CN111416636B - 一种多天线信号合并方法和无线通信设备 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种多天线信号合并方法和一种无线通信设备。其中，多天线合并方法包括：使用M根天线接收射频信号；按照预定方式轮流地选择一根天线所接收的射频信号进行射频处理，检测当前时间窗内的基带信号中是否存在前导码，响应于未检测到前导码，将时间窗向前滑动，重复该步骤直至检测到前导码；响应于检测到前导码，估计每根天线与参考天线之间的信号相位差；对每根天线所接收的射频信号进行相位补偿；将M根天线相位补偿后的射频信号叠加以得到合并的射频信号；将合并的射频信号进行射频处理以得到合并的基带信号。该方法具有复杂度低的优点。

Description

一种多天线信号合并方法和无线通信设备

技术领域

本申请涉及无线通信技术领域，特别地，涉及一种多天线信号合并方法和无线通信设备。

背景技术

啁啾扩频(Chirp Spread Spectrum，CSS)是一种扩频技术，CSS主要应用在雷达中，目前，在例如LoRa(Long Range Radio)和其他一些低功耗广域网(Low Power Wide-Area Network，LPWAN)技术中，也使用CSS技术进行数据传输。由于CSS的信号频率在预设的频带内从初始频率随时间线性变化至终止频率，故又称为线性调频。通过将数据映射到不同的初始频率，可以将数据调制到啁啾信号上，经调制后的啁啾信号称为啁啾调制符号。

低功耗广域网通信节点通常具有较低的发射功率，为了提高接收灵敏度，接收机可以安装多根天线，通过对多天线接收的信号进行处理从而取得功率增益。在传统的多天线接收机中，每根天线接收的射频信号经各自的射频模块处理后，得到多路基带信号，由基带模块对多路基带信号进行处理，因此，整个接收机的实现复杂度随着天线数量的增加成倍地提高。

发明内容

本申请针对基于啁啾扩频调制的通信系统，通过轮流地选择多根天线中的一根所接收的射频信号进行射频处理得到基带信号，利用前导码包含重复的啁啾扩频调制符号的特点，对基带信号进行处理以估计每根天线与参考天线之间的信号相位差，然后根据相位差估计结果对每根天线接收的射频信号进行相位补偿后，将相位补偿后的射频信号合并，再将合并后的射频信号进行射频处理，得到合并的基带信号。与传统的多天线接收机的信号处理方法相比，本公开的多天线信号合并方法可以在获得多天线增益，提高接收机灵敏度的同时，降低了硬件实现的复杂度的有益效果。

具体地，本公开提供了一种多天线信号合并方法，所述方法可以应用于多天线接收机中，所述方法包括：使用M根天线接收射频信号，所述射频信号承载无线数据帧，所述无线数据帧包括使用啁啾扩频调制的帧头，所述帧头包括由N_p个重复的预设的啁啾扩频调制符号组成的前导码，所述前导码的相邻两个啁啾扩频调制符号之间相位连续，其中，M和Np均为大于或等于2的整数；按照预定方式轮流地选择所述M根天线中的一根所接收的射频信号进行射频处理以得到每根天线对应的基带信号，检测当前时间窗内的基带信号中是否存在前导码，响应于未检测到所述前导码，将时间窗向前滑动预设时间长度；重复该步骤直至检测到所述前导码；响应于检测到所述前导码，从所述M根天线中选择一根天线作为参考天线，估计所述M根天线中每根天线与所述参考天线之间的信号相位差；基于所述每根天线与所述参考天线之间的信号相位差估计结果，对所述每根天线所接收的射频信号进行相位补偿，以使得所述每根天线经相位补偿后的射频信号与参考天线的射频信号的相位对齐；将所述M根天线相位补偿后的射频信号进行叠加以得到合并的射频信号；将合并的射频信号进行射频处理以得到合并的基带信号。

在一些较佳实施例中，所述预设时间长度为啁啾扩频调制符号周期的倍数。

在一些实施例中，所述检测当前时间窗内的基带信号是否包括所述前导码的步骤包括：将当前时间窗内所述每根天线对应的基带信号按啁啾扩频调制符号周期划分为若干个接收符号，其中，第m根天线第l个接收符号的第n个采样为r_m,l[n]，0≤n<S，S为一个啁啾扩频调制符号周期所包括的采样数，m＝0,1,…,M-1；对所述每根天线的每个接收符号按以下公式计算相应的匹配符号以得到所述每根天线的匹配信号：c_m,l[n]＝r_m,l[n]*p^*[n]，其中，c_m,l[n]为第m根天线的第l个匹配符号的第n个采样值，p[n]为所述预设的啁啾扩频调制符号的第n个采样值；对所述每根天线的匹配符号计算离散傅里叶变换以得到相应的频域匹配符号：

其中C_m,l[k]为第m根天线的第l个频域匹配符号的第k个频点的值；对所述每根天线的相邻的频域匹配符号按以下公式计算相应的频域匹配自相关符号：

其中，D_m,l[k]为第m根天线的第l个频域匹配自相关符号的第k个频点的值；按以下公式将所述M根天线的所有频域匹配自相关符号的按频点累加以得到加总的频域匹配自相关符号：E[k]＝∑_m∑_lD_m,l[k],k＝0,1,…,S-1，其中，E[k]为加总的匹配自相关符号的第k个频点的值；判断所述加总的频域匹配自相关符号的频域峰值E^max是否超过预设阈值，如果超过阈值，则认为检测到所述前导码，否则认为未检测到所述前导码，其中，E^max＝max{|E[k]|,k＝0,1,…,S-1}，所述频域峰值对应的频点号为k_max。

本公开还提供了一种无线通信设备，包括用于接收射频信号的M根天线，M个移相器，合并器，多路选择器，射频模块和基带模块。所述射频信号承载无线数据帧，所述无线数据帧包括使用啁啾扩频调制的帧头，其中，M为大于或等于2的整数，第m个移相器耦接在所述M根天线的第m根天线之后，被配置为基于相位补偿参数对第m根天线所接收的射频信号进行相位补偿并输出相位补偿后的射频信号，其中，m＝0,1,…,M-1；合并器被配置为将所述M路相位补偿后的射频信号进行叠加以得到合并的射频信号；多路选择器被配置为根据天线选择控制信号从所述M路相位补偿后的射频信号和所述合并的射频信号中选择其中一路进行输出；射频模块被配置为对所述多路选择器输出的射频信号进行射频处理以得到相应的基带信号；基带模块耦接到所述多路选择器和所述M个移相器中的每个移相器，所述基带模块被配置为对所述基带信号进行处理以确定所述每个移相器的相位补偿参数和生成所述天线选择控制信号。

