电容器和第一晶体管组合产生用于差分信号的第一可变时间常数，第二可变电容器和第二晶体管组合产生用于差分信号的第二可变时间常数，并且将第一晶体管和第二晶体管的可变漏源电阻设置为最大电阻，使第一可变时间常数和第二可变时间常数变为最大值，以及
其中，所述控制电路的输出信号使第一晶体管的漏极和第一晶体管的源极之间的电阻单调增加，以及所述控制电路的输出信号使第二晶体管的漏极和第二晶体管的源极之间的电阻单调增加，从而增加第一可变时间常数和第二可变时间常数并实现消除差分信号的直流偏移。
5.根据权利要求4所述的方法，其中所述电路时间常数的单调增加是非线性的。
6.根据权利要求4所述的方法，其中所述电路时间常数的单调增加是线性的。
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