JP2010199697A - バースト受信機およびバースト受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＯＮシステムのＯＬＴのバースト受信機において、ノイズを受信した場合に発生する不必要な利得切替を防止し、光バースト信号を正しく受信することを目的とする。
【解決手段】ＰＯＮシステムのバースト受信機において、光電変換された電流を所定の利得で増幅し電圧信号として出力するトランスインピーダンスアンプ１２０と、トランスインピーダンスアンプ１２０の出力信号からプリンブル信号を所定のマスク時間の間抽出して出力するプリアンブルマスク制御部１６０と、プリアンブルマスク制御部１６０の出力信号からビット量を計測して所定の値と比較して出力するビット量計測部１７０と、ビット量計測部１７０の出力信号とトランスインピーダンスアンプ１２０の出力電圧とに基づきトランスインピーダンスアンプ１２０の利得を切り替えるか否かを決定するＴＩＡ制御部１８０とを有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、光受信回路において、受光素子が光電気変換した電流信号を受信し電圧信号に変換増幅するトランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）に関し、特にバースト信号間のノイズやサージによる誤動作を防ぐことができるバースト受信機およびバースト受信方法に適用して有効な技術に関する。

例えば、受動型光ネットワーク（ＰＯＮ：Ｐａｓｓｉｖｅ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｎｅｔｗｏｒｋ）システムは、光ファイバアクセス技術である。低コストで高速な通信速度を提供できる高速広帯域アクセス技術である。通常、ＰＯＮシステムは、光伝送路終端装置（ＯＬＴ：Ｏｐｔｉｃａｌ Ｌｉｎｅ Ｔｅｒｍｉｎａｌ）、光回線終端装置（ＯＮＵ：Ｏｐｔｉｃａｌ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｕｎｉｔ）および光分配ネットワーク（ＯＤＮ：Ｏｐｔｉｃａｌ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ Ｎｅｔｗｏｒｋ）を含み、エンドユーザにブロードバンドアクセス方法を提供しており、現在のその他のブロードバンドアクセス技術に比べ、多くの利点がある。最も顕著な利点は、ＰＯＮシステム、例えば、ＧＥ−ＰＯＮシステムがエンドユーザにギガビットレベルのアクセス速度を提供することが可能であり、エンドユーザのブロードバンドネットワーク応用によりよく対応できる点にある。なお、送信タイミングを調整する方法として、動的帯域割当制御方式（ＤＢＡ：Ｄｙｎａｍｉｃ Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ Ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ）が知られており、全ＯＮＵからの送信要求に基づき、各々のＯＮＵの上りの許可帯域と各々のＯＮＵからの送信タイミングを決定する。

ＯＬＴから各々のＯＮＵへの下り方向の信号は宛先ＯＮＵを指定して光ブロードキャスト方式で送信され、ＯＮＵが自身宛の信号を選択して受信する。逆に各々のＯＮＵからＯＬＴへの上り方向の信号は、信号の衝突を防ぐため、ＯＬＴから送信許可されたＯＮＵが時分割多元接続方式（ＴＤＭＡ方式：Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）で送信タイミングを調整してバースト信号を送信する。ＯＬＴは異なるレベルの光信号を受信しなければならないため、光ダイナミックレンジを達成するバースト受信機を有することが必要となる。

広いダイナミックレンジのバースト受信の実現方法としては、バースト信号の光レベルに応じて利得の切替を行うトランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）を用いる方法が広く用いられている。

ところで、トランスインピーダンスアンプは、受信した光信号を受光素子により光電気変換した入力電流を、帰還抵抗値に比例するトランスインピーダンスアンプの利得によって、出力電圧に変化する回路である。出力電圧は、トランスインピーダンスアンプの後段の回路に適した値に調整される。一般に、入力電流が小さい場合、トランスインピーダンスアンプの帰還抵抗を大きく設定することで、利得は大きくなる。また、入力電流が大きい場合、トランスインピーダンスアンプの帰還抵抗を小さくすることで、利得は小さくなる。通常のトランスインピーダンスアンプの帰還抵抗は、導入時に調整して設定しておくものである。しかし、ＰＯＮシステムにおいては、各々のＯＮＵからの光強度信号が異なるため、ＯＬＴの受光感度のダイナミックレンジを広くとることが要求される。光強度の弱い信号でも高感度で受信できるが、トランスインピーダンスアンプの帰還抵抗を一度設定すると、バースト受信機の受光感度の範囲が決定される。高速な光信号を受信する際、受光感度の範囲が狭くなることが知られており、高速なＰＯＮシステムにおいて、光強度の強い信号と弱い信号を同時に受信できないという問題があった。以下具体的に説明する。

通常のトランスインピーダンスアンプは、入力電流に対して利得が大きくなると出力電圧の振幅が飽和してしまい波形歪みが生じる。したがって、広ダイナミックレンジ特性を達成させるためには、ＴＩＡ利得を調整することで、出力電圧の波形歪みが発生しないようにする必要がある。実際、入力電流に応じて、出力電圧の波形歪みが発生しないように、複数段の帰還抵抗を設け、入力電流に応じて帰還抵抗を選択する。以下具体的に説明する。

図１０は従来技術においてのＰＯＮシステムの構成ブロック図である。ＯＬＴ１０と複数のＯＮＵ２０（２０ａ、２０ｂ、２０ｃ）が光分岐装置３１を介して光ファイバ３０で接続されている。通常、ＯＬＴはキャリアの局舎に設置され、ＯＮＵは家庭に設置される。ＰＯＮシステムの動作を簡単に説明する。上位のネットワークからＯＬＴ１０に入ってくる、下りＭＡＣフレームは、ＯＬＴ１０において、ＰＯＮフレームに変換され、光信号は光ファイバ３０を介してＯＮＵ２０に一斉に送信される。この光信号は、光分岐装置３１で分岐され、ＯＮＵ２０に送信されるが、送信先アドレスの合致したＯＮＵがその光信号を取り込み、ＰＯＮフレームを処理して復号する。

