CN111478636B - 一种永磁同步电机单电流传感器预测控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种永磁同步电机单电流传感器预测控制方法，采用了扩张观测器，其扩张状态量可以实时跟随电压扰动而变化，且扩张状态观测器的算法只需要输入转子电角速度、转子位置、定子电压以及a相电子电流，即可实现对电机三相电流完整信息的重构，扩张状态观测器所需信息都很容易获得、结构简单、运算量小。

Description

一种永磁同步电机单电流传感器预测控制方法

技术领域

本发明涉及永磁同步电机控制技术领域，尤其涉及永磁同步电机只有一个相电流传感器的单电流传感器控制。

背景技术

在永磁同步电机的控制过程中，获取电机的三相电流、电机的转子位置、转子转速对得到相应的控制量至关重要。常规的永磁同步电机驱动系统至少需要一个位置传感器和两个电流传感器，但是多个传感器的使用不仅会使电机的结构变得复杂、电机驱动系统的可靠性下降，而且可能会由于各个传感器之间的测量误差导致电机驱动系统控制精度下降。通过适当减少物理传感器的数量，可以显著提高电机控制系统的控制性能，现有技术中在永磁同步电机无位置传感器控制方面已有诸多成果，基本可以实现中高速条件下的电机控制要求。然而，在电机低速条件下，无位置传感器控制系统则很难精准的控制电机的速度。为克服这种缺点，部分现有技术在不违背减少物理传感器数量的前提下，利用了单电流传感器的方式来进行永磁同步电机控制。单电流传感器控制可以依靠单个电流传感器的输入信息，提升电机控制的精确性，抵抗电机参数的变化。现有的实现方式主要集中在使用单直流母线电流传感器，根据母线电流和相电流之间的关系来重构电机的三相电流，但是这种方法首先是会引入无法消除的噪声误差，其次存在有电流重构盲区，而且对电流重构盲区进行补偿的方法都比较复杂。

发明内容

为解决现有永磁同步电机单电流传感器预测控制中，相电流重构过程存在的噪声和电流重构盲区问题，本发明提供了一种永磁同步电机单电流传感器预测控制方法，该方法具体包括以下步骤：

步骤一、在线实时采集永磁同步电机的a相电流、转速、转子位置角；

步骤二、在α-β坐标系下，以步骤一中采集到的a相电流、转速、转子位置角作为输入量，基于扩张状态观测器算法的相电流重构方程，实时更新计算α-β坐标系下的α轴、β轴电流并输出，实现abc三相电流的重构，再将所述α轴、β轴电流经过Park变换得到d-q坐标系下的d、q轴电流；

步骤三、建立无差拍电流预测控制模型，利用所述步骤一中采集的电机转速、转子位置角以及所述步骤二中得到的电流参数实时计算出下一时刻的参考电压；利用所计算的参考电压进行SVPWM控制。

进一步地，所述扩张状态观测器算法的相电流重构方程，具体采用以下公式：

其中，i_α、i_β为α-β坐标系下定子电流；u_α、u_β为α-β坐标系下定子电压；f_α、f_β分别为α轴、β轴电压的未知扰动量；ψ_r为转子磁链；R_s为定子电阻；L_s为定子电感；ω_e为转子的电角速度；θ为转子位置角；

分别为α轴、β轴电流的观测值，ε为α轴观测电流

与实际电流的i_α差值，f_α、f_β分别为α、β轴电压的未知扰动量，α1、α2、ε、δ为fal函数的可调节参数，通过选取合适的值实现所需的非光滑反馈，β₀₁、β₀₂、β₀₃、β₀₄均为可调节的参数。

