CN111327218B - 开关模式dc-ac变换器驱动下的振荡系统的控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开一种谐振式变换器中开关振荡系统的控制方法。活动周期表示，在此期间，变换器中有开关处于导通状态，或变换器中开关的导通截止状态可以变化；休眠周期表示，在此期间，变换器中所有的开关都处于截止状态，或变换器中开关的导通截止状态停止变化。通过检测系统振荡电压或电流的过零点，控制开关在过零点动作，可以实现软开关。通过调整活动周期和休眠周期的长短，对系统输出功率的大小进行调节，将活动周期降为零来实现系统的过流保护。甚至可以使系统的振荡暂停，从而对系统的输出功率进行灵活的调整以及对系统实施过流保护。
Description
技术领域
本发明主要用于谐振式变换器驱动下的振荡系统，不仅可以使系统中所有的开关都工作于软开关状态，极大地提高系统的效率，降低系统的电磁污染，同时还能通过对开关导通以及截止状态的控制，对系统的振荡情况和振荡程度进行灵活的控制，甚至可以使系统的振荡暂停，从而对系统的输出功率进行灵活的调整以及对系统实施过流保护。
技术背景
高频化是电力电子技术的发展方向，因为频率越高，系统的功率密度越大，体积越小、重量越轻、成本越低。从理论分析到实践都证明，电气产品的体积与重量与供电频率的平方根成反比。但高频所带来的一个问题就是，随着系统频率的提高，开关损耗也不断增大，从而使系统的效率降低。解决这个问题的一个办法就是实现软开关，使系统的开关在电压或电流的过零点动作。从理论上来说，软开关的开关损耗为零。实现软开关的方法之一就是找到系统自身所固有的谐振频率，使系统的驱动频率与系统所固有的谐振频率相等，这样系统自然就会工作于软开关状态。但本人在实践中发现，如果使系统的驱动频率与系统自身所固有的谐振频率相等，即在系统电压或电流振荡的每一个过零点都控制开关通断一次，有时候容易导致系统振荡不稳，不容易找到过零点，为软开关的实现增加了难度。反之，如果降低驱动频率，在系统振荡电压或电流经过两个以上的过零点之后再控制开关通断一次，有时候会使系统的振荡趋于更加平稳，更容易找到过零点，使软开关的实现也更加容易。另外，目前DC-AC变换器驱动下的振荡系统大都属于连续振荡系统，即系统中电压和电流的振荡都是连续的，基本上没有非连续的振荡系统。本人发现，在系统电压或电流的过零点，实际上可以通过关闭系统中所有的开关，使系统的振荡暂停，并且可以通过控制系统振荡暂停时间的长短来对系统的输出功率进行调整和控制。基于上述这些发现，本专利提出了一系列新的对系统进行驱动和控制的方法和策略。一个是通过对系统中开关通断的控制，使系统的振荡暂停，并通过对系统振荡暂停时间长短的控制，来调整控制系统输出功率的策略。另一个是通过以低于系统自身固有谐振频率的频率来对系统进行驱动，从而更有利于找到系统振荡的过零点，更有利于软开关的实现的策略。需要特别指出的是，上述所有这些控制策略都是建立在软开关的基础之上，即只有在系统振荡电压或电流的过零点才控制开关导通或关闭。
附图说明
作为整个说明书一部分的附图，对本发明的实施例进行了图示说明，与文字部分的说明一起，用来对本发明的基本原则进行解释。
图1.表示DC-AC变换器驱动下的振荡系统的一般总体结构框图。
图2.表示共振槽的几种结构形式。
图3.表示在原边控制器的控制方式1中，开关导通之后经过一个过零点即关闭的情况的波形图。
图4.表示在原边控制器的控制方式1中，开关导通之后经过两个过零点才关闭的情况的波形图。
图5.表示在原边控制器的控制方式1中，开关导通之后经过三个过零点才关闭的情况的波形图。
图6.表示在原边控制器的控制方式2中，开关导通之后经过一个过零点即关闭的情况的波形图。
图7.表示在原边控制器的控制方式2中，开关导通之后经过两个过零点才关闭的情况的波形图。