在一些实施例中，所述帧头包括由Np个重复的预设的啁啾扩频调制符号组成的前导码，所述前导码的相邻两个啁啾扩频调制符号之间相位连续，其中，Np为大于或等于2的整数，所述基带模块对所述基带信号进行处理包括：将所述M个移相器中的每个移相器的相位补偿参数初始化为0；检测所述基带信号中是否存在前导码；响应于检测到所述前导码，从所述M根天线中选择一根天线作为参考天线，估计所述M根天线中每根天线与所述参考天线之间的信号相位差；将所述M根天线中每根天线与所述参考天线之间的信号相位差估计结果作为相应的移相器的相位补偿参数配置给相应的移相器；生成输出所述合并的射频信号的所述天线选择控制信号。

在一些实施例中，所述基带模块检测所述基带信号中是否存在前导码包括：按照预定方式生成轮流地选择所述M路相位补偿后的射频信号中的一路进行输出的所述天线选择控制信号，检测当前时间窗内的基带信号是否包括所述前导码，响应于未检测到所述前导码，将时间窗向前滑动预设时间长度；然后重复执行该步骤直至检测到所述前导码。

在一些较佳实施例中，所述预设时间长度为啁啾扩频调制符号周期的倍数。

以上为本申请的概述，可能有简化、概括和省略细节的情况，因此本领域的技术人员应该认识到，该部分仅是示例说明性的，而不旨在以任何方式限定本申请范围。本概述部分既非旨在确定所要求保护主题的关键特征或必要特征，也非旨在用作为确定所要求保护主题的范围的辅助手段。

附图说明

通过下面说明书和所附的权利要求书并与附图结合，将会更加充分地清楚理解本申请内容的上述和其他特征。可以理解，这些附图仅描绘了本申请内容的若干实施方式，因此不应认为是对本申请内容范围的限定。通过采用附图，本申请内容将会得到更加明确和详细地说明。

图1示出了本公开的无线通信系统的数据帧10的结构；

图2示出了本公开的实施例的一种多天线信号合并方法20；

图3示例性地示出了本公开的一种轮流地选择M根天线接收的射频信号进行射频处理的示意图；

图4示出了本公开的实施例的一种无线通信设备40。

具体实施方式

为使本公开的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本公开进行详细描述。在附图中，类似的符号通常表示类似的组成部分，除非上下文另有说明。详细描述、附图和权利要求书中描述的说明性实施方式仅仅为本公开的一部分实施例，而不是全部实施例。可以理解，可以对本申请中一般性描述的、在附图中图解说明的本申请内容的各个方面进行多种不同构成的配置、替换、组合，设计，而所有这些都明确地构成本申请内容的一部分。在不偏离本申请的主题的精神或范围的情况下，可以采用其他实施方式，并且可以做出其他变化，在本公开的基础之上所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包括在本公开的保护范围之内。

本公开针对采用啁啾扩频(CSS)调制的无线通信系统，提出了一种在射频端进行多天线信号合并的方法，该方法一方面通过减少射频模块的数量，同时减少了基带模块需要处理的基带信号的数量，降低了接收设备的成本。另一方面，多天线信号合并增益提高了接收设备的灵敏度。

图1示出了本公开的无线通信系统的数据帧10的结构，其包括帧头11和帧体12，其中，帧体12在时间上位于帧头11之后，帧头11主要用于同步，帧体12主要用于承载数据。帧头11使用CSS调制，帧体12可以使用CSS调制，也可以使用其他调制方式，例如直接序列扩频(Direct Sequence Spread Spectrum，DSSS)调制。帧头11包括前导码111，前导码111由N_p个重复的预设的啁啾扩频调制符号组成，其中，N_p为大于或等于2的整数，优选地，N_p为大于或等于4的整数，N_p的值越大，接收机可以用于处理的数据越多，性能更优。本公开的无线通信系统包括多个通信设备，各个无线通信设备之间使用数据帧10的结构进行通信，每个无线通信设备可以作为发射机，使用数据帧10向其他无线通信设备发射信号；或者作为接收机，接收其他无线通信设备使用数据帧10发射的信号。

啁啾扩频(CSS)调制是一种对信号频率进行调制的技术，啁啾扩频信号的频率在预定的时间区间T内从初始频率随时间线性变化至终止频率，且频率变化的范围为-B/2到B/2，其中B为啁啾扩频信号的带宽。如果啁啾扩频信号的频率随时间增加而增大，称为上啁啾信号；反之，如果频率随时间增加而减小，则称为下啁啾信号。初始频率可以为-B/2到B/2之间的值，通过将符号集合中的不同的符号映射到不同的初始频率值，可以对啁啾扩频信号进行调制，本公开中将这一过程称为啁啾扩频调制，调制后的啁啾扩频信号称为啁啾扩频调制信号，在预定的时间区间T内的啁啾扩频调制信号称为啁啾扩频调制符号，预定的时间区间T称为啁啾扩频调制符号周期。

对于上啁啾信号，可以将符号“ζ”映射到其频率随时间变化可以表示为下式的啁啾扩频调制符号：

其中，

为初始频率，

表示频率变化的速率，

为频率跳变时刻，“ζ”称为被调制符号，ζ＝0,1,2,…,S-1，S称为扩频因子。ζ＝0时对应的啁啾扩频调制符号称为基本啁啾。可以理解，上述公式(1)将符号ζ对应到不同的初始频率f_u,ζ,0，频率f_u,ζ(t)随时间线性增加，在时间

时，f_u,ζ(t)等于B/2，此时频率f_u,ζ(t)跳变到-B/2，然后线性增加。

类似地，对于下啁啾信号，可以将符号“ζ”映射到其频率随时间变化可以表示为下式的啁啾扩频调制符号：

其中，

为初始频率，

为频率跳变时刻，ζ＝0,1,2,…,S-1，S为扩频因子。

上述公式(1)和公式(2)仅仅示出了在时间区间T内发生一次频率跳变的情形，可以理解，通过提高频率变化的速率，使得啁啾扩频调制符号在时间区间T内频率跳变次数不止一次，此时，频率随时间变化的函数可以表示为包括多个分段的分段线性函数。

