CN111510078B - 一种阻抗调节电路和方法、偏置电路结构和放大器 - Google Patents

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Abstract

本发明实施例提供了一种阻抗调节电路和方法、偏置电路结构和放大器，所述阻抗调节电路与偏置电路的偏置电流输出端并联；所述偏置电路，用于向第一电路单元提供偏置电流；所述阻抗调节电路，用于调节所述第一电路单元的源阻抗。如此，可以通过阻抗调节电路实现对第一电路单元的源阻抗的调节，在阻抗调节电路位于放大器的情况下，有利于放大器的记忆效应。

Description

一种阻抗调节电路和方法、偏置电路结构和放大器
技术领域
本发明涉及阻抗调节技术，尤其涉及一种阻抗调节电路和方法、偏置电路结构和放大器。
背景技术
相关技术中，功率放大器的记忆效应与功率放大器的功率放大管的输入输出阻抗相关，由于功率放大管的源阻抗很大，且无可调自由度，因此，功率放大器在等幅双音信号输入时，在上下边带输出信号的互调失真频率出现不对称的现象较严重，即功率放大器的记忆效应较强。
发明内容
本发明实施例提供一种阻抗调节的技术方案。
为达到上述目的，本发明实施例的技术方案是这样实现的：
本发明实施例提供一种阻抗调节电路，所述阻抗调节电路与偏置电路的偏置电流输出端并联；所述偏置电路，用于向第一电路单元提供偏置电流；所述阻抗调节电路，用于调节所述第一电路单元的源阻抗。
本发明实施例还提供一种偏置电路结构，所述偏置电路结构包括：偏置电路和上述任一项所述的阻抗调节电路。
本发明实施例还提供一种放大器，包括权上述所述的偏置电路结构和第一电路单元，所述第一电路单元与偏置电路的偏置电流输出端连接，所述第一电路单元用于进行信号放大。
本发明实施例还提供一种阻抗调节方法，应用于阻抗调节电路中，所述阻抗调节电路与偏置电路的偏置电流输出端并联；
所述方法包括：在所述偏置电路向第一电路单元提供偏置电流时，利用所述阻抗调节电路调节所述第一电路单元的源阻抗。
本发明实施例提供的一种阻抗调节电路，所述阻抗调节电路与偏置电路的偏置电流输出端并联；所述偏置电路，用于向第一电路单元提供偏置电流；所述阻抗调节电路，用于调节所述第一电路单元的源阻抗，如此，可以通过阻抗调节电路实现对第一电路单元的源阻抗的调节，在阻抗调节电路位于放大器的情况下，有利于改善放大器的记忆效应。
附图说明
图1为相关技术中无记忆效应的系统的上下边带的三阶互调失真(Intermodulation 3order，IM3)的示意图；
图2为相关技术中存在记忆效应的系统的上下边带的IM3示意图；
图3为相关技术中存在记忆效应的系统的上下边带的邻信道功率比(AdjacentChannel Power Ratio，ACPR)上下不对称示意图；
图4为相关技术中偏置电路的一个示意图；
图5为本发明实施例中的阻抗调节电路、偏置电路以及第一电路单元连接的示意图；
图6为本发明实施例中的阻抗调节电路与偏置电路连接的第一示意图；
图7为本发明实施例中的阻抗调节电路与偏置电路连接的第二示意图；
图8为本发明实施例中的阻抗调节电路与偏置电路连接的第三示意图；
图9为本发明实施例中的一种阻抗调节方法的流程图。
具体实施方式
以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
本发明实施例公开了一种阻抗调节电路和方法、偏置电路结构和放大器，可以改善应用于无线通信系统中的功率放大器的记忆效应，这里，功率放大器是无线通讯中十分重要的关键器件，随着无线通信中长期演进(Long TermEvolution，LTE)和5G NR的发展，对功率放大器的线性要求越来越高。特别针对5G NR，大带宽、高速率是5G NR发展的必然趋势。在大带宽下，记忆效应成为限制功率放大器线性提高的关键技术难点。
