CN111277132A - 功率因数校正电路和组件及包括其的在线式不间断电源 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种功率因数校正电路和组件及包括其的在线式不间断电源，其中所述功率因数校正电路包括脉宽调制整流器和隔离型DC‑DC变换器，所述脉宽调制整流器的输出端连接至所述隔离型DC‑DC变换器的输入端。所述功率因数校正组件包括多个如上所述的功率因数校正电路，多个所述功率因数校正电路中的脉宽调制整流器的输入端串联连接，且多个所述功率因数校正电路中的隔离型DC‑DC变换器的输出端并联连接。本发明的功率因数校正组件无工频变压器，体积小、成本低，且提高了工作可靠性。

Description

功率因数校正电路和组件及包括其的在线式不间断电源
技术领域
本发明涉及电子电路领域，具体涉及一种功率因数校正电路和组件及包括其的在线式不间断电源。
背景技术
在线式不间断电源是指不管电网电压是否正常，负载所用的交流电压都要经过逆变器，逆变器一直处于工作状态。在线式不间断电源能够持续不断地给负载进行供电，已经被广泛地用于各个领域。
图1是现有技术中的一种在线式不间断电源的电路框图。在线式不间断电源1包括功率因数校正电路11、逆变器12和双向DC-DC变换器13。
当低压交流电Vi’(例如市电)正常时，控制装置(图1未示出)控制功率因数校正电路11将其输入端的低压交流电Vi’转换为直流电后传输至正、负直流母线10、10’上，且控制双向DC-DC变换器13以将正、负直流母线10、10’上的电能传输至可充电电池B，即对可充电电池B充电。当低压交流电Vi’出现故障时，控制装置控制双向DC-DC变换器13以将可充电电池B中的直流电传输至正、负直流母线10、10’上。无论低压交流电Vi’是否正常，逆变器12都被控制为将正、负直流母线10、10’上的低压直流电转换为低压交流电后给负载进行供电。
然而，考虑到在线式不间断电源1中的功率开关管的性能参数，现有的在线式不间断电源无法直接连接至中压配电网(1千伏～35千伏)交流电源。为此必须增加体积庞大的工频变压器，先将中压交流电转换成低压交流电，然后将低压交流电传输至在线式不间断电源的交流输入端。在大功率负载下，低压交流电传输线成本和损耗都很大，降低了整个配电系统的经济性和效率。另外，必须增加与工频变压器配套的进线柜和出线柜，由此增加了设备成本，还增加了整个设备的占地面积，导致功率密度较低。
发明内容
针对现有技术存在的上述技术问题，本发明的实施例提供了一种功率因数校正电路，包括脉宽调制整流器和隔离型DC-DC变换器，所述脉宽调制整流器的输出端连接至所述隔离型DC-DC变换器的输入端。
优选的，所述脉宽调制整流器为全桥脉宽调制整流器或半桥脉宽调制整流器。
优选的，所述隔离型DC-DC变换器包括：
逆变器，其输入端连接至所述脉宽调制整流器的输出端；
变压器，所述变压器的一次侧连接至所述逆变器的输出端；以及
整流装置，其输入端连接至所述变压器的二次侧，其输出端作为所述隔离型DC-DC变换器的输出端。
优选的，所述逆变器为全桥逆变器或半桥逆变器，所述变压器为工作频率大于10kHz的高频变压器，所述整流装置为全桥脉宽调制整流器、半桥脉宽调制整流器或桥式整流电路。
优选的，所述功率因数校正电路还包括与所述脉宽调制整流器的输入端连接的第一熔断器和第二熔断器，以及与所述隔离型DC-DC变换器的输出端连接的第三熔断器和第四熔断器。
优选的，所述功率因数校正电路还包括与所述第一熔断器、第二熔断器、第三熔断器和第四熔断器分别串联的第一开关、第二开关、第三开关和第四开关。
本发明还提供了一种功率因数校正组件，包括多个如上所述的功率因数校正电路，多个所述功率因数校正电路中的脉宽调制整流器的输入端串联连接，且多个所述功率因数校正电路中的隔离型DC-DC变换器的输出端并联连接。
优选的，每一个所述功率因数校正电路还包括与所述脉宽调制整流器的输入端连接的第一熔断器和第二熔断器，与所述隔离型DC-DC变换器的输出端连接的第三熔断器和第四熔断器，以及与所述第一熔断器、第二熔断器、第三熔断器和第四熔断器分别串联的第一开关、第二开关、第三开关和第四开关；所述功率因数校正组件还包括连接在每一个所述功率因数校正电路的输入端之间的第五开关。
优选的，所述功率因数校正组件还包括第一控制装置，其中
当多个所述功率因数校正电路都正常时，所述第一控制装置控制每一个所述功率因数校正电路中的第一开关、第二开关、第三开关和第四开关都导通，且控制所述功率因数校正组件中的第五开关都断开；以及