啁啾扩频调制信号的相位可以通过连续函数

来表示，可以通过对频率进行积分来得到，例如，对于上啁啾信号，符号“ζ”对应的啁啾扩频调制符号的相位可以用下式表示为

相应的啁啾扩频调制信号s_u,ζ(t)可以用复信号形式表示为

相邻啁啾扩频调制符号的相位是连续的，即前一啁啾扩频调制符号在终止时刻的相位等于下一啁啾扩频调制符号在起始时刻的相位。

图2示出了本公开的实施例的一种多天线信号合并方法20，其可以应用于本公开的无线通信系统的使用多天线接收的接收机中。具体地，方法20包括以下步骤210到260。

在步骤210中，使用M根天线接收射频信号。

射频信号由无线通信系统中的发射机使用数据帧10发射，其中，M为多天线接收机的接收天线的数量，其为大于或等于2的整数。

本公开中，M根天线接收的射频信号由发射机通过单天线发射。需要指出的是，本公开中所指的单天线发射，是指发射机仅使用一根天线发射，或者如果发射机使用多根在空间上足够靠近的天线发射完全相同的信号，使得这些天线的发射信号在空间上合并后与仅使用一根天线发射无实质区别。

在步骤221中，轮流地选择M根天线中的一根所接收的射频信号进行射频处理以得到每根天线对应的基带信号。

在该步骤中，射频模块通过时分复用的方式对各根天线接收的射频信号进行处理，即每根天线轮流地被分配一定的时间区间，在该时间区间内，射频模块仅对该天线接收的射频信号进行处理。图3示例性地示出了本公开的一种轮流地选择M根天线接收的射频信号进行射频处理的示意图，在时间区间(t_uM+m,t_uM+m+1)内，选择第m根天线接收的射频信号进行处理，其中u为整数。需要指出的是，每根天线的时间区间长度可以相同，也可以不同，取决于具体的实现。另外，图3所示的各根天线的射频处理时间区间的选择方式仅仅是示例性的，亦可以采用其他选择方式，例如，在不同时间可以按照不同的顺序选择天线。

射频模块的处理包括对射频信号进行放大、下变频、采样等步骤，得到相应的基带信号。将第m根天线接收的射频信号表示为

经下变频后得到的接收信号表示为r_m(t)，对接收信号按采样周期ΔT＝T/S进行采样，得到基带信号r_m(nΔT)，其中，T为啁啾扩频调制符号周期，S为扩频因子，n表示采样点序号，m＝0,1,…,M-1。

传统的多天线接收机中，通常将每根天线接收到的射频信号分别通过各自的射频模块进行射频处理，得到多路基带信号，然后对多路基带信号进行处理。这种方法需要为每根天线分别配备一个射频模块，成本较高，而且基带需要对多路信号进行处理，运算量大，功耗较高。本公开仅使用一个射频模块，通过轮流地选择M根天线中的一根所接收到的射频信号通过射频模块进行射频处理，无需为每根天线配备一个射频模块，可以降低接收机的成本。

在步骤222中，检测当前时间窗内的基带信号中是否存在前导码。

将一段时间内经射频模块处理后得到的基带信号进行处理，检测在该段时间内的基带信号是否存在前导码。为表述方便起见，将该段时间称为时间窗，每个时间窗可以用时间窗的起始位置和时间窗长度表示。对于图3所示的例子，第q个时间窗的时间窗起始位置为w_q，时间窗长度为W_q，其中，q为整数。需要指出的是，不同时间窗的长度可以相同，也可以不同，可以根据实际需要进行选择。另外，尽管图3示出的相邻的时间窗相互重叠，但也可以是不重叠的。每个时间窗内，每根天线的接收信号经射频处理的时间段的数量可以相同，也可以不同。换句话说，在一个时间窗内，某些天线可以分配若干个不连续的时间段进行射频处理。

基带模块依次对时间窗内的基带信号进行处理，如果在某个时间窗内检测到前导码，则说明已接收到帧头。如果未检测到前导码，则继续处理下一个时间窗内的基带信号，直到检测到前导码。

为表述方便起见，可以将当前时间窗内每根天线对应的基带信号按啁啾扩频调制符号周期划分为若干个接收符号，将第m根天线第l个接收符号的第n个采样表示为r_m,l[n]，在这里0≤n<S。然后按照下面描述的方式检测当前时间窗内是否存在前导码。

首先，对每根天线的每个接收符号按以下公式计算相应的匹配符号，得到每根天线的匹配信号：

c_m,l[n]＝r_m,l[n]*p^*[n]， (4)

其中，c_m,l[n]，0≤n<S，为第m根天线的第l个匹配符号，p[n]为根据帧头的前导码中的预设的啁啾扩频调制符号构造的本地信号的第n个采样值，即若前导码中的预设的啁啾扩频调制符号为

0≤t＜T，则

然后，对每根天线的每个匹配符号计算离散傅里叶变换，得到频域匹配符号：

其中C_m，l[k]，k＝0，1，...，S-1，为第m根天线的第l个频域匹配符号，k为频点号。

接着，对每根天线的相邻的频域匹配符号按以下公式计算相应的频域匹配自相关符号：

其中，D_m，l[k]，k＝0，1，...，S-1，为第m根天线的第l个频域匹配自相关符号。需要指出的是，相邻的频域匹配符号是指时间上连续的两个频域匹配符号。如果某根天线在一个时间窗内被分配了两个射频处理的时间段，则前一时间段的最后一个频域匹配符号与下一时间段的首个频域匹配符号在时间上是不连续的，这两个频域匹配符号不属于相邻的频域匹配符号。

接着，按以下公式将M根天线的所有频域匹配自相关符号的按频点进行累加，得到加总的频域匹配自相关符号：

E[k]＝∑_m∑_lD_m，l[k]，k＝0，1，...，S-1， (7)

其中，E[k]，k＝0，1，...，S-1，为加总的匹配自相关符号。

最后，判断加总的频域匹配自相关符号的频域峰值E^max是否超过预设阈值，如果超过阈值，则认为检测到所述前导码，否则认为未检测到所述前导码。其中，E^max为加总的匹配自相关符号各个频点的模值的最大值，即E^max＝max{|E[k]|，k＝0，1，...，S-1}，频域峰值对应的频点号为k_max。