图8.表示在原边控制器的控制方式3中，开关导通之后经过一个过零点即关闭的情况的波形图。
图9.表示在原边控制器的控制方式3中，开关导通之后经过两个过零点才关闭的情况的波形图。
图10.表示该技术应用于H_Bridg全桥变换器的一般电路原理图。
图11.表示使Push Pull变换器中的振荡暂停的方法的电路原理图。
具体实施方式
该部分包括以下三方面的内容：
·原边控制器的控制方法
·原边变换器举例说明
·付边控制器的控制方法
1.原边控制器的控制方法
本发明主要应用于如图1所示的谐振式变换器驱动下的振荡系统。这种振荡系统可以大致分为原边电路和付边电路两部分。原边电路包括一个开关模式的DC-AC变换器1，一个共振槽2，一个主振荡过零点检测模块11以及一个原边控制器10。付边电路包括一个付边接收电感LS 3，一个付边开关Sk 4，一个付边整流滤波电路6，一个负载7和一个付边控制器14。原边电路中的共振槽2由一个电容和一个电感，或多个电容和多个电感串并联组成，可以采取多种不同的形式，如图2所示。原付边电路通过原边共振槽中的电感与付边电路的接收电感通过磁场耦合在一起。其中原边电路中的DC-AC变换器1可以是任何谐振式变换器。理想状态下，开关模式DC-AC变换器1中的开关最好工作于软开关状态，即只有在共振槽2中的振荡电流或电压为零时才对变换器1中的开关进行通断操作。为此本专利利用一个“主振荡过零点检测”模块11专门负责检测共振槽2中振荡电流或电压的过零点，并输出一个代表振荡电流或电压过零点的方波信号，提供给原边控制器10，使原边控制器10可以在振荡电压或电流的过零点控制DC-AC变换器1中的开关动作，实现软开关。变换器1中开关的驱动信号由原边控制器10产生。开关驱动信号的一个周期包括一个活动周期和一个休眠周期。开关驱动信号的频率为一个开关周期时间的倒数。由于DC-AC变换器1中往往有多个而不是一个开关，这里所说的由原边控制器10所产生的驱动信号仅仅代表DC-AC变换器1的总的控制信号，而并不代表DC-AC变换器1中某一个开关的驱动信号。DC-AC变换器1中某一个开关的驱动信号可以根据不同DC-AC变换器中开关驱动的约束要求灵活掌握。原边控制器10可以对变换器1中的开关采取以下三种不同的控制策略。
第一种策略对开关通断控制的特点是：只有在活动周期，变换器1中才有开关处于导通状态，而在休眠周期，变换器1中所有的开关都处于截止状态，并且不管是在活动周期还是在休眠周期，开关的导通和截止状态都保持不变。只有在活动周期与休眠周期进行切换时，才对开关的导通和截止状态进行切换。采取这种策略时，系统的电压电流振荡，只有在活动周期才能进行，而在休眠周期，系统的电压电流振荡暂时停止。在活动周期，开关导通之后，可以在系统振荡电压或电流经过一个以上的过零点之后再关闭。图3，图4和图5分别表示开关导通之后经过一个，两个和三个过零点以后才关闭的情况。实践证明，当系统的振荡不太稳定时，采取让开关导通之后，经过两个以上的过零点之后再关闭的策略，更有利于使系统的振荡趋于稳定，从而更有利于找到系统振荡的过零点及软开关的实现。采取这种控制策略时，可以通过调整活动周期中系统振荡电压或振荡电流过零点的次数，或休眠周期时间的长短来对系统的输出功率进行调整，并可以通过将活动周期降为零，使系统的振荡彻底停止来对系统进行过流保护。
第二种控制策略是：在活动周期，变换器1中开关的导通截止状态可以在振荡电压或振荡电流的过零点变化；在休眠周期，变换器1中所有的开关都处于截止状态，系统的电压电流振荡暂停，如图6和图7所示。图6表示开关导通之后经过一个过零点即关闭的情况；图7表示开关导通之后经过两个过零点以后才关闭的情况。采取这种控制策略时，可以通过调整活动周期和休眠周期的长短，来对系统的输出功率进行调整，也可以通过将活动周期降为零来对系统实施过流保护。