当多个所述功率因数校正电路中具有故障的功率因数校正电路时，所述第一控制装置控制与所述故障的功率因数校正电路的输入端相连接的第五开关导通，且控制所述故障的功率因数校正电路中的第一开关、第二开关、第三开关和第四开关都断开，同时控制其他功率因数校正电路中的第一开关、第二开关、第三开关和第四开关都导通，且控制所述功率因数校正组件中的其他第五开关断开。
本发明还提供了一种在线式不间断电源，包括：
如上所述的功率因数校正组件，所述功率因数校正组件的输出端连接至正、负直流母线；
双向DC-DC变换器组件，其连接在可充电电池和所述正、负直流母线之间；以及
逆变器组件，其输入端连接至所述正、负直流母线，其输出端用于提供交流电。
优选的，所述双向DC-DC变换器组件包括并联连接的多个双向DC-DC变换器。
优选的，所述多个双向DC-DC变换器的每一个包括：
双向DC-DC变换电路，其具有第一连接端和第二连接端；
与所述双向DC-DC变换电路的第一连接端的正极端子和负极端子分别连接的第六熔断器和第七熔断器，与所述第六熔断器和第七熔断器分别串联连接的第六开关和第七开关；以及
与所述双向DC-DC变换电路的第二连接端的正极端子和负极端子分别连接的第八开关和第九开关。
优选的，所述在线式不间断电源还包括第二控制装置，其中
当所述多个双向DC-DC变换器都正常时，所述第二控制装置控制所述多个双向DC-DC变换器的每一个中的第六开关、第七开关、第八开关和第九开关都导通；以及
当所述多个双向DC-DC变换器中具有故障的双向DC-DC变换器时，所述第二控制装置控制所述故障的双向DC-DC变换器中的第六开关、第七开关、第八开关和第九开关都断开，且控制其他双向DC-DC变换器中的第六开关、第七开关、第八开关和第九开关都导通。
优选的，所述逆变器组件包括并联连接的多个逆变器。
优选的，所述多个逆变器的每一个包括：
逆变电路；
与所述逆变电路的正极输入端子和负极输入端子分别相连接的第十熔断器和第十一熔断器；
与所述第十熔断器和第十一熔断器分别串联连接的第十开关和第十一开关；以及
与所述逆变电路的输出端子相连接的输出开关。
优选的，所述在线式不间断电源还包括第三控制装置，其中
当所述多个逆变器都正常时，所述第三控制装置控制所述多个逆变器的每一个中的第十开关、第十一开关和输出开关都导通；以及
当所述多个逆变器中具有故障的逆变器时，所述第三控制装置控制所述故障的逆变器中的第十开关、第十一开关和输出开关都断开，且控制其他逆变器中的第十开关、第十一开关和输出开关都导通。
本发明的功率因数校正电路和功率因数校正组件都不具有工频变压器，体积小、成本低。功率因数校正组件的输入端能够接收中压交流电，提高了系统效率和工作可靠性，实现了在线式服务和热插拔功能。
附图说明
以下参照附图对本发明实施例作进一步说明，其中：
图1是现有技术中的一种在线式不间断电源的电路框图。
图2是根据本发明第一个实施例的功率因数校正组件的电路图。
图3是根据本发明第二个实施例的功率因数校正组件的电路图。
图4是根据本发明第三个实施例的功率因数校正组件的电路图。
图5是根据本发明第四个实施例的功率因数校正组件的电路图。
图6是根据本发明第五个实施例的功率因数校正组件在正常工作状态下的电路图。
图7是图6所示的功率因数校正组件中的一个功率因数校正电路出现故障时的电路图。
图8是根据本发明第一个实施例的在线式不间断电源的电路图。
图9是图8中的双向DC-DC变换器组件的放大示意图。
图10是图8中的逆变器组件的放大示意图
图11是根据本发明第二个实施例的在线式不间断电源中的逆变器组件的电路图。
图12是根据本发明第三个实施例的在线式不间断电源的电路图。
图13是图12中的三相逆变器组件的放大示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图通过具体实施例对本发明进一步详细说明。
图2是根据本发明第一个实施例的功率因数校正组件的电路图。如图2所示，功率因数校正组件2包括功率因数校正电路21和功率因数校正电路22，功率因数校正电路21、22的输入端串联连接后连接至中压交流电Vi(例如10千伏)，且输出端并联连接在正直流母线20和负直流母线20’之间。
功率因数校正电路21包括级联的全桥脉宽调制整流器211和隔离型DC-DC变换器212。全桥脉宽调制整流器211包括四个金氧半场效应晶体管和电容C21。其中四个金氧半场效应晶体管被提供脉宽调制信号，以将全桥脉宽调制整流器211的输入端的交流电的电流和电压同相位，使得交流电的功率因数接近1，同时在电容C21上得到所需的直流电。
隔离型DC-DC变换器212包括半桥逆变器2121、变压器Tr2和半桥脉宽调制整流器2122。其中半桥逆变器2121的输入端连接至全桥脉宽调制整流器211的输出端，其输出端连接至变压器Tr2的一次侧。半桥脉宽调制整流器2122的输入端连接至变压器Tr2的二次侧，其输出端连接至(或作为)正直流母线20和负直流母线20’。