通过上述公式可得到α-β坐标系下电流观测值

取电流观测值

为扩张状态观测器的输出电流值。

扩张状态观测器方程中的fal函数为：

当α＜1时，fal函数具有：小误差，大增益；大误差，小增益的特性。

由于，三相坐标系电流到α-β坐标系电流的变换为：

由于i_a+i_b+i_c＝0，用-(i_a+i_b)代替i_c，则上式可表示为：

可以看出：α-β静止坐标系下α轴电流i_α＝i_a,则α-β坐标系下α轴电流i_α即为采集到的a相电流，只需在α-β坐标系下估计出β轴电流i_β，即可得到完整的三相电流信息。因此，利用上述扩张观测器即可得到i_β电流。由此即完了abc三相电流的重构。

进一步地，所述步骤三中利用无差拍电流预测控制模型得到下一时刻的参考电压，具体包括：

式中，u_d(k)、u_q(k)为当前时刻定子电压；u_d(k+1)、u_q(k+1)为下一时刻参考电压；T_s为控制周期；i_qref为q轴参考电流；ψ_r为电机转子磁链。

本发明所提出的上述方法，其扩张状态量可以实时跟随电压扰动而变化，且扩张状态观测器的算法只需要输入转子电角速度、转子位置、定子电压以及a相电子电流，即可实现对电机三相电流完整信息的重构，扩张状态观测器所需信息都很容易获得、结构简单、运算量小。

附图说明

图1为本发明所提供方法的模型框图；

图2为现有的采用两个电流传感器实现预测控制的参数曲线图；

图3为基于本发明的方法实现预测控制的参数曲线图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明提供的一种永磁同步电机单电流传感器预测控制方法，如图1所示，具体包括以下步骤：

步骤一、在线实时采集永磁同步电机的a相电流、转速、转子位置角；

步骤二、在α-β坐标系下，以步骤一中采集到的a相电流、转速、转子位置角作为输入量，基于扩张状态观测器算法的相电流重构方程，实时更新计算α-β坐标系下的α轴、β轴电流并输出，再将所述α轴、β轴电流经过Park变换得到d-q坐标系下的d、q轴电流；

步骤三、建立无差拍电流预测控制模型，利用所述步骤一中采集的电机转速、转子位置角以及所述步骤二中得到的电流参数实时计算出下一时刻的参考电压；利用所计算的参考电压进行SVPWM控制。

步骤二中首先建立永磁同步电机在α-β坐标系下的电压方程：

式中，u_α、u_β为α-β坐标系下定子电压；i_α、i_β为α-β坐标系下定子电流；f_α、f_β分别为α、β轴电压的未知扰动量；ψ_r为转子磁链；R_s为定子电阻；L_s为定子电感；ω_e为转子的电角速度；θ为转子位置角。

根据上式的电压方程可以得到永磁同步电机在α-β坐标系下电流的状态方程：

由此，结合扩张状态观测器理论，将f_α、f_β作为扩张的状态变量，可得到扩张状态观测器算法的相电流重构方程：

其中，i_α、i_β为α-β坐标系下定子电流；u_α、u_β为α-β坐标系下定子电压；f_α、f_β分别为α轴、β轴电压的未知扰动量；ψ_r为转子磁链；R_s为定子电阻；L_s为定子电感；ω_e为转子的电角速度；θ为转子位置角；

分别为α轴、β轴电流的观测值，ε为α轴观测电流

与实际电流的i_α差值，f_α、f_β分别为α、β轴电压的未知扰动量，α1、α2、ε、δ为fal函数的可调节参数，通过选取合适的值实现所需的非光滑反馈，β₀₁、β₀₂、β₀₃、β₀₄均为可调节的参数；

通过上述公式可得到α-β坐标系下电流观测值

取电流观测值

为扩张状态观测器的输出电流值。

扩张状态观测器方程中的fal函数为：

当α＜1时，fal函数具有：小误差，大增益；大误差，小增益的特性。

由于，三相坐标系电流到α-β坐标系电流的变换为：

由于i_a+i_b+i_c＝0，用-(i_a+i_b)代替i_c，则上式可表示为：

可以看出：α-β静止坐标系下α轴电流i_α＝i_a,则α-β坐标系下α轴电流i_α即为采集到的a相电流，只需在α-β坐标系下估计出β轴电流i_β，即可得到完整的三相电流信息。因此，利用上述扩张观测器即可得到i_β电流。