如果未检测到前导码，则在步骤223中，将时间窗向前滑动预设时间长度，然后重复执行步骤221和222，直到检测到前导码为止。时间窗向前滑动的预设时间长度可以根据实际需要进行选择，以对计算复杂度和检测速度进行平衡。优选地，预设时间长度可以为啁啾扩频调制符号周期的倍数。

在步骤230中，在检测到前导码后，估计M根天线中每根天线与参考天线之间的信号相位差。

由于每根天线与发射天线之间的距离可能不同，因此，不同天线收到的信号之间可能存在一定的相位差，为了对不同天线收到的信号之间的相位差进行比较，可以从M根天线中选择一根天线作为参考天线，将其他天线收到的信号与参考天线收到的信号的相位进行比较。在一些实施例中，可以从M根天线中随机选择一根天线作为参考天线。在一些实施例中，可以选择基带信号的平均功率最大的天线作为参考天线。

另外，由于接收机与发射机的时钟是相互独立的，两者的时钟频率通常存在偏差，接收机将接收到的射频信号转换成基带信号后，该基带信号相对发射机存在频率偏差f_o。频率偏差f_o可以表示为1/T的整数倍和小数倍之和，即f_o＝(δ_i+δ_f)/T，其中δ_i为整数，称为整数倍频偏，δ_f为小数，且-0.5≤δ_f＜0.5，称为小数倍频偏。

在一些实施例中，可以基于步骤222关于加总的频域匹配自相关符号的计算结果进行小数倍频偏估计，并进一步估计每根天线与参考天线之间的信号相位差。

首先，通过以下公式估计估计小数倍频偏δ_f：

δ_f＝angle(E[k_max])/(2π)， (8)

其中，E[k_max]为加总的频域匹配自相关符号第k_max个频点的值，函数angle(x)表示复数x的相位角，其取值范围为[-π，π)。

估计出小数倍频偏δ_f之后，按以下公式对每根天线的频域匹配自相关符号的第k_max个频点进行小数倍频偏补偿，得到小数倍频偏补偿结果：

其中，D′_m，l[k_max]为第m根天线的第l个频域匹配自相关符号的第k_max个频点进行小数倍频偏补偿得到的结果，p_m，l为第m根天线的第，个接收符号的起始位置相对于当前时间窗的起始位置的符号数偏移，即偏移了多少个啁啾扩频调制符号周期。

接着，将每根天线的频域匹配自相关符号的第k_max个频点的小数倍频偏补偿结果进行累加，得到每根天线的小数倍频偏补偿累加结果：

F_m[k_max]＝∑_lD′_m，l[k_max]， (10)

其中，F_m[k_max]为第m根天线的小数倍频偏补偿累加结果。公式(10)中，求和的范围可以为第m根天线的若干个频域匹配自相关符号，优选地，求和的范围为第m根天线的所有的频域匹配自相关符号。

最后，按照以下公式估计每根天线与参考天线之间的信号相位差：

其中，v为参考天线的序号，Δθ_m为估计的第m根天线与参考天线之间的信号相位差。很显然，当m＝v时，Δθ_m＝0。

在该实施例中，也可以选择小数倍频偏补偿累加结果的模值最大的天线作为参考天线。

在一些实施例中，也可以不进行小数倍频偏估计，直接基于每根天线的频域匹配自相关符号的第k_max个频点估计每根天线与参考天线之间的信号相位差。这种方法可以适用于小数倍频偏δ_f较小的情况。

首先，按以下公式对每根天线的频域匹配自相关符号的第k_max个频点进行累加，得到每根天线的小数倍频偏补偿累加结果：

F_m[k_max]＝∑_lD_m，l[k_max]， (11)

其中，F_m[k_max]为第m根天线的频域匹配自相关符号的第k_max个频点累加结果。

然后，按以下公式估计每根天线与参考天线之间的信号相位差：

其中，v为参考天线的序号，Δθ_m为估计的第m根天线与参考天线之间的信号相位差。

在另外一些实施例中，可以利用多个时间窗的基带信号进行小数倍频偏估计，然后利用小数倍频偏估计结果对进行信号补偿，基于补偿后的信号估计每根天线与参考天线之间的信号相位差。这种方法可以适用于接收信号信噪比较低的情况，通过这种方式，使得每根天线与参考天线之间的信号相位差估计结果更加准确。

首先，连续滑动Q个时间窗，在每个时间窗内轮流地选择M根天线中的一根所接收的射频信号进行射频处理以得到每根天线对应的基带信号，其中，Q为预设的正整数，时间窗滑动和天线选择应使得当前时间窗内每根天线对应的基带信号包括至少2个连续的啁啾扩频调制符号周期。对每个时间窗q，q＝0，1，...，Q-1，按以下步骤231-235进行处理：

在步骤231中，将第q个时间窗内每根天线对应的基带信号按啁啾扩频调制符号周期划分为若干个接收符号，其中，第m根天线第l个接收符号的第n个采样值为r_q，m，l[n]，0≤n＜S，m＝0，1，...，M-1。

在步骤232中，对第q个时间窗内每根天线的每个接收符号按以下公式计算相应的匹配符号，以得到每根天线的匹配信号：

C_q，m，l[n]＝r_q，m，l[n]*p^*[n]， (13)

其中，c_q，m，l[n]为第m根天线的第l个匹配符号的第n个采样值，p[n]为根据帧头的前导码中的预设的啁啾扩频调制符号构造的本地信号的第n个采样值。

在步骤233中，对每根天线的匹配符号计算离散傅里叶变换，得到相应的频域匹配符号：

其中C_q，m，l[k]为第m根天线的第l个频域匹配符号的第k个频点的值。

在步骤234中，对第q个时间窗内每根天线的频域匹配符号按以下公式计算相应的频域匹配自相关符号：

其中，D_q，m，l[k]为第m根天线的第l个频域匹配自相关符号的第k个频点的值。

在步骤235中，按以下公式将第q个时间窗内M根天线的所有频域匹配自相关符号的按频点累加，得到加总的频域匹配自相关符号：

E_q[k]＝∑_m∑_lD_q，m，l[k]，k＝0，1，...，S-1， (15)