一方、ＯＮＵ２０から送信される上りパケットは、光分岐装置３１を経由してＯＬＴ１０に送信される。ＯＬＴ１０では、ＡＰＤ素子１１０で受信した上り光信号は電流信号に変換され、帰還抵抗１２１により適切な利得に調整されたトランスインピーダンスアンプ１２０を通して電圧信号に変換され、ポストアンプ１３０に入力される。入力された信号は、フレーム処理部１５０でＰＯＮフレームからＭＡＣフレームに復号され、上位ネットワークへ出力される。また、ＯＬＴ１０には、ＡＰＤ素子１１０に逆バイアス電圧を印加する電圧可変型直流電流源の逆バイアス電圧制御部１１１が設けられている。通常導入時に、逆バイアス電圧を印加することで、良好な受信感度に設定する。

ＯＮＵ２０から送信される上りパケットは、互いに時間的に競合しないようにする必要がある。そのため、ＯＬＴ１０は、動的帯域割当制御方式（ＤＢＡ）によって、上り送信タイミングを決定する。送信タイミングを決定されたＯＮＵ２０は、その割り当てられた時間に上りパケットを送出する。したがって、ＯＮＵ２０間の上りパケットの衝突は回避される。なお、ＯＬＴ１０とＯＮＵ２０は時間を共有する必要があるが、時刻情報を下りパケットの中に含ませることによって行うことができる。

ＯＬＴ１０がＯＮＵ２０から送信された光信号を受信する場合、各々のＯＮＵ２０毎に、ＯＬＴ１０との間に介在する光分岐装置の数、光ファイバの距離が異なるため受信信号の光強度が異なる。つまり、光分岐装置の損失、光ファイバの距離に依存した損失により受信信号の光強度が異なる。

次に、図１１を参照して、従来のＴＩＡ利得の設定方法を説明する。図１１（ａ）は、ＯＮＵからの上りバースト信号の光強度の違いを説明するための図であり、縦軸に光強度、横軸に時間をとっている。ＯＮＵ２０ａからの光バースト信号８０１、ＯＮＵ２０ｂからの光バースト信号８０２、ＯＮＵ２０ｃからの光バースト信号８０３を受信しており、受信光強度が様々に異なっている。なお、各光バースト信号の周期は、１０Ｇｂ／ｓの場合、１００ピコ秒程度となっている。

図１１（ｂ）と図１１（ｃ）は、トランスインピーダンスアンプの利得とトランスインピーダンスアンプの出力電圧を示しており、横軸に時間をとっている。図１１（ｂ）に示すように、ＰＯＮシステムでは、トランスインピーダンスアンプの帰還抵抗が抵抗値Ｒａに固定され利得８１１が時間的に一定に設定されている。このとき、図１１（ｃ）に示すように、トランスインピーダンスアンプの出力電圧８２１と８２２は、ポストアンプ１３０以降の回路が正常に動作する電流範囲を満たしている。しかし、トランスインピーダンスアンプの出力電圧８２３は、正常に動作する電流範囲に収まっていない。即ち、ＯＬＴ１０は、光強度の強い信号（出力電圧８２１と８２２）を受信可能であるが、光強度の弱い信号（出力電圧８２３）を受信できないことになる。

図１２はＴＩＡ抵抗に対する受光感度のダイナミックレンジの一例を示している。ＰＯＮシステムおいては、伝送距離や分岐数の違いを吸収するために、受光感度の広いダイナミックレンジが要求されている。たとえば、ＩＥＥＥ８０２．３規格では２０ｄＢ程度である。しかし、高速な光信号を受信する場合には、例えば１０Ｇｂ／ｓのような高速伝送時には、トランスインピーダンスアンプの正常動作範囲は、２０ｄＢよりも小さい。

図１２に示したように、トランスインピーダンスアンプの帰還抵抗を大きく設定すると、利得は大きくなる。逆にトランスインピーダンスアンプの帰還抵抗を小さく設定すると、利得は小さくなる。トランスインピーダンスアンプの帰還抵抗（抵抗値Ｒａ）を、光強度の強い信号に対して設定してしまうと、光強度の弱い光信号を受信できない。また、帰還抵抗（抵抗値Ｒｂ）を、光強度の弱い信号に対して設定してしまうと、光強度の強い光信号は、飽和してしまい、波形に歪みが生じてしまうという問題があった。

上述したように、現在ＰＯＮの高速化技術の進展は速いものの、トランスインピーダンスアンプのダイナミックレンジが小さいため、ＰＯＮシステムの要求条件を満たすような、光強度の異なる信号を同時受信することができない。このような問題に対する対応策として、ＯＮＵから送信された光信号を受信する際に、受信光レベルに応じて、各々のＯＮＵに対応した帰還抵抗を設定する技術が開示されている。特許文献１では、出力電圧の瞬時値を閾値電圧と比較し、その結果に応じて利得切替判断回路を制御するトランスインピーダンスアンプについて開示されている。この方法によれば、利得切替判断回路にヒステリシス特性をもたせることにより、第１のヒステリシス特性によって比較判定した結果に基づき利得の切替動作を行った後、第１のヒステリシス特性よりも低い電圧検出レベルの第２のヒステリシス特性によって比較判定した結果に基づき利得切替動作を停止し、利得を固定する構成が示されている。図１０に示すように、出力電圧１２０ａに基づき、利得切替判断回路１００は切替信号１２１ａを出力し、帰還抵抗１２１を決定することで、トランスインピーダンスアンプの利得を設定している。