第三种控制策略是：在活动周期，变换器1中开关的导通截止状态可以在振荡电压或振荡电流的过零点变化；而在休眠周期，变换器1中的开关并不是都处于截止状态，而是导通截止状态停止变化，如图8和图9所示。图8表示开关导通之后经过一个过零点即关闭的情况；图9表示开关导通之后经过两个过零点以后才关闭的情况。这种控制方式的一个特点是，由于在休眠周期变换器1中的开关并不是都处于截止状态，而是仍有开关处于导通状态，从而系统电压及电流的振荡实际上并不是立即停止，而是仍有可能继续进行。但由于此时所有开关的导通截止状态都停止了变化，不会有新的能量注入系统，从而休眠周期系统的振荡只能是一种衰减振荡。采取这种控制策略时，可以通过调整活动周期和休眠周期的长短，来对系统的输出功率进行调整，也可以通过将活动周期降为零来对系统实施过流保护。
以上所述主要是系统原边变换器的控制方法，下一节对两种常用的变换器做了进一步的具体说明，第三节专门讨论系统付边电路的控制方法。需要指出的是，上述所有这些控制策略都是建立在软开关的基础之上，即只有在系统振荡电压或电流的过零点才控制开关导通或关闭。
2.原边变换器举例说明
2.1H_Bridge变换器
图10所示为图1中开关模式DC-AC变换器1采取H_Bridge全桥变换器，共振槽2采取图2(a)中所示的电感电容串联谐振模式的情况。其中的主振荡过零点检测模块实时监测共振槽中谐振电流i的过零点，以便原边控制器控制变换器中所有的开关S1，S2，S3以及S4都在谐振电流i的过零点进行导通和截止状态的切换。图3～图9为采取各种不同控制方式时共振槽2中的谐振电流i以及变换器1中的四个开关S1，S4以及S2，S3的驱动信号的波形。从中可以看出，只有在活动周期才有开关处于导通状态或者开关的导通截止状态才可以发生变化，在休眠周期，或者所有开关都处于截止状态，或者开关的导通截止状态停止变化。这样，只有在活动周期才有能量注入系统，在休眠周期没有能量注入系统。通过调整活动周期和休眠周期的长短，就可以调整系统输出功率的大小，并且可以通过将活动周期降为零来对系统实施过流保护。
2.2Push Pull变换器
图11所示为图1中开关模式DC-AC变换器1采取Push Pull变换器，共振槽2采取图2(b)中所示的电感电容并联谐振模式的情况。其中的主振荡过零点检测模块实时监测共振槽中谐振电压v的过零点，以便原边控制器控制变换器中的开关S1，S2在谐振电压v的过零点进行导通和截止状态的切换。
一般来说，在正常工作状态，Push Pull变换器中的两个开关S1和S2，必须始终处于一个导通一个关断的状态，不断轮流交替，使系统的振荡不断连续进行。既不可以使两个开关同时导通，也不可以使两个开关同时关断。因为，如果使两个开关同时导通，共振槽中的巨大能量就会瞬间冲入开关S1和S2，使开关过流损坏；如果使两个开关S1和S2同时断开，则系统中多个电感L1，L2以及L3(称为直流电感，其中的电流都是单向流动)中的电流就会由于无处流动而产生巨大的高压将整个系统击穿。即使是在系统谐振电压v的过零点，控制系统中的两个开关S1和S2同时断开也绝对不允许。而在系统谐振电流i的过零点，系统谐振电压v又正好处于最大值，更不可随便对开关进行通断操作。因此，一般情况下Push Pull变换器中的振荡只能连续进行，而不能通过对开关的通断控制而使振荡暂停。根据Push Pull变换器的工作特点，通过对其拓扑结构稍加改变，添加一些瞬态电压抑制以及储能电容器件，本专利提出了一种通过控制Push Pull变换器中的两个开关同时关断，从而可以使PushPull变换器中的振荡暂停的方法。具体措施为，分别在如图11所示电路的A，B，C三点与地之间添加一种TVS(Transient Voltage Suppression)或Zener齐纳二极管与电容的串联结构，以下简称结构，如图11中的T1，C1；T2，C2以及T3和C3所示。这样，当在Push Pull变换器共振槽中振荡电压v的过零点控制Push Pull变换器中的两个开关S1和S2同时断开时，变换器中三个电感L1，L2以及L3中的电流由于无处流动而产生的高压，就会使TVS或齐纳二极管T1，T2和T3导通，将各个电感中的能量分别存储于三个电容C1，C2和C3当中，从而避免了出现由于电感中的电流突然断路产生巨大高压而将整个系统击穿的严重后果。某些情况下，为简便起见，也可以将结构中的电容省略。