其中，E_q[k]为加总的匹配自相关符号的第k个频点的值。

在得到每个时间窗的加总的匹配自相关符号之后，接着，搜索Q个时间窗的加总的频域匹配自相关符号的频域峰值E^max，即E^max＝max{|E_q[k]|，k＝0，1，...，S-1；q＝0，1，...，Q-1}，其中，频域峰值所在的频点号为k_max，所在的时间窗的序号为q_max。

接着，按以下公式估计小数倍频偏δ_f：

接着，按以下公式对第q_max个时间窗内的每根天线的频域匹配自相关符号的第k_max个频点进行小数倍频偏补偿：

其中，D′_m，l[k_max]为第q_max个时间窗内第m根天线的第l个频域匹配自相关符号的第k_max个频点进行小数倍频偏补偿得到的结果，p_m，l为第q_max个时间窗内第m根天线的第l个接收符号的起始位置相对于当前时间窗的起始位置的符号数偏移。

接着，按以下公式对第q_max个时间窗内的每根天线的频域匹配自相关符号的第k_max个频点的小数倍频偏补偿结果进行累加，得到每根天线的小数倍频偏补偿累加结果：

F_m[k_max]＝∑_lD′_m，l[k_max]， (18)

其中，F_m[k_max]为第q_max个时间窗内第m根天线的小数倍频偏补偿累加结果。

最后，按以下公式估计每根天线与参考天线之间的信号相位差：

其中，v为参考天线的序号，Δθ_m为估计的第m根天线与参考天线之间的信号相位差。

在该实施例中，也可以选择小数倍频偏补偿累加结果的模值最大的天线作为参考天线。

在估计出每根天线与参考天线之间的信号相位差之后，在步骤240中，对每根天线所接收的射频信号进行相位补偿。

对于第m根天线，采用以下公式对其接收的射频信号

进行相位补偿：

其中，

为第m根天线经相位补偿后的射频信号。每根天线经过相位补偿后的射频信号与参考天线的射频信号相位对齐。从公式(20)可以看出，根据本公开的方法，对每根天线接收的射频信号进行相位补偿可通过简单的移相器实现，具有结构简单的优点。

在步骤250中，将M根天线相位补偿后的射频信号进行叠加以得到合并的射频信号。

相位补偿后的射频信号叠加的过程可以用以下公式表示：

其中，

为合并的射频信号。由于各根天线的射频信号通过相位补偿，经过叠加后，提高了信号的信噪比。

在步骤260中，将合并的射频信号进行射频处理以得到合并的基带信号。

合并的基带信号由基带模块进一步进行处理，可以理解，由于步骤250的多天线射频信号合并提高了信噪比，从而可以提高接收机的灵敏度。

通过上述步骤可以看出，本公开的多天线信号合并方法20针对基于啁啾扩频调制的通信系统，利用了前导码包含重复的啁啾扩频调制符号的特点，轮流地选择多根天线中的一根所接收的射频信号进行射频处理得到基带信号，然后将每根天线的基带信号划分为若干接收符号，将每个接收符号与采用前导码重构的本地信号进行匹配，以及对匹配后的符号进行自相关，基于自相关结果估计每根天线与参考天线之间的信号相位差，然后根据相位差估计结果对每根天线接收的射频信号进行相位补偿，再将相位补偿后的射频信号合并，得到合并的射频信号，将合并的射频信号进行射频处理，得到合并的基带信号。与传统的接收方法相比，本公开的多天线信号合并方法20可以在提高接收机灵敏度的同时，降低了硬件实现的复杂度。

本公开还提供了一种无线通信设备40，如图4所示，无线通信设备40包括M根天线401，M个移相器402，合并器403，多路选择器(MUX)404，射频模块405和基带模块406。无线通信设备40可以用于实现本公开的实施例的多天线信号合并方法20。

每根天线401用于接收无线通信系统中的发射机使用数据帧10发射的射频信号；每个移相器402耦接在天线401之后，被配置为基于相位补偿参数对相应的天线所接收的射频信号进行相位补偿并输出相位补偿后的射频信号；合并器403被配置为将M路相位补偿后的射频信号进行叠加以得到合并的射频信号；多路选择器404被配置为根据天线选择控制信号从M路相位补偿后的射频信号和合并的射频信号中选择其中一路进行输出；射频模块405被配置为对多路选择器404输出的射频信号进行射频处理以得到相应的基带信号；基带模块406耦接到多路选择器404和M个移相器中的每个移相器402，被配置为对基带信号进行处理以生成每个移相器的相位补偿参数和生成天线选择控制信号。

在一些实施例中，无线通信设备40还可以包括M个低噪放大器(Low NoiseAmplifier，LNA)407，每个低噪放大器407耦接在相应信号分支的天线401和移相器402之间，被配置为对天线401接收的射频信号进行放大。

基带模块406对基带信号进行处理包括执行步骤510到步骤550。

在步骤510中，将M个移相器中的每个移相器的相位补偿参数初始化为0。

在步骤520中，检测基带信号中是否存在前导码。

按照预定方式生成轮流地选择M路相位补偿后的射频信号中的一路进行输出的天线选择控制信号，检测当前时间窗内的基带信号是否包括所述前导码，若未检测到前导码，则将时间窗向前滑动预设时间长度；然后重复执行该步骤直至检测到前导码。

检测当前时间窗内的基带信号是否包括前导码的过程可以采用本公开的多天线信号合并方法20的步骤222的各种实施例，这里不再赘述。

在步骤530中，响应于检测到所述前导码，从M根天线中选择一根天线作为参考天线，估计M根天线中每根天线与参考天线之间的信号相位差。

估计每根天线与参考天线之间的信号相位差的过程可以采用本公开的多天线信号合并方法20的步骤230的各种实施例，这里不再赘述。

在步骤540中，将每根天线与参考天线之间的信号相位差估计结果作为相应的移相器的相位补偿参数配置给相应的移相器402。

也就是说，第m根天线与参考天线之间的信号相位差估计结果作为第m个移相器的相位补偿参数Δθ_m，配置给第m个移相器。第m个移相器402基于配置的相位补偿参数Δθ_m，对第m根天线接收到的射频信号