特開２００６−３１１０３３号公報

しかし、上述した従来技術においては、ＰＯＮシステムでは、さまざまな要因によりノイズが発生する。例えば、ＯＬＴ内のリセット信号による影響、他のＯＮＵからの漏れ光、ＯＬＴが送信する下り信号の反射光などが挙げられる。従来技術において、これらのような原因で発生するノイズが利得切替閾値よりも大きいレベルで受信機に入力された場合、利得切替判断回路の動作によって、トランスインピーダンスアンプの利得は小さく設定される。

例えば、図１３に示すように、ガードタイムにノイズが発生した場合を例として説明する。従来方式では、ノイズは切替閾値電圧を超えているため、利得を減少させる。バースト信号のプリアンブル２１０は、切替閾値電圧を超えておらず、本来は利得を減少させてはいけない。バースト信号が、実際は利得を大きくすべき入力レベルの場合、十分にトランスインピーダンスアンプで増幅されず、受信感度が低下してしまう問題が発生する。つまり、例えば、１０Ｇｂ／ｓのような超高速なＰＯＮにおいては、特許文献１のように上り光バースト信号レベルのみを用いてトランスインピーダンスアンプの帰還抵抗を変化させ、トランスインピーダンスアンプの利得を制御すると、ノイズによる影響を受けてしまい、適切な帰還抵抗を設定できない場合がある。言い換えれば、光強度の異なる光信号を受信できない問題点が解決されていない。

そこで、本発明では、ＰＯＮシステムのＯＬＴのバースト受信機において、ノイズを受信した場合に発生する不必要な利得切替を防止し、光バースト信号を正しく受信することを目的とするものである。

本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。

すなわち、代表的なものの概要は、ＰＯＮシステムのバースト受信機において、光電変換された電流を所定の利得で増幅し電圧信号として出力するトランスインピーダンスアンプと、トランスインピーダンスアンプの出力信号からプリンブル信号を所定のマスク時間の間抽出して出力するプリアンブルマスク制御部と、プリアンブルマスク制御部の出力信号からビット量を計測して所定の値と比較して出力するビット量計測部と、ビット量計測部の出力信号とトランスインピーダンスアンプの出力電圧とに基づきトランスインピーダンスアンプの利得を切り替えるか否かを決定する利得切替制御部（ＴＩＡ制御部）とを有することを特徴とする。

本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下のとおりである。

すなわち、代表的なものによって得られる効果は、ＰＯＮシステムのバースト受信機において、ＯＬＴ内のリセット信号による影響、他のＯＮＵからの漏れ光、ＯＬＴが送信する下り信号の反射光などに起因するノイズを受信した場合でも、トランスインピーダンスアンプの利得を適切に調整でき、高速なＰＯＮシステムを実現することが可能である。

本発明の実施の形態１のＰＯＮシステムの構成ブロック図である。 本発明の実施の形態１のＯＬＴのバースト受信機の回路ブロック図である。 本発明の実施の形態１のＰＯＮシステム全体の動作タイミングを説明する図である。 （ａ），（ｂ），（ｃ）は本発明の実施の形態１のＴＩＡ利得の設定方法を説明する図である。 本発明の実施の形態１のＰＯＮシステムのバースト受信方法の動作手順を説明するフロー図である。 本発明の実施の形態２のＯＬＴの回路ブロック図である。 本発明の実施の形態２の逆バイアス電圧を設定する方法を説明する図である。 本発明の実施の形態２のＰＯＮシステムのバースト受信方法の動作手順を説明するフロー図である。 本発明の実施の形態３のビット量計測部の回路ブロック図である。 従来のＰＯＮシステムの構成ブロック図である。 （ａ），（ｂ），（ｃ）は従来のＴＩＡ利得の設定方法を説明する図である。 従来のＴＩＡ抵抗に対する受光感度のダイナミックレンジを説明する図である。 従来のノイズ発生時の切替動作を説明する図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

また、本発明の実施の形態においては、ＰＯＮシステムとして、ＩＥＥＥ規格のＥＰＯＮを使用した場合を一例として説明する。但し、本発明は、必ずしもこのＰＯＮに限定されるものではない。

（実施の形態１）
本発明の実施の形態１のＰＯＮシステムについて、図１〜図５を用いて説明する。

以下、図１を参照して、本実施の形態１のＰＯＮシステムの基本構成について説明する。図１は、本実施の形態１のＰＯＮシステムの構成ブロック図である。

図１に示しているように、ＰＯＮシステム全体は、ＯＬＴ（光伝送路終端装置）１０と、複数のＯＮＵ（光回線終端装置）２０（＃１：２０ａ、＃２：２０ｂ、＃３：２０ｃ）と、それらの間に設置された光ファイバ３０と光分岐装置３１を含む。

まず、ＯＬＴ１０の内部構成は大きくは、上り光信号受信に係る部分、即ち各々のＯＮＵ２０から送信された光信号を受信する部分と、フレームを処理する部分と、ＯＬＴ１０の制御部分からなる。

上り光信号を受信する部分は、ＡＰＤ素子１１０、ＡＰＤ素子１１０に対する逆バイアス電圧制御部１１１、電流信号を電圧信号に変換するためのトランスインピーダンスアンプ１２０、帰還抵抗１２１、ポストアンプ１３０、ＳｅｒＤｅｓ回路１４０、プリアンブルマスク制御部１６０、ビット量計測部１７０、利得切替制御部であるＴＩＡ制御部１８０から構成される。上り光信号を受信する部分は、光信号を電気信号に変換し、フレームを処理する部分へ送信する。