图1为相关技术中无记忆效应的系统的上下边带的三阶互调失真IM3的示意图，如图1所示，横轴表示频率，纵轴表示信号幅度，可见，频率分别为f1和f2的两个载波信号在无记忆效应的系统中，由于非线性因素发生了交互调制，分别在频率2f1-f2和2f2-f1处产生对称的三阶互调失真信号。
图2为相关技术中存在记忆效应的系统的上下边带的IM3示意图，如图2所示，横轴表示频率，纵轴表示信号幅度，可见，频率分别为f1和f2的两个载波信号在存在记忆效应的系统中，由于非线性因素发生了交互调制，分别在频率2f1-f2和2f2-f1处产生不对称的三阶互调失真信号。而由于上下边带互调失真的不对称，会导致ACPR的上下不对称，从而导致功率放大器的线性特性恶化。这里，ACPR是指邻频率信道的平均功率与发射频率信道的平均功率的比值。
图3为相关技术中存在记忆效应的系统的上下边带的ACPR上下不对称示意图，如图3所示，横轴表示目标输出功率，纵轴表示ACPR的值，其中，实线表示系统的上边带的ACPR，虚线表示系统的下边带的ACPR，可以看出，系统的上下边带的ACPR不是重合的。
图4为相关技术中偏置电路的一个示意图，如图4所示，Iref为电流源，正向导通的第一二极管D1和第二二极管D2串联形成二极管串联支路，二极管串联支路与第一电容C1并联形成的支路接在电流源Iref与地节点之间；三极管T的基极连接第一二极管D1、第一电容C1与电流源Iref的公共节点，集电极与电压源Vbatt相连，发射极连接第一电阻R1的一端；第一电阻R1可以是直流DC镇流等效电组；电流源Iref、第一二极管D1、第二二极管D2和电容C1协同工作，共同提供三极管T的基极钳位电压，第一电组R1的另一端为第一电路单元(图4未示出)提供偏置电流Ibias，这里，第一电路单元可以是电路放大单元，具体地，电路放大单元可以是功率放大管。其中，由于基带信号属于低频信号，对于基带信号而言，第一电容C1相当于开路，从第一电路单元往偏置电流输入端方向看，基带信号经过第一电阻R1后，与三极管T的基极-发射极的BE结相连，这里，偏置电流Ibias的电流值比较小，BE结的阻抗值较大，例如，阻抗值可以是100ohm；经过BE结后再分别经过第一二极管D1和第二二极管D2接地，第一二极管D1和第二二极管D2的通路电流是很小的，则第一二极管D1和第二二极管D2串联阻抗很大，可以看出，图4中第一电路单元的源阻抗，相当于第一电阻R1、三极管T的BE结、第一二极管D1和第二二极管D2的串联阻抗之和，因此，在Ibias值对应的电流源Iref的电流值固定时，Ibias的电流值是固定的，流经三极管T的BE结的电流值也是固定的，且第一二极管D1和第二二极管D2的通路电流也是固定的，进而，第一电阻R1阻抗值、三极管T的BE结的阻抗值、第一二极管D1和第二二极管D2的串联阻抗之和都是固定的，因此，第一电路单元的源阻抗是不可调节的。
针对上述输入阻抗不可调节的技术问题，提出以下各具体实施例。
图5是本发明实施例中的阻抗调节电路、偏置电路以及第一电路单元连接的示意图，如图5所示，所述阻抗调节电路501与偏置电路502的偏置电流输出端并联；所述偏置电路502，用于向第一电路单元503提供偏置电流；所述阻抗调节电路501，用于调节所述第一电路单元503的源阻抗。