进行相位补偿，得到相位补偿后的射频信号

在步骤550中，生成输出合并的射频信号的天线选择控制信号。

本技术领域的一般技术人员可以通过阅读说明书、公开的内容及附图和所附的权利要求书，理解和实施对披露的实施方式的其他改变。在权利要求中，措辞“包括”不排除其他的元素和步骤，并且措辞“一”、“一个”不排除复数。在本申请的实际应用中，一个零件可能执行权利要求中所引用的多个技术特征的功能。权利要求中的任何附图标记不应理解为对范围的限制。

Claims (17)

1.一种多天线信号合并方法，其特征在于，所述方法包括：

使用M根天线接收射频信号，所述射频信号承载无线数据帧，所述无线数据帧包括使用啁啾扩频调制的帧头，所述帧头包括由N_p个重复的预设的啁啾扩频调制符号组成的前导码，所述前导码的相邻两个啁啾扩频调制符号之间相位连续，其中，M和N_p均为大于或等于2的整数；

重复执行以下步骤直至检测到前导码：按照预定方式轮流地选择所述M根天线中的一根所接收的射频信号进行射频处理以得到每根天线对应的基带信号，检测当前时间窗内的基带信号中是否存在前导码，响应于未检测到所述前导码，将时间窗向前滑动预设时间长度；

响应于检测到所述前导码，从所述M根天线中选择一根天线作为参考天线，估计所述M根天线中每根天线与所述参考天线之间的信号相位差；

基于所述每根天线与所述参考天线之间的信号相位差估计结果，对所述每根天线所接收的射频信号进行相位补偿，以使得所述每根天线经相位补偿后的射频信号与参考天线的射频信号的相位对齐；

将所述M根天线相位补偿后的射频信号进行叠加以得到合并的射频信号；以及

将合并的射频信号进行射频处理以得到合并的基带信号。

2.根据权利要求1所述的多天线信号合并方法，其特征在于，所述射频信号由单天线发射。

3.根据权利要求1所述的多天线信号合并方法，其特征在于，所述预设时间长度为啁啾扩频调制符号周期的倍数。

4.根据权利要求1所述的多天线信号合并方法，其特征在于，所述检测当前时间窗内的基带信号是否包括所述前导码的步骤包括：

将当前时间窗内所述每根天线对应的基带信号按啁啾扩频调制符号周期划分为若干个接收符号，其中，第m根天线第l个接收符号的第n个采样为r_m,l[n]，0≤n＜S，S为一个啁啾扩频调制符号周期所包括的采样数，m＝0,1,…,M-1；

对所述每根天线的每个接收符号按以下公式计算相应的匹配符号以得到所述每根天线的匹配信号：c_m,l[n]＝r_m,l[n]*p^*[n]，其中，c_m,l[n]为第m根天线的第l个匹配符号的第n个采样值，p[n]为所述预设的啁啾扩频调制符号的第n个采样值；

对所述每根天线的匹配符号计算离散傅里叶变换以得到相应的频域匹配符号：

其中C_m,l[k]为第m根天线的第l个频域匹配符号的第k个频点的值；

对所述每根天线的相邻的频域匹配符号按以下公式计算相应的频域匹配自相关符号：

其中，D_m，l[k]为第m根天线的第l个频域匹配自相关符号的第k个频点的值；

按以下公式将所述M根天线的所有频域匹配自相关符号的按频点累加以得到加总的频域匹配自相关符号：

其中，E[k]为加总的匹配自相关符号的第k个频点的值；以及

判断所述加总的频域匹配自相关符号的频域峰值E^max是否超过预设阈值，如果超过阈值，则认为检测到所述前导码，否则认为未检测到所述前导码，其中，E^max＝max{|E[k]|，k＝0，1，...，S-1}，所述频域峰值对应的频点号为k_max。

5.根据权利要求4所述的多天线信号合并方法，其特征在于，所述估计所述M根天线中每根天线与所述参考天线之间的信号相位差的步骤包括：

按以下公式对所述M根天线的每根天线的频域匹配自相关符号的第k_max个频点进行累加，得到所述每根天线的小数倍频偏补偿累加结果：F_m[k_max]＝∑_lD_m，l[k_max]，其中，F_m[k_max]为第m根天线的频域匹配自相关符号的第k_max个频点累加结果；

按以下公式估计所述M根天线中每根天线与所述参考天线之间的信号相位差：

其中，v为参考天线的序号，Δθ_m为估计的第m根天线与所述参考天线之间的信号相位差。

6.根据权利要求4所述的多天线信号合并方法，其特征在于，所述估计所述M根天线中每根天线与所述参考天线之间的信号相位差的步骤包括：

按以下公式估计小数倍频偏δ_f：δ_f＝angle(E[k_max])/(2π)；

按以下公式对所述M根天线的每根天线的频域匹配自相关符号的第k_max个频点进行小数倍频偏补偿：

其中，D′_m，l[k_max]为第m根天线的第l个频域匹配自相关符号的第k_max个频点进行小数倍频偏补偿得到的结果，p_m，l为第m根天线的第l个接收符号的起始位置相对于当前时间窗的起始位置的符号数偏移；

按以下公式对所述M根天线的每根天线的频域匹配自相关符号的第k_max个频点的小数倍频偏补偿结果进行累加，得到所述每根天线的小数倍频偏补偿累加结果：F_m[k_max]＝∑_lD′_m，l[k_max]，其中，F_m[k_max]为第m根天线的小数倍频偏补偿累加结果；

按以下公式估计所述M根天线中每根天线与所述参考天线之间的信号相位差：

其中，v为参考天线的序号，Δθ_m为估计的第m根天线与所述参考天线之间的信号相位差。

7.根据权利要求6所述的多天线信号合并方法，其特征在于，从所述M根天线中选择的一根天线作为参考天线的步骤包括：

选择所述M根天线中所述小数倍频偏补偿累加结果的模值最大的天线作为所述参考天线。

8.根据权利要求1所述的多天线信号合并方法，其特征在于，所述估计所述M根天线中每根天线与所述参考天线之间的信号相位差的步骤包括：

连续滑动Q个时间窗，在每个时间窗内轮流地选择所述M根天线中的一根所接收的射频信号进行射频处理以得到每根天线对应的基带信号，其中，Q为预设的正整数，所述时间窗滑动和所述天线选择应使得当前时间窗内所述M根天线的每根天线对应的基带信号包括至少2个连续的啁啾扩频调制符号周期；