ＡＰＤ素子１１０は、ＯＮＵ２０から受信する光バースト信号を光電流に変換する素子であり、アバランシェフォトダイオードである。トランスインピーダンスアンプ１２０は、受信した光信号を受光素子により光電気変換した入力電流を、帰還抵抗値に比例するトランスインピーダンスアンプの利得によって、出力電圧に変換する回路である。ポストアンプ１３０は、所定の範囲の入力電圧を所定の出力電圧に増幅する回路である。ＳｅｒＤｅｓ回路１４０は、高速信号を低速信号に変換する回路であり、シリアル信号かパラレル信号に変換する回路である。例えば、１０Ｇｂ／ｓの高速信号を１５５Ｍｂ／ｓの信号１６本に変換することができる。トランスインピーダンスアンプ１２０の利得は、帰還抵抗１２１の値によって制御される。切替信号１２１ａを受信すると、帰還抵抗１２１の抵抗値を変化させ、利得を変化させることができる。

フレームを処理する部分は、フレーム処理部１５０から構成される。フレーム処理部１５０は、ＰＯＮフレームを符号復号し、ＭＡＣフレームを処理して、外部のネットワークと接続される。

以上のように構成されるＰＯＮシステムにおいて、各々のＯＮＵ２０からの上り方向の光信号は光ファイバ３０を介してＡＰＤ素子１１０で電流信号に変換され、トランスインピーダンスアンプ１２０を通して電圧信号に変換される。トランスインピーダンスアンプ１２０から出力される電圧信号（出力電圧１２０ａ）はＡＧＣ（自動ゲイン制御）機能を有するポストアンプ１３０で増幅されてＳｅｒＤｅｓ回路１４０でシリアルパラレル変換される。パラレル展開された信号はフレーム処理部１５０で所定の処理が行われ、上位のネットワークへ出力される。

ところで、トランスインピーダンスアンプ１２０の利得を決定するために帰還抵抗１２１の値を決定する必要があるが、ＴＩＡ制御部１８０で制御された切替信号１２１ａによりトランスインピーダンスアンプ１２０の帰還抵抗１２１が設定される。このＴＩＡ制御部１８０は、後述するようにプリアンブルマスク制御部１６０の出力ビット量をビット量計測部１７０が計測することで、帰還抵抗１２１を設定する。このトランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）１２０の制御方法に関しても後述する。

ＴＩＡ１２０の利得を制御する方法について説明する。ＯＬＴ１０に設けられたプリアンブルマスク制御部１６０は、ノイズを除去し、プリアンブル信号を抽出し、プリアンブルを復元し、マスクされた時間だけ、ビット量計測部１７０へ出力する。ビット量計測部１７０は、例えばデジタル的な計測として、入力されたビットパルスを計数し、所定の数に達した場合、ビットカウンタフラグをＴＩＡ制御部１８０へ出力する。プリアンブルのビット数をカウントすることで、ノイズの影響による誤動作を防止できる。

ＴＩＡ制御部１８０は、入力されたビットカウンタフラグとトランスインピーダンスアンプ１２０の出力電圧１２０ａに基づき、トランスインピーダンスアンプ１２０の帰還抵抗１２１を設定するように、切替信号１２１ａで指示し、トランスインピーダンスアンプ１２０の利得を決定する。これにより、ＯＮＵ２０からの信号の受信タイミングに合わせてトランスインピーダンスアンプ１２０の利得を変更することができるため、光強度の異なるそれぞれのＯＮＵ２０からの信号を受信することができる。

図２は、本実施の形態１のＯＬＴのバースト受信機の回路ブロック図である。図２において、プリアンブルマスク制御部１６０とＴＩＡ制御部１８０の回路構成の一例を説明する。このバースト受信機とは、ＡＰＤ素子１１０、逆バイアス電圧制御部１１１、トランスインピーダンスアンプ１２０、帰還抵抗１２１、ポストアンプ１３０、プリアンブルマスク制御部１６０、ビット量計測部１７０、ＴＩＡ制御部１８０を含む部分のことである。

プリアンブルマスク制御部１６０は、プリアンブルの周波数特性を有したバンドパスフィルタ１６１、積回路１６２、予め設定されたマスク判定電圧１６３、トランスインピーダンスアンプの出力電圧を一定時間積分する積分器１６４、コンパレータ１６５、ＳＲ−ＦＦ（Ｓｅｔ Ｒｅｓｅｔ−Ｆｌｉｐ Ｆｌｏｐ）回路１６６、入力フラグを受信してから一定時間のみ出力フラグを出力するタイマ１６７から構成される。

バンドパスフィルタ１６１は、トランスインピーダンスアンプ１２０の出力信号を所定の周波数で透過させる。一方、積分器１６４の出力電圧とマスク判定電圧１６３を比較し、マスク判定電圧を超えた場合、コンパレータ１６５の出力レベルがＨｉｇｈとなり、ＳＲ−ＦＦ回路１６６に出力する。ＳＲ−ＦＦ回路１６６は、ＳｅｔのＨｉｇｈ信号が入力された場合、出力レベルがＨｉｇｈレベルとなる。タイマ１６７は、入力レベルがＨｉｇｈレベルに変化した後、所定時間Ｔの間、Ｈｉｇｈレベルの信号を送信し続ける回路である。積回路１６２は、タイマ１６７からの出力レベルとバンドパスフィルタ１６１からの信号列に基づき、ビット列を出力する。