3.付边控制器的控制方法
如图1所示，付边控制器14有三个输入信号和一个输出信号。输入信号包括：系统的输出电压Vout 8，付边接收电感LS 3两端的电压信号13以及流过付边接收电感LS 3的电流信号12。输出信号即付边开关Sk 4的门驱动信号。付边控制器14通过控制付边开关Sk 4导通和关闭时间的长短来对输出电压Vout 8进行调整，使输出电压Vout 8稳定。首先，付边控制器14根据输出电压Vout 8产生一个PWM(Pulse Width Modulation)信号，该信号的频率小于系统的振荡频率，其占空比与输出电压Vout 8的关系是：输出电压Vout 8越小，占空比越大；输出电压Vout 8越大，占空比越小。在PWM信号为高期间，付边控制器14控制付边开关Sk 4导通，反之在PWM信号为低期间，付边控制器14控制付边开关Sk 4关断。为了实现软开关，付边控制器14对付边接收电感LS 3两端的电压和电流进行动态实时监测，控制付边开关Sk 4在付边接收电感LS 3两端的电压和电流的过零点导通或关闭。具体可以采取两种不同的策略。第一种是，付边开关Sk 4的导通和关闭都在付边接收电感LS 3两端的电压为零的时刻进行。另一种是，在付边接收电感LS 3两端的电压为零的时刻，控制付边开关Sk 4导通，而在付边接收电感LS 3中的电流为零的时刻，控制付边开关Sk 4关断。
尽管本发明已经通过对其实施例的详细描述进行了说明，但申请人无意将所附权利要求的范围以任何方式限制于这些细节。本领域的专业技术人员可以很容易地在本发明的基础上找出各种变体，而不脱离本发明的范围和精神。因此，本发明在其更广泛的意义上不限于所示和所描述的具体细节，代表性装置和方法以及说明性示例。在不脱离申请人的总体发明构思的精神或范围的情况下，可以产生对这些细节的各种各样的偏离。在本说明书中参考任何现有技术并不构成承认这样的现有技术形成公知常识的一部分。
Claims (11)
1.一种开关模式DC-AC变换器驱动下的振荡系统的控制方法，所述方法用一个信号同时实现软开关和系统输出功率的调整，包括：
一个原边电路和一个副边电路；
其中：
原边电路包括一个开关模式DC-AC变换器，一个共振槽，一个原边主振荡过零点检测模块，一个原边控制器；
开关模式DC-AC变换器可以是任何谐振式变换器，其中开关驱动信号由原边控制器产生；
开关驱动信号的一个周期包括一个活动周期和一个休眠周期；
可以通过调整活动周期和休眠周期的长短，来对系统的输出功率进行调整；
可以通过将活动周期降为零来对系统实施过流保护；
开关驱动信号的频率为一个开关周期时间的倒数；
由于开关模式DC-AC变换器中往往有多个而不是一个开关，这里所说的由原边控制器所产生的开关驱动信号仅代表开关模式DC-AC变换器的总的控制信号，而不代表开关模式DC-AC变换器中某一个开关的开关驱动信号，而开关模式DC-AC变换器中某一个开关的开关驱动信号可以根据不同开关模式DC-AC变换器中开关驱动的约束要求灵活掌握；
共振槽由一个电容和一个电感，或多个电容和多个电感串并联组成；
原边主振荡过零点检测模块负责实时监测共振槽中振荡电压或振荡电流的过零点，产生一个振荡电压或振荡电流的过零点信号，提供给原边控制器；
该原边控制器根据原边主振荡过零点检测模块所产生的振荡电压或振荡电流的过零点信号，控制开关模式DC-AC变换器中的开关在过零点开通和关断，实现软开关；
副边电路包括一个副边接收电感，一个副边开关，一个副边整流滤波及负载电路和一个副边控制器；