将第q个时间窗内所述每根天线对应的基带信号按啁啾扩频调制符号周期划分为若干个接收符号，其中，第m根天线第l个接收符号的第n个采样为r_q，m，l[n]，0≤n＜S，S为一个啁啾扩频调制符号周期所包括的采样数，m＝0，1，...，M-1，q＝0，1，...，Q-1；

对第q个时间窗内所述每根天线的每个接收符号按以下公式计算相应的匹配符号以得到所述每根天线的匹配信号：c_q，m，l[n]＝r_q，m，l[n]*p^*[n]，其中，c_q，m，l[n]为第m根天线的第l个匹配符号的第n个采样值，p[n]为所述预设的啁啾扩频调制符号的第n个采样值；

对所述每根天线的匹配符号计算离散傅里叶变换以得到相应的频域匹配符号：

其中C_q，m，l[k]为第m根天线的第l个频域匹配符号的第k个频点的值；

对第q个时间窗内所述每根天线的频域匹配符号按以下公式计算相应的频域匹配自相关符号：

其中，D_q，m，l[k]为第m根天线的第l个频域匹配自相关符号的第k个频点的值；

按以下公式将第q个时间窗内所述M根天线的所有频域匹配自相关符号的按频点累加以得到加总的频域匹配自相关符号：E_q[k]＝∑_m∑_lD_q，m，l[k]，k＝0，1，...，S-1，其中，E_q[k]为加总的匹配自相关符号的第k个频点的值；

搜索所述Q个时间窗的所述加总的频域匹配自相关符号的频域峰值E^max，其中，E^max＝max{|E_q[k]|，k＝0，1，...，S-1；q＝0，1，...，Q-1}，所述频域峰值对应的频点号为k_max，时间窗的序号为q_max；

按以下公式估计小数倍频偏δ_f：

按以下公式对第q_max个时间窗内所述M根天线的每根天线的频域匹配自相关符号的第k_max个频点进行小数倍频偏补偿：

其中，D′_m，l[k_max]为第q_max个时间窗内第m根天线的第l个频域匹配自相关符号的第k_max个频点进行小数倍频偏补偿得到的结果，p_m，l为第q_max个时间窗内第m根天线的第l个接收符号的起始位置相对于当前时间窗的起始位置的符号数偏移；

按以下公式对第q_max个时间窗内所述M根天线的每根天线的频域匹配自相关符号的第k_max个频点的小数倍频偏补偿结果进行累加，得到所述每根天线的小数倍频偏补偿累加结果：F_m[k_max]＝∑_lD′_m，l[k_max]，其中，F_m[k_max]为第q_max个时间窗内第m根天线的小数倍频偏补偿累加结果；

按以下公式估计所述M根天线中每根天线与所述参考天线之间的信号相位差：

其中，v为参考天线的序号，Δθ_m为估计的第m根天线与所述参考天线之间的信号相位差。

9.一种无线通信设备，其特征在于，所述无线通信设备包括：

用于接收射频信号的M根天线，所述射频信号承载无线数据帧，所述无线数据帧包括使用啁啾扩频调制的帧头，其中，M为大于或等于2的整数；

M个移相器，其中，第m个移相器耦接在所述M根天线的第m根天线之后，被配置为基于相位补偿参数对第m根天线所接收的射频信号进行相位补偿并输出相位补偿后的射频信号，其中，m＝0，1，...，M-1，从而生成M路相位补偿后的射频信号；

合并器，其被配置为将所述M路相位补偿后的射频信号进行叠加以得到合并的射频信号；

多路选择器，其被配置为根据天线选择控制信号从所述M路相位补偿后的射频信号和所述合并的射频信号中选择其中一路进行输出；

射频模块，其被配置为对所述多路选择器输出的射频信号进行射频处理以得到相应的基带信号；以及

基带模块，其耦接到所述多路选择器和所述M个移相器中的每个移相器，所述基带模块被配置为对所述基带信号进行处理以确定所述每个移相器的相位补偿参数和生成所述天线选择控制信号。

10.根据权利要求9所述的无线通信设备，其特征在于，所述帧头包括由N_p个重复的预设的啁啾扩频调制符号组成的前导码，所述前导码的相邻两个啁啾扩频调制符号之间相位连续，其中，N_p为大于或等于2的整数，所述基带模块对所述基带信号进行处理包括：

将所述M个移相器中的每个移相器的相位补偿参数初始化为0；

检测所述基带信号中是否存在前导码；

响应于检测到所述前导码，从所述M根天线中选择一根天线作为参考天线，估计所述M根天线中每根天线与所述参考天线之间的信号相位差；

将所述M根天线中每根天线与所述参考天线之间的信号相位差估计结果作为相应的移相器的相位补偿参数配置给相应的移相器；以及

生成输出所述合并的射频信号的所述天线选择控制信号。

11.根据权利要求10所述的无线通信设备，其特征在于，所述基带模块检测所述基带信号中是否存在前导码包括：

重复执行该步骤直至检测到前导码：按照预定方式生成轮流地选择所述M路相位补偿后的射频信号中的一路进行输出的所述天线选择控制信号，检测当前时间窗内的基带信号是否包括前导码，响应于未检测到所述前导码，将时间窗向前滑动预设时间长度。

12.根据权利要求11所述的无线通信设备，其特征在于，所述预设时间长度为啁啾扩频调制符号周期的倍数。

13.根据权利要求11所述的无线通信设备，其特征在于，所述基带模块检测当前时间窗内的基带信号是否包括所述前导码包括：

将当前时间窗内所述每根天线对应的基带信号按啁啾扩频调制符号周期划分为若干个接收符号，其中，第m根天线第l个接收符号的第n个采样为r_m，l[n]，0≤n＜S，S为一个啁啾扩频调制符号周期所包括的采样数，m＝0，1，...，M-1；

对所述每根天线的每个接收符号按以下公式计算相应的匹配符号以得到所述每根天线的匹配信号：c_m，l[n]＝r_m，l[n]*p^*[n]，其中，c_m，l[n]为第m根天线的第l个匹配符号的第n个采样值，p[n]为所述预设的啁啾扩频调制符号的第n个采样值；