ビット量計測部１７０は、入力ビット数を計数する。第１の利得切替として、計数値がＮ１を超えた場合、切替ビットカウンタ信号１７０ａを出力する。同様に、第２の利得切替として、計数値がＮ２を超えた場合、切替ビットカウンタ信号１７０ｂを出力する。また、切替停止として、計数値がＮ３を超えた場合、切替ビットカウンタ停止信号１７０ｃを出力する。ここでは、Ｎ１＜Ｎ２＜Ｎ３の関係が成り立つものとする。

ＴＩＡ制御部１８０は、第１の切替判定回路と第２の切替判定回路を有する。まず、第１の切替判定回路について説明する。始めに、コンパレータ１８２により所定の切替閾値電圧１８１とトランスインピーダンスアンプ１２０の出力電圧１２０ａとを比較する。所定の電圧値を超えた場合、コンパレータ１８２の出力レベルがＨｉｇｈレベルとなり、積回路１８３に入力される。切替ビットカウンタ停止信号１７０ｃがＬｏｗレベルでかつコンパレータ１８２の出力レベルがＨｉｇｈレベルの場合、積回路１８３の出力レベルがＨｉｇｈレベルとなり、積回路１８４に入力される。第１の切替ビットカウンタ信号１７０ａがＨｉｇｈレベルでかつ積回路１８３の出力レベルがＨｉｇｈの場合、積回路１８４の出力レベルがＨｉｇｈレベルとなり、ＳＲ−ＦＦ回路１８５に入力される。結果として、利得切替の第１の切替信号１２１ａがＨｉｇｈレベルとなる。

帰還抵抗１２１は、利得の切替信号１２１ａに基づき、抵抗値を変化させることができる。帰還抵抗１２１は、第１の切替信号１２１ａのレベルに基づき、スイッチが開閉される。このスイッチはＭＯＳトランジスタなどのスイッチ機能を有する素子であればよく、リレー等が用いられてもよい。抵抗に直列に接続されたスイッチが閉じられると、帰還抵抗が並列接続され、抵抗値が小さくなる。結果として、トランスインピーダンスアンプ１２０の利得が減少する。入力レベルの大きい光バースト信号が入力された場合でも、適切な出力波形を得ることができる。

次に第２の切替判定回路について説明する。第２の利得切替として、第１の切替判定回路と同じ構成の、所定の切替閾値電圧１８１、コンパレータ１８２、積回路１８３、積回路１８４を有する第１の切替条件判定回路１８８を有する。第１の切替条件判定回路１８８の出力レベルがＨｉｇｈレベルでかつ切替ビットカウンタ信号１７０ｂがＨｉｇｈレベルの場合、積回路１８６の出力レベルがＨｉｇｈレベルとなり、ＳＲ−ＦＦ回路１８７に入力される。結果として、利得切替の第２の切替信号１２１ｂがＨｉｇｈレベルとなる。そして、帰還抵抗１２１は、利得の切替信号１２１ｂに基づき、抵抗値を減少させ、結果として、トランスインピーダンスアンプ１２０の利得が更に減少する。

このように、プリアンブルを所定の時間の間のみ抽出し、ビットパルスを計数することにより、ノイズにより発生する不必要な利得切替を防ぐことが可能となる。また、切替ビットカウンタ停止信号１７０ｃは、プリンアンブル信号を受信中に切替動作を固定させるために用いられる。

以下、図３を参照して、本実施の形態１のＰＯＮシステム全体の動作タイミングを説明する。本実施の形態１におけるトランスインピーダンスアンプ１２０は、初期状態においては、トランスインピーダンスアンプ１２０の利得は最大に設定されている。

まず、時刻Ｔ１において、ＡＰＤ素子１１０にＯＮＵ２０からの光信号（プリバイアス２００）が入力されると（Ａ）、バースト信号として受信され、電流に変換される。この電流はトランスインピーダンスアンプ１２０に入力され、電圧に変換されて出力される（Ｂ）。この出力信号は、プリアンブルマスク制御部１６０に入力される。このプリアンブルマスク制御部１６０において、出力信号はバンドパスフィルタ１６１でプリアンブルの周波数成分のみが透過される（Ｃ）。

そして、時刻Ｔ２に、積分器１６４の電圧（バースト信号のプリアンブル２１０）がマスク判定電圧１６３を超えたと判断された場合は、マスク判定信号を出力する（Ｄ）。マスク時間ＴＭはタイマ１６７によって決定される。プリアンブルマスク制御部１６０は、所定の時間ＴＭの間フィルタリングされたビットパルスをビット量計測部１７０に出力する（Ｅ）。ビット量計測部１７０は、ビット数の計数を開始し、所定のカウントを超えると、所定の信号を出力する（Ｆ）。ここでは、ビットカウントがＮ１を超えると、第１の切替ビットカウンタ信号を出力する。

時刻Ｔ３に、ＴＩＡ制御部１８０は、出力電圧が切替判定電圧を超えたと判断し、更に第１の切替ビットカウンタ信号を受信した場合、利得切替信号を出力する。利得切替信号をＨｉｇｈレベルに設定することで、帰還抵抗を小さくし、利得を小さくする。これによって、入力レベルの大きい信号に対して、歪の少ない適切な信号を出力することができる。また、第２の利得切替動作も、第１の利得切替動作と同様に実行される。また、利得切替信号は、例えばＭＡＣ層などからの外部リセット信号が入力された場合、出力レベルがＬｏｗレベルになる。