这里，偏置电路502可以为图4所示的偏置电路，具体地，三极管T的基极连接第一二极管D1、第一电容C1与电流源Iref的公共节点，可以使得三极管T的发射结处于正向偏置状态；这里的三极管T可以是NPN型三极管，三极管T的集电极连接电压源Vbatt，可以使三极管的集电结处于反向偏置状态。作为一种实施方式，所述第一电路单元可以是实现信号放大的电路单元，例如，第一电路单元可以是功率放大管，当然，这里的第一电路单元可以是实现信号放大的电路单元以外的其它单元，这里不进行具体地限定。
可以看出，通过阻抗调节电路与偏置电路的偏置电流输出端并联，偏置电路，用于向第一电路单元提供偏置电流，且阻抗调节电路，用于调节所述第一电路单元的输入阻抗，如此，可以在保证偏置电流不变的情况下，通过调节阻抗调节电路的阻抗实现对第一电路单元的源阻抗的调节。
可选地，所述阻抗调节电路，包括第一串联支路，所述第一串联支路是由电感和正向导通的二极管串联形成的。
可以理解地，电感存在选频特性，具体地，电感对基带信号为短路状态，但对基波及谐波等高频信号为高阻状态。同时，正向导通的二极管存在阻抗可调特性，通过调节流经二极管上的电流可以实现对二极管阻抗的调节。因此，可以通过调节流经第一串联支路上二极管的电流大小，来调节二极管的阻抗大小，实现对阻抗调节电路的阻抗的调节，进而，通过调节阻抗调节电路的阻抗实现对第一电路单元的源阻抗的调节。
图6为本发明实施例中的阻抗调节电路与偏置电路连接的第一示意图，如图6所示，阻抗调节电路501可以包括：第一电感L1和正向导通的第三二极管D3，第一电感L1和第三二极管D3串联形成第一串联支路，第一电感L1连接三极管T的发射极，第三二极管D3的阴极接地；图6中的偏置电路的结构与图4所示的偏置电路的结构相同，这里不再赘述。
由于第一电感L1对基带(低频)信号为短路状态，对基波及谐波等高频信号形成高阻，且通过调节流经第三二极管D3的电流，可调节第三二极管D3的阻抗，即，由于第一电感L1的选频特性及第三二极管D3的阻抗可调特性，从而可以达到在不影响基波和谐波阻抗的情况下，实现对第一电路单元的源阻抗的可调。由于第三二极管D3阻抗随通过电流增大可以变得很小，故第一电路单元的源阻抗可实现大范围调节，得出最佳的第一电路单元的源阻抗。
具体地，图6中所示，在偏置电流Ibias的值不变，以及存在第一电感L1和第三二极管D3串联形成的阻抗调节电路501的基础上，流经三极管T的BE结的电流是增大的，即，三极管T的BE结的阻抗值可以是减小的，例如，可以由原来的25ohm减小为20ohm，但由于第一二极管D1和第二二极管D2阻抗值比较大，第一二极管D1和第二二极管D2阻抗值之和可以是500ohm，因此，第二阻抗电路的阻抗值相当于从525ohm减小到520ohm，变化比较小，进而，第一阻抗电路的阻抗值与第三二极管D3的阻抗值接近，可以通过调节第三二极管D3的电流值来调节第三二极管D3的阻抗值，从而实现对第一电路单元503的源阻抗的调节。
可选地，所述二极管的电流是通过对可调电流源的电流分流得出的。
具体地，上述电流源Iref可以为可调电流源，阻抗调节电路501中第三二极管D3的电流值大小与电流源Iref的电流值的大小是对应的，具体地，在偏置电流Ibias不变的情况下，电流源Iref的电流值增大，则第三二极管D3的电流值增大。
可选地，阻抗调节电路包括第二串联支路，所述第二串联支路是由电阻、电感和正向导通的二极管串联形成的。
这里，电阻可以是阻抗值可以调节的电阻。
图7为本发明实施例中的阻抗调节电路与偏置电路连接的第二示意图，如图7所示，阻抗调节电路501可以包括：第二电阻R2、第二电感L2和正向导通的第四二极管D4，第二电阻R2、第二电感L2和第四二极管D4串联形成第二串联支路，第二电阻R2连接三极管T的发射极，第四二极管D4的阴极接地，其中，第二电阻R2可以是可调电阻。图7中的偏置电路的结构与图4所示的偏置电路的结构相同，这里不再赘述。