副边接收电感通过磁场与原边共振槽中的谐振电感耦合在一起。
2.如权利要求1中的一种开关模式DC-AC变换器驱动下的振荡系统的控制方法，其中原边控制器的控制方式为：
在开关导通之后，控制其在系统振荡电压或振荡电流的下一个过零点关闭，或者控制其在系统振荡电压或振荡电流经过了一个以上的过零点之后再关闭。
3.如权利要求2中的一种开关模式DC-AC变换器驱动下的振荡系统的控制方法，其中原边控制器控制方式的进一步控制方式为：
在活动周期，开关模式DC-AC变换器中有开关处于导通状态，但所有开关的导通截止状态都不可以变化；
可以通过调整活动周期系统振荡电压或振荡电流的过零点次数来对系统的输出功率进行调整。
4.如权利要求2中的一种开关模式DC-AC变换器驱动下的振荡系统的控制方法，其中原边控制器控制方式的进一步控制方式为：
在活动周期，开关模式DC-AC变换器中开关的导通截止状态可以在系统振荡电压或振荡电流的过零点变化。
5.如权利要求3中的一种开关模式DC-AC变换器驱动下的振荡系统的控制方法，其中原边控制器控制方式的进一步控制方式为：
在休眠周期，系统中所有的开关都处于截止状态，系统正常的振荡过程暂停。
6.如权利要求4中的一种开关模式DC-AC变换器驱动下的振荡系统的控制方法，其中原边控制器控制方式的进一步控制方式为：
在休眠周期，系统中所有的开关都处于截止状态，系统正常的振荡过程暂停。
7.如权利要求3中的一种开关模式DC-AC变换器驱动下的振荡系统的控制方法，其中原边控制器控制方式的进一步控制方式为：
在休眠周期，开关模式DC-AC变换器中所有开关的导通截止状态停止变化,但仍有开关处于导通状态，所以系统的振荡仍可以继续进行，但由于此时没有能量注入系统，系统的振荡为衰减振荡。
8.如权利要求4中的一种开关模式DC-AC变换器驱动下的振荡系统的控制方法，其中原边控制器控制方式的进一步控制方式为：
在休眠周期，开关模式DC-AC变换器中所有开关的导通截止状态停止变化,但仍有开关处于导通状态，所以系统的振荡仍可以继续进行，但由于此时没有能量注入系统，系统的振荡为衰减振荡。
9.如权利要求1中的一种开关模式DC-AC变换器驱动下的振荡系统的控制方法，其中副边控制器的控制方式为：
动态实时监测系统的输出电压并根据该输出电压产生一个占空比可调的方波信号；
系统输出电压与占空比可调信号的关系是：输出电压越大，占空比越小，输出电压越小，占空比越大；
占空比可调信号的频率小于系统的振荡频率；
控制副边开关在占空比可调信号为高期间导通，为低期间关断。
10.如权利要求7中的一种开关模式DC-AC变换器驱动下的振荡系统的控制方法，其中副边控制器控制方式的进一步控制方式为：
动态实时监测副边接收电感两端的电压，在该副边接收电感两端的电压为零并且占空比可调信号为高时，发出副边开关的门驱动信号，控制该副边开关导通；在该副边接收电感两端的电压为零并且占空比可调信号为低时，发出副边开关的门驱动信号，控制该副边开关关闭，实现软开关；上述进一步控制方式同样适用于权利要求8。
11.如权利要求7中的一种开关模式DC-AC变换器驱动下的振荡系统的控制方法，其中副边控制器控制方式的进一步控制方式为：
动态实时监测副边接收电感两端的电压和电流，在该副边接收电感两端的电压为零并且占空比可调信号为高时，发出副边开关的门驱动信号，控制该副边开关导通；在该副边接收电感中的电流为零并且占空比可调信号为低时，发出副边开关的门驱动信号，控制该副边开关关闭，实现软开关；
上述进一步控制方式同样适用于权利要求8。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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2020
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