次に、図４を参照して、本実施の形態１のＴＩＡ利得の設定方法について説明する。図４（ａ）はＯＬＴ１０で受信した光信号の光強度の一例を示しており、縦軸に光強度、横軸に時間をとっている。光信号３０１、３０２、３０３は、それぞれＯＮＵ（＃１）２０ａ、ＯＮＵ（＃２）２０ｂ、ＯＮＵ（＃３）２０ｃからの信号を示している。光信号の強度はＯＬＴ１０での受信強度を示している。つまり、光信号３０１は光信号３０３より光強度は強い状態を示している。なお、各光信号はプリアンブル、デリミタ、データパイロードからなり、光信号間にガードタイム３０４が存在する。

図４（ｂ）はＴＩＡ利得の一例を示しており、縦軸にトランスインピーダンスアンプ１２０の利得、横軸に時間をとっている。帰還抵抗Ｒａ（３１１）、Ｒａ（３１２）、Ｒｂ（３１３）は、それぞれＯＮＵ（＃１）２０ａ、ＯＮＵ（＃２）２０ｂ、ＯＮＵ（＃３）２０ｃからの信号を受信するときの帰還抵抗１２１の値を示している。トランスインピーダンスアンプ１２０の抵抗の初期値はＲｂであり、ＲｂはＲａよりも大きい値である。トランスインピーダンスアンプ１２０の帰還抵抗１２１を大きく設定すると、利得は大きくなる。逆にトランスインピーダンスアンプ１２０の帰還抵抗１２１を小さく設定すると、利得は小さくなる。光信号の強度が強い場合、利得を小さく設定しており、光信号の強度が弱い場合、利得を大きく設定している。

帰還抵抗１２１を調整する理由は、帰還抵抗１２１が大きくなると、ＴＩＡ利得も高くなり、結果的に光強度の弱い信号も受信することができる。しかし、光強度が強すぎると、トランスインピーダンスアンプ１２０が飽和してしまい、信号が歪んでしまう。また、逆に帰還抵抗１２１を小さくすると、ＴＩＡ利得も低くなり、光強度の弱い信号を受信できない。そのため、１０Ｇｂ／ｓのような高速光伝送においては、バースト受信機の受信感度を良好に保つためには、トランスインピーダンスアンプ１２０の帰還抵抗１２１を調整する必要がある。

図４（ｃ）はＯＬＴ１０で受信したＴＩＡ出力電圧を示しており、縦軸にＴＩＡ出力電圧、横軸に時間をとっている。ＴＩＡ出力電圧３２１、３２２、３２３は、それぞれＯＮＵ（＃１）２０ａ、ＯＮＵ（＃２）２０ｂ、ＯＮＵ（＃３）２０ｃからの光信号が電圧変換されたＴＩＡ出力電圧の値を示している。トランスインピーダンスアンプ１２０の帰還抵抗１２１を調整した結果、トランスインピーダンスアンプ以降の回路が正常に動作する電流範囲に収まっていることを示している。

このような状態において、ＯＬＴ１０は光強度の強い信号と弱い信号を同時に受信でき、光信号の受信機のダイナミックレンジを広くすることが可能となる。結果的に受信信号の光強度が異なる場合でも、高速なＰＯＮシステムを実現することが可能である。

図５を参照して、本実施の形態１のＰＯＮシステムのバースト受信方法の動作手順を説明する。

バースト受信機において、プリアンブルマスク制御部１６０は、トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）１２０の出力のプリアンブル信号をバンドパスフィルタで抽出する（ステップ４０１）。ＴＩＡ１２０の出力電圧に基づきマスク時間を設定する（ステップ４０２）。さらに、ビット量計測部１７０は、マスク時間内に出力されるプリアンブルのビット数を計数する（ステップ４０３）。ビット数が所定数を超えた場合、切替ビットカウンタ信号を出力する（ステップ４０４）。そして、ＴＩＡ制御部１８０は、切替閾値電圧と切替ビットカウンタ信号に基づき、利得切替信号を出力する（ステップ４０５）。利得切替信号に基づき、帰還抵抗１２１を設定し、ＴＩＡ１２０の利得を変化させる（ステップ４０６）。これにより、ＯＮＵ２０からの信号レベルに応じて、ＴＩＡ１２０の帰還抵抗１２１を変更することができるため、光強度の異なるそれぞれのＯＮＵ２０からの信号を受信することができる。

以上説明したように、本実施の形態１のＰＯＮシステムのバースト受信機およびバースト受信方法によれば、ＯＬＴ１０内のリセット信号による影響、他のＯＮＵ２０からの漏れ光、ＯＬＴ１０が送信する下り信号の反射光などに起因するノイズを受信した場合でも、トランスインピーダンスアンプ１２０の利得を適切に調整でき、高速なＰＯＮシステムを実現することが可能である。

（実施の形態２）
本発明の実施の形態２のＰＯＮシステムについて、図６〜図８を用いて説明する。

以下、図６を参照して、本実施の形態２のＰＯＮシステムにおいて、ＯＬＴの構成について説明する。

本実施の形態２のＯＬＴ１０においては、実施の形態１に対して、ＯＬＴの制御部分として、ＣＰＵ１９０とメモリ１９１が追加されている。メモリ１９１には、本発明に係るＯＮＵ２０に対応する送信スロットの対応付けたデータ（ＯＮＵ−タイムスロット対応情報）が保存されている。ＣＰＵ１９０は、本発明に係るＤＢＡアルゴリズムを保持している。

トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）１２０の利得を制御する方法について説明する。ＯＬＴ１０に設けられたＣＰＵ１９０は、動的帯域割当制御方式（ＤＢＡ）によって、ＯＮＵ２０の上り光信号の送信タイミングを決定し、ＯＮＵ−タイムスロット対応情報をメモリ１９１に記憶させ、プリアンブルマスク制御部１６０を制御する。送信タイミングを割り当てられたＯＮＵ２０は、その決定された時間に上りＰＯＮフレームを送出する。したがって、ＯＮＵ間の上りＰＯＮフレームの衝突は回避される。なお、ＯＬＴ１０とＯＮＵ２０は時間を共有する必要があるが、時刻情報を下りＰＯＮフレームの中に含ませることによって行うことができる。

プリアンブルマスク制御部１６０は、決定されたＯＮＵ２０の上り送信タイミングに基づき、ＯＬＴ１０に受信時間より前の時間に、メモリ１９１に記憶された時間にマスクを設定し、信号ビットを出力する。つまり、マスク設定時間として、ＣＰＵ１９０で計算された送信タイムスロットを用いている。この方法では、プリアンブルの時間を計算できるため、ガードバンドのノイズやプリバイアスのノイズをマスクにより除去することが可能となる。また、プリアンブル中のノイズに対しては、ビットカウントすることにより、影響を低減できる。これにより、ＯＮＵ２０からの信号の受信タイミングに合わせてＴＩＡ１２０の利得を変更することができるため、光強度の異なるそれぞれのＯＮＵ２０からの信号を受信することができる。

図７を参照して、本実施の形態２の逆バイアス電圧を設定する方法について説明する。ここでは、ＤＢＡ方式により各々ＯＮＵ２０への送信タイミング割当と通知は既に行っているものとする。

ＯＮＵ（＃３）２０ｃは、所定の送信タイミングに上り信号５０１をＯＬＴ１０へ送信する。上り信号は、例えば、長距離伝送によるファイバ損失のため光強度が劣化し、ＯＬＴ１０により受信される（５０４）。このとき、ＯＬＴ１０は、ＤＢＡ計算結果、受信時間スロット（５０７）にＯＮＵ（＃３）の上り光信号を受信することを知っており、上り信号５０４を受信する直前に、上述した手法により、マスク時間を設定し（５１０）、ＴＩＡ１２０の利得を調整し、バースト受信機の感度を良好な状態に設定する。次に、ＯＮＵ（＃１）２０ａは、所定の送信タイミングに上り信号５０３をＯＬＴ１０へ送信する。前述と同様な手順に基づき（５０５、５０８）、マスク時間を設定し（５１１）、ＴＩＡ１２０の利得を設定して、バースト受信機の感度を良好な状態に設定する。上り信号５０２についても同様（５０６、５０９、５１２）である。

以下、図８を参照して、本実施の形態２のＰＯＮシステムのバースト受信方法の動作手順を説明する。

バースト受信機において、プリアンブルマスク制御部１６０は、ＴＩＡ１２０の出力のプリアンブル信号をバンドパスフィルタで抽出する（ステップ６０１）。ＤＢＡの計算によるＯＮＵ２０の送信タイムスロットに基づきマスク時間を設定する（ステップ６０２）。さらに、ビット量計測部１７０は、マスク時間内に出力されるプリアンブルのビット数を計数する（ステップ６０３）。ビット数が所定数を超えた場合、切替ビットカウンタ信号を出力する（ステップ６０４）。そして、ＴＩＡ制御部１８０は、切替閾値電圧と切替ビットカウンタ信号に基づき、利得切替信号を出力する（ステップ６０５）。利得切替信号に基づき、帰還抵抗１２１を設定し、ＴＩＡ１２０の利得を変化させる（ステップ６０６）。これにより、ＯＮＵ２０からの信号レベルに応じて、ＴＩＡ１２０の帰還抵抗１２１を変更することができるため、光強度の異なるそれぞれのＯＮＵ２０からの信号を受信することができる。

このような状態において、入力レベルの大きいノイズを受信することで起因する問題を十分低減できる。このため、ＯＬＴ１０は光強度の強い信号と弱い信号を同時に受信でき、光信号のバースト受信機のダイナミックレンジを広くすることが可能となる。結果的に受信信号の光強度が異なる場合でも、高速なＰＯＮシステムを実現することが可能である。

以上説明したように、本実施の形態２のＰＯＮシステムのバースト受信機およびバースト受信方法によれば、ＯＬＴ１０の制御部分としてＣＰＵ１９０とメモリ１９１を追加した場合でも、実施の形態１と同様に、ＯＬＴ１０内のリセット信号による影響、他のＯＮＵ２０からの漏れ光、ＯＬＴ１０が送信する下り信号の反射光などに起因するノイズを受信した場合でも、トランスインピーダンスアンプ１２０の利得を適切に調整でき、高速なＰＯＮシステムを実現することが可能である。

（実施の形態３）
本発明の実施の形態３のＰＯＮシステムについて、図９を用いて説明する。

上記実施の形態１、２においては、本発明のビット量計測部１７０がデジタル的にビット数を計測する方法を用いた例で説明したが、本実施の形態３では、アナログ的にある一定の電圧を計測する方法を用いた例を説明する。

以下、図９を参照して、本実施の形態３のＰＯＮシステムにおいて、ビット量計測部１７０の構成について説明する。ビット量計測部１７０は、入力電圧を一定時間積分する積分回路２００、コンパレータ２０２から構成される。積分回路２００の出力電圧と切替閾値電圧２０１を比較し、切替閾値電圧２０１を超えた場合、コンパレータ２０２の出力レベルがＨｉｇｈとなり、切替トリガを出力する。そして、ＴＩＡ制御部１８０で利得切替信号を出力し、この利得切替信号に基づき、帰還抵抗１２１を設定し、ＴＩＡ１２０の利得を変化させる。これにより、ＯＮＵ２０からの信号レベルに応じて、ＴＩＡ１２０の帰還抵抗１２１を変更することができるため、光強度の異なるそれぞれのＯＮＵ２０からの信号を受信することができる。