由于第二电感L2对基带(低频)信号为短路状态，对基波及谐波等高频信号形成高阻，且通过调节第四二极管D4的电流，可调节第四二极管D4的阻抗，实现对阻抗调节电路501的阻抗调节，通过调节第二电阻R2的阻值，也可以实现对阻抗调节电路501的阻抗调节。也就是说，通过第二电感L2的选频特性及第四二极管D4的阻抗可调特性，可以达到在不影响基波和谐波阻抗的情况下，实现对第一电路单元的源阻抗的可调。且由于第四二极管D4阻抗随通过电流增大可以变得很小，故第一电路单元的源阻抗可实现大范围调节，得出最佳的第一电路单元的源阻抗。
具体地，图7中所示，在偏置电流Ibias的值不变，以及存在第二电阻R2、第二电感L2和正向导通的第四二极管D4串联形成的阻抗调节电路501的基础上，流经三极管T的BE结的电流是增大的，即，三极管T的BE结的阻抗值可以是减小的，例如，可以由原来的25ohm减小为20ohm，但由于第一二极管D1和第二二极管D2阻抗值比较大，第一二极管D1和第二二极管D2阻抗值之和可以是500ohm，因此，第二阻抗电路的阻抗值相当于从525ohm减小到520ohm，变化比较小，进而，第一阻抗电路的阻抗值接近于第四二极管D4与第二电阻R2的阻抗值之和，可以通过调节第四二极管D4的电流值调节第四二极管D4的阻抗值，和/或通过调节第二电阻R2的阻值来实现对第一电路单元503的源阻抗的调节。
可选地，所述二极管的电流是通过对可调电流源的电流分流得出的。
具体地，上述电流源Iref可以为可调电流源，阻抗调节电路501中第四二极管D4的电流值大小与电流源Iref的电流值的大小是对应的，具体地，在偏置电流Ibias不变的情况下，电流源Iref的电流值增大，则第四二极管D4的电流值增大。
可选地，阻抗调节电路包括第三串联支路，所述第三串联支路是由电阻、LC并联支路和正向导通的二极管串联形成的。
这里，电阻可以是阻抗值可以调节的电阻。
这里，所述LC并联支路为谐振频率可调的电路。
图8为本发明实施例中的阻抗调节电路与偏置电路连接的第三示意图，如图8所示，阻抗调节电路501可以包括：第三电阻R3、第三电感L3、第二电容C2和正向导通的第五二极管D5，第三电阻R3连接三极管T的发射极，第三电感L3与第二电容C2并联形成的L3C2并联支路接在第三电阻R3与第五二极管D5的阳极之间，第五二极管D5的阴极接地，其中，第三电阻R3可以是可调电阻。图8中的偏置电路的结构与图4所示的偏置电路的结构相同，这里不再赘述。
由于第三电感L3与第二电容C2并联形成的L3C2并联支路，具有带阻选频特性，可实现对基带信号，基波信号和谐波信号不同的阻抗特性。进一步地，基于第五二极管D5的阻抗可调特性、第三电阻R3的阻抗值可调节以及L3C2并联支路的谐振特性，可以通过调节并联支路上第五二极管D5的电流和第三电阻R3的阻抗值大小以及L3C2并联支路的谐振频率，来调节整个阻抗调节电路501在基带，基波和谐波频率的阻抗。
具体地，图8中所示，在偏置电流Ibias的值不变，以及存在第三电阻R3、L3C2并联支路和第五二极管D5串联形成的阻抗调节电路501的基础上，流经第二阻抗电路中三极管T的BE结的电流是增大的，即，三极管T的BE结的阻抗值可以是减小的，例如，可以有原来的25ohm减小为20ohm，但由于第二阻抗中的第一二极管D1和第二二极管D2阻抗值比较大，第一二极管D1和第二二极管D2阻抗值之和可以是500ohm，因此，第二阻抗电路的阻抗值相当于从525ohm减小到520ohm，变化比较小，进而，第一阻抗电路的阻抗值接近于第五二极管D5的阻抗、第三电阻R3的阻抗以及L3C2并联电路谐振阻抗的阻抗值之和，可以通过调节以下至少一项：调节第五二极管D5的阻抗值，调节第三电阻R3的阻值、L3C2并联电路的谐振频率，来实现对第一电路单元503的源阻抗的调节。