所述步骤三中利用无差拍电流预测控制模型得到下一时刻的参考电压，具体包括：

式中，u_d(k)、u_q(k)为当前时刻定子电压；u_d(k+1)、u_q(k+1)为下一时刻参考电压；T_s为控制周期；i_qref为q轴参考电流；ψ_r为电机转子磁链。

优选地，当计算得到的参考电压超出SVPWM的最大输出电压限制时，需要对输出参考电压进行调整，得到SVPWM输出范围内的参考电压：

式中

为d-q坐标系下根据式(3)计算出的定子参考电压；

为d-q坐标系下修正后的SVPWM输出电压范围内的参考电压；U_dc为直流母线电压。

在基于本发明所提供方法的一个实例中，图(2)示出了常规的采用两个电流传感器情况下基于预测控制的电机转速、转矩、三相电流曲线图，图(3)示出了采用单电流传感器利用扩张状态观测器重构出的电流信息进行预测控制的电机转速、转矩、重构出的三相电流曲线图，将图(2)和图(3)进行对比可以看出，扩张状态观测器重构出的三相电流与实际的三相电流波形几乎完全一致，而且由电机的转速和转矩变化情况可以看出，利用扩张状态观测器重构出的三相电流进行电机的预测控制，其控制效果与采用两个电流传感器的控制效果也非常一致，仿真结果表明，基于扩张状态观测器的相电流重构方法，可以很好地重构出三相电流信息，且重构出的三相电流完全可以代替实际的三相电流对电机进行控制。

应理解，本发明实施例中各步骤的序号的大小并不意味着执行顺序的先后，各过程的执行顺序应以其功能和内在逻辑确定，而不应对本发明实施例的实施过程构成任何限定。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同物限定。

Claims (2)

1.一种永磁同步电机单电流传感器预测控制方法，其特征在于：具体包括以下步骤：

步骤一、在线实时采集永磁同步电机的a相电流、转速、转子位置角；

步骤二、在α-β坐标系下，以步骤一中采集到的a相电流、转速、转子位置角作为输入量，基于扩张状态观测器算法的相电流重构方程，实时更新计算α-β坐标系下的α轴、β轴电流并输出，实现abc三相电流的重构，再将所述α轴、β轴电流经过Park变换得到d-q坐标系下的d、q轴电流；所述扩张状态观测器算法的相电流重构方程，具体采用以下公式：

其中，i_α、i_β为α-β坐标系下定子电流；u_α、u_β为α-β坐标系下定子电压；f_α、f_β分别为α轴、β轴电压的未知扰动量；ψ_r为转子磁链；R_s为定子电阻；L_s为定子电感；ω_e为转子的电角速度；θ为转子位置角；

分别为α轴、β轴电流的观测值，ε为α轴观测电流

与实际电流的i_α差值，f_α、f_β分别为α、β轴电压的未知扰动量，

分别为f_α、f_β的导数，α1、α2、ε、δ为fal函数的可调节参数，用于实现所需的非光滑反馈，β₀₁、β₀₂、β₀₃、β₀₄均为可调节的参数，根据不同的电机参数选取控制效果最优值；

通过上述公式可得到α-β坐标系下电流观测值

取电流观测值

为扩张状态观测器的输出电流值；

扩张状态观测器方程中的fal函数为：

其中，α为可调节参数；

步骤三、建立无差拍电流预测控制模型，利用所述步骤一中采集的电机转速、转子位置角以及所述步骤二中得到的电流参数实时计算出下一时刻的参考电压；利用所计算的参考电压进行SVPWM控制。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于：所述步骤三中利用无差拍电流预测控制模型得到下一时刻的参考电压，具体包括：

式中，u_d(k)、u_q(k)为当前时刻定子电压；u_d(k+1)、u_q(k+1)为下一时刻参考电压；T_s为控制周期；i_qref为q轴参考电流；ψ_r为转子磁链。

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