以上説明したように、本実施の形態３のＰＯＮシステムのバースト受信機およびバースト受信方法によれば、アナログ的にある一定の電圧を計測する方法を用いたビット量計測部１７０の場合でも、実施の形態１と同様に、ＯＬＴ１０内のリセット信号による影響、他のＯＮＵ２０からの漏れ光、ＯＬＴ１０が送信する下り信号の反射光などに起因するノイズを受信した場合でも、トランスインピーダンスアンプ１２０の利得を適切に調整でき、高速なＰＯＮシステムを実現することが可能である。

また、アナログ的に受信パルスを積分して計測する方法でも構わないが、高速回路で実現する手法として、所定の時間の受信パルスの平均を計算し、所定の電圧を超えた場合に切り替えビット信号を出力してもよい。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。すなわち、当業者は具体的な状況によって変更を行うことができる。

例えば、前記実施の形態１〜３についてはすべてＥＰＯＮを例に説明したが、本発明はもちろん、ＡＴＭに基づく受動型光ネットワーク（ＡＰＯＮ）およびギガビット受動型光ネットワーク（ＧＰＯＮ）など、その他の受動型光ネットワーク（ＰＯＮ）に適用することができる。

以上の説明から明らかなように、本発明によれば、超高速なＰＯＮシステムにおいて、マスク設定時間内にＴＩＡの利得制御により、ＯＬＴの受光感度のダイナミックレンジの広域化が可能となる。

本発明は、トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）に関し、特にバースト信号間のノイズやサージによる誤動作を防ぐことができる、ＥＰＯＮ、ＡＰＯＮ、ＧＰＯＮなどのＰＯＮシステムのバースト受信機およびバースト受信方法に利用可能である。

１０ ＯＬＴ
２０ ＯＮＵ
３０ 光ファイバ
３１ 光分岐装置
１００ 利得切替判断回路
１１０ ＡＰＤ素子
１１１ 逆バイアス電圧制御部
１２０ トランスインピーダンスアンプ
１２１ 帰還抵抗
１３０ ポストアンプ
１４０ ＳｅｒＤｅｓ回路
１５０ フレーム処理部
１６０ プリアンブルマスク制御部
１７０ ビット量計測部
１８０ ＴＩＡ制御部
１９０ ＣＰＵ
１９１ メモリ

Claims (10)

1. ＯＬＴと複数のＯＮＵとが光ファイバを介して接続されたＰＯＮシステムのバースト受信機であって、
   光電変換された電流を所定の利得で増幅し電圧信号として出力するトランスインピーダンスアンプと、
   前記トランスインピーダンスアンプの出力信号からプリアンブル信号を所定のマスク時間の間抽出して出力するプリアンブルマスク制御部と、
   前記プリアンブルマスク制御部の出力信号からビット量を計測して所定の値と比較して出力するビット量計測部と、
   前記ビット量計測部の出力信号と前記トランスインピーダンスアンプの出力電圧とに基づき前記トランスインピーダンスアンプの利得を切り替えるか否かを決定する利得切替制御部とを有することを特徴とするバースト受信機。
2. 請求項１に記載のバースト受信機において、
   前記ビット量計測部は、前記ビット量の計測として、ビット数をデジタル的に計数することを特徴とするバースト受信機。
3. 請求項１に記載のバースト受信機において、
   一定の周波数帯の信号を透過させるバンドパスフィルタを更に有し、
   前記ビット量計測部は、前記ビット量の計測として、前記バンドパスフィルタの出力信号に対してビット数をデジタル的に計数することを特徴とするバースト受信機。
4. 請求項１に記載のバースト受信機において、
   前記ビット量計測部は、前記ビット量の計測として、所定の時間の積分回路の出力電圧を計測することを特徴とするバースト受信機。
5. 請求項１に記載のバースト受信機において、
   前記プリアンブルマスク制御部は、前記ＯＮＵの上り信号の送信タイミングに基づき、前記プリアンブル信号のマスク時間を決定することを特徴とするバースト受信機。
6. ＯＬＴと複数のＯＮＵとが光ファイバを介して接続されたＰＯＮシステムのバースト受信方法であって、
   光電変換された電流を所定の利得で増幅し電圧信号として出力するトランスインピーダンスアンプの出力信号からプリアンブル信号を所定のマスク時間の間抽出して出力し、この出力信号からビット量を計測して所定の値と比較して出力し、この出力信号と前記トランスインピーダンスアンプの出力電圧とに基づき前記トランスインピーダンスアンプの利得を切り替えるか否かを決定することを特徴とするバースト受信方法。
7. 請求項６に記載のバースト受信方法において、
   前記ビット量の計測として、ビット数をデジタル的に計数することを特徴とするバースト受信方法。
8. 請求項６に記載のバースト受信方法において、
   前記ビット量の計測として、一定の周波数帯の信号を透過させるバンドパスフィルタの出力信号に対してビット数をデジタル的に計数することを特徴とするバースト受信方法。
9. 請求項６に記載のバースト受信方法において、
   前記ビット量の計測として、所定の時間の積分回路の出力電圧を計測することを特徴とするバースト受信方法。
10. 請求項６に記載のバースト受信方法において、
    前記ＯＮＵの上り信号の送信タイミングに基づき、前記プリアンブル信号のマスク時間を決定することを特徴とするバースト受信方法。

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