可选地，所述二极管的电流是通过对可调电流源的电流分流得出的。
具体地，上述电流源Iref可以为可调电流源，阻抗调节电路501中第五二极管D5的电流值大小与电流源Iref的电流值的大小是对应的，具体地，在偏置电流Ibias不变的情况下，电流源Iref的电流值增大，则第五二极管D5的电流值增大。
本发明实施例还提出了一种偏置电路结构，所述偏置电路结构包括：偏置电路502和上述所述的阻抗调节电路501。
本发明实施例还提出了一种放大器，包括上述所述的偏置电路结构和第一电路单元，所述电路放大单元与偏置电路的偏置电流输出端连接，所述第一电路单元用于进行信号放大。
本发明实施例还提出了一种阻抗调节方法，应用于阻抗调节电路中，所述阻抗调节电路与偏执电路的偏执电流输出端并联；图9为本公开实施例的一种阻抗调节方法的流程图，如图9所示，该流程可以包括：
步骤901：在所述偏置电路向第一电路单元提供偏置电流时，利用所述阻抗调节电路调节所述第一电路单元的源阻抗。
上述阻抗调节方法的具体实现方式已经在前述记载的实施例中作出说明，这里不再赘述。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (13)

1.一种阻抗调节电路，其特征在于，所述阻抗调节电路与偏置电路的偏置电流输出端并联；所述偏置电路，用于向第一电路单元提供偏置电流；所述阻抗调节电路，用于调节所述第一电路单元的源阻抗，其中，阻抗调节电路在调节所述第一电路单元的源阻抗时，在保证电路偏置电流不变的情况下，通过调节阻抗调节电路的阻抗实现对第一电路单元的源阻抗的调节，其中，第一电路单元用于进行信号放大。
2.根据权利要求1所述的阻抗调节电路，其特征在于，包括第一串联支路，所述第一串联支路是由电感和正向导通的二极管串联形成的。
3.根据权利要求2所述的阻抗调节电路，其特征在于，所述二极管的电流是通过对电流源的电流分流得出的。
4.根据权利要求1所述的阻抗调节电路，其特征在于，包括第二串联支路，所述第二串联支路是由电阻、电感和正向导通的二极管串联形成的。
5.根据权利要求4所述的阻抗调节电路，其特征在于，所述二极管的电流是通过对可调电流源的电流分流得出的。
6.根据权利要求4所述的阻抗调节电路，其特征在于，所述电阻为可调电阻。
7.根据权利要求1所述的阻抗调节电路，其特征在于，包括第三串联支路，所述第三串联支路是由电阻、LC并联支路和正向导通的二极管串联形成的。
8.根据权利要求7所述的阻抗调节电路，其特征在于，所述二极管的电流是通过对电流源的电流分流得出的。
9.根据权利要求7所述的阻抗调节电路，其特征在于，所述电阻为可调电阻。
10.根据权利要求7所述的阻抗调节电路，其特征在于，所述LC并联支路为谐振频率可调的电路。
11.一种偏置电路结构，其特征在于，所述偏置电路结构包括：偏置电路和权利要求1至10任一项所述的阻抗调节电路。
12.一种放大器，其特征在于，包括权利要求11所述的偏置电路结构和第一电路单元，所述第一电路单元与偏置电路的偏置电流输出端连接，所述第一电路单元用于进行信号放大。
13.一种阻抗调节方法，其特征在于，应用于阻抗调节电路中，所述阻抗调节电路与偏置电路的偏置电流输出端并联；
所述方法包括：在所述偏置电路向第一电路单元提供偏置电流时，利用所述阻抗调节电路调节所述第一电路单元的源阻抗，其中，阻抗调节电路在调节所述第一电路单元的源阻抗时，在保证电路偏置电流不变的情况下，通过调节阻抗调节电路的阻抗实现对第一电路单元的源阻抗的调节，其中，第一电路单元用于进行信号放大。
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