对所述每根天线的匹配符号计算离散傅里叶变换以得到相应的频域匹配符号：

其中C_m，l[k]为第m根天线的第l个频域匹配符号的第k个频点的值；

对所述每根天线的相邻的频域匹配符号按以下公式计算相应的频域匹配自相关符号：

其中，D_m，l[k]为第m根天线的第l个频域匹配自相关符号的第k个频点的值；

按以下公式将所述M根天线的所有频域匹配自相关符号的按频点累加以得到加总的频域匹配自相关符号：E[k]＝∑_m∑_lD_m，l[k]，k＝0，1，...，S-1，其中，E[k]为加总的匹配自相关符号的第k个频点的值；以及

判断所述加总的频域匹配自相关符号的频域峰值E^max是否超过预设阈值，如果超过阈值，则认为检测到所述前导码，否则认为未检测到所述前导码，其中，E^max＝max{|E[k]|，k＝0，1，...，S-1}，所述频域峰值对应的频点号为k_max。

14.根据权利要求13所述的无线通信设备，其特征在于，所述基带模块估计所述M根天线中每根天线与所述参考天线之间的信号相位差包括：

按以下公式对所述M根天线的每根天线的频域匹配自相关符号的第k_max个频点进行累加，得到所述每根天线的小数倍频偏补偿累加结果：F_m[k_max]＝∑_lD_m，l[k_max]，其中，F_m[k_max]为第m根天线的频域匹配自相关符号的第k_max个频点累加结果；

按以下公式估计所述M根天线中每根天线与所述参考天线之间的信号相位差：

其中，v为参考天线的序号，Δθ_m为估计的第m根天线与所述参考天线之间的信号相位差。

15.根据权利要求13所述的无线通信设备，其特征在于，所述基带模块估计所述M根天线中每根天线与所述参考天线之间的信号相位差包括：

按以下公式估计小数倍频偏δ_f：δ_f＝angle(E[k_max])/(2π)；

按以下公式对所述M根天线的每根天线的频域匹配自相关符号的第k_max个频点进行小数倍频偏补偿：

其中，D′_m，l[k_max]为第m根天线的第l个频域匹配自相关符号的第k_max个频点进行小数倍频偏补偿得到的结果，p_m，l为第m根天线的第l个接收符号的起始位置相对于当前时间窗的起始位置的符号数偏移；

按以下公式对所述M根天线的每根天线的频域匹配自相关符号的第k_max个频点的小数倍频偏补偿结果进行累加，得到所述每根天线的小数倍频偏补偿累加结果：F_m[k_max]＝∑_lD′_m，l[k_max]，其中，F_m[k_max]为第m根天线的小数倍频偏补偿累加结果；

按以下公式估计所述M根天线中每根天线与所述参考天线之间的信号相位差：

其中，v为参考天线的序号，Δθ_m为估计的第m根天线与所述参考天线之间的信号相位差。

16.根据权利要求15所述的无线通信设备，其特征在于，所述基带模块从所述M根天线中选择的一根天线作为参考天线包括：

选择所述M根天线中所述小数倍频偏补偿累加结果的模值最大的天线作为所述参考天线。

17.根据权利要求10所述的无线通信设备，其特征在于，所述基带模块估计所述M根天线中每根天线与所述参考天线之间的信号相位差包括：

连续滑动Q个时间窗，在每个时间窗内生成轮流地选择所述M路相位补偿后的射频信号中的一路进行输出的所述天线选择控制信号，其中，Q为预设的正整数，所述时间窗滑动和所述天线选择应使得当前时间窗内所述M根天线的每根天线对应的基带信号包括至少2个连续的啁啾扩频调制符号周期；

将第q个时间窗内所述每根天线对应的基带信号按啁啾扩频调制符号周期划分为若干个接收符号，其中，第m根天线第l个接收符号的第n个采样为r_q，m，l[n]，0≤n＜S，S为一个啁啾扩频调制符号周期所包括的采样数，m＝0，1，...，M-1，q＝0，1，...，Q-1；

对第q个时间窗内所述每根天线的每个接收符号按以下公式计算相应的匹配符号以得到所述每根天线的匹配信号：c_q，m，l[n]＝r_q，m，l[n]*p^*[n]，其中，c_q，m，l[n]为第m根天线的第l个匹配符号的第n个采样值，p[n]为所述预设的啁啾扩频调制符号的第n个采样值；

对所述每根天线的匹配符号计算离散傅里叶变换以得到相应的频域匹配符号：

其中C_q，m，l[k]为第m根天线的第l个频域匹配符号的第k个频点的值；

对第q个时间窗内所述每根天线的频域匹配符号按以下公式计算相应的频域匹配自相关符号：

其中，D_q，m，l[k]为第m根天线的第l个频域匹配自相关符号的第k个频点的值；

按以下公式将第q个时间窗内所述M根天线的所有频域匹配自相关符号的按频点累加以得到加总的频域匹配自相关符号：

其中，E_q[k]为加总的匹配自相关符号的第k个频点的值；

搜索所述Q个时间窗的所述加总的频域匹配自相关符号的频域峰值E^max，其中，E^max＝max{|E_q[k]|，k＝0，1，...，S-1；q＝0，1，...，Q-1}，所述频域峰值对应的频点号为k_max，时间窗的序号为q_max；

按以下公式估计小数倍频偏δ_f：

按以下公式对第q_max个时间窗内所述M根天线的每根天线的频域匹配自相关符号的第k_max个频点进行小数倍频偏补偿：

其中，D′_m，l[k_max]为第q_max个时间窗内第m根天线的第l个频域匹配自相关符号的第k_max个频点进行小数倍频偏补偿得到的结果，p_m，l为第q_max个时间窗内第m根天线的第l个接收符号的起始位置相对于当前时间窗的起始位置的符号数偏移；

按以下公式对第q_max个时间窗内所述M根天线的每根天线的频域匹配自相关符号的第k_max个频点的小数倍频偏补偿结果进行累加，得到所述每根天线的小数倍频偏补偿累加结果：F_m[k_max]＝∑_lD′_m，l[k_max]，其中，F_m[k_max]为第q_max个时间窗内第m根天线的小数倍频偏补偿累加结果；

按以下公式估计所述M根天线中每根天线与所述参考天线之间的信号相位差：

其中，v为参考天线的序号，Δθ_m为估计的第m根天线与所述参考天线之间的信号相位差。

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