半桥逆变器2121被控制为将电容C21上的直流电转换为高频交流电并输出至变压器Tr2的一次侧，从而在变压器Tr2的二次侧得到高频交流电。半桥脉宽调制整流器2122被控制为将变压器Tr2的二次侧的交流电转换为直流电并传输至正、负直流母线20、20’上。
功率因数校正电路22与功率因数校正电路21的电路结构相同，其同样包括级联的全桥脉宽调制整流器221和隔离型DC-DC变换器222。其中全桥脉宽调制整流器221的输入端与全桥脉宽调制整流器211的输入端串联连接，也就是说，全桥脉宽调制整流器221的一个输入端子连接至全桥脉宽调制整流器211的一个输入端子，全桥脉宽调制整流器221的另一个输入端子和全桥脉宽调制整流器211的另一个输入端子连接至交流电Vi；隔离型DC-DC变换器222的输出端与隔离型DC-DC变换器212的输出端并联连接在正直流母线20和负直流母线20’之间。
控制装置(图2未示出)分别控制全桥脉宽调制整流器211、221工作，每一个全桥脉宽调制整流器中的金氧半场效应晶体管承受的电压将减小，由此降低了功率因数校正组件2出现故障的风险，同时其输入端能够接收电压值较大的中压交流电。由于中压交流电的传输效率高于低压交流电的传输效率，从而提高了其效率。
变压器Tr2除了实现降低电压的作用之外，还将与一次侧连接的中压电网和与二次侧连接的低压交流电进行隔离，提高了安全性。
同时由于变压器Tr2的磁芯为高频交流电产生的交变磁场提供磁回路，因此选用体积非常小的磁芯也不会导致其磁饱和，即可以选用小体积的高频变压器，例如选用工作频率大于10kHz的高频变压器。与大体积的工频变压器相比，本实施例中的功率因数校正组件2中的所有高频变压器的体积之和远小于一个工频变压器的体积，同时可以选用体积较小的机柜；而且本实施例的功率因数校正组件2中的多个功率因数校正电路在连接和组装过程中，电路模块之间的间隔可以较小，整个机柜可以被设计得更加紧凑。
在本发明的其他实施例中，功率因数校正组件2包括多于两个功率因数校正电路。在实际的应用中，根据交流电Vi的电压值和金氧半场效应晶体管的耐压值，来选择合适数量的功率因数校正电路。例如交流电Vi为中压交流电时，选择数量远多于2个的功率因数校正电路，将每一个功率因数校正电路的输入端串联连接后连接至中压交流电，且将每一个功率因数校正电路的输出端并联连接在正直流母线和负直流母线之间。当功率因数校正电路的数量增加时，功率因数校正组件2的输入端能够接收电压值更大的交流电。
图3是根据本发明第二个实施例的功率因数校正组件的电路图。如图3所示，功率因数校正组件3与图2的功率因数校正组件2基本相同，区别在于，隔离型DC-DC变换器312包括与变压器Tr3的一次侧相连接的全桥逆变器3121，与变压器Tr3的二次侧相连接的全桥脉宽调制整流器3122。隔离型DC-DC变换器322与隔离型DC-DC变换器312相同，在此不再赘述。
图4是根据本发明第三个实施例的功率因数校正组件的电路图。如图4所示，功率因数校正组件4与图2的功率因数校正组件2基本相同，区别在于，隔离型DC-DC变换器412包括与变压器Tr4的二次侧相连接的桥式整流电路4122。隔离型DC-DC变换器422与隔离型DC-DC变换器412相同，在此不再赘述。
图5是根据本发明第四个实施例的功率因数校正组件的电路图。如图5所示，功率因数校正组件5与图2的功率因数校正组件2基本相同，区别在于，功率因数校正电路51包括级联的半桥脉宽调制整流器511和隔离型DC-DC变换器512，其中隔离型DC-DC变换器512包括与变压器Tr5的一次侧相连接的全桥逆变器5121。功率因数校正电路52与功率因数校正电路51相同，在此不再赘述。
图6是根据本发明第五个实施例的功率因数校正组件在正常工作状态下的电路图。如图6所示，功率因数校正组件6包括两个相同的功率因数校正电路61、62，下面仅以功率因数校正电路61为例进行说明。
功率因数校正电路61与图2中的功率因数校正电路21基本相同，区别在于，其还包括与全桥脉宽调制整流器611的一个输入端子串联连接的开关S61和熔断器F61，与其另一个输入端子串联连接的开关S62和熔断器F62；以及与隔离型DC-DC变换器612的一个输出端子串联连接的熔断器F63和开关S63，与其另一个输出端子串联连接的熔断器F64和开关S64。
功率因数校正组件6还包括开关S65和开关S65’，开关S65连接在功率因数校正电路61的输入端之间，开关S65’连接在功率因数校正电路62的输入端之间。
如图6所示，正常工作状态下，控制装置(图6未示出)控制开关S65和开关S65’处于断开状态，且控制功率因数校正电路61中的开关S61、S62、S63和S64都处于导通状态，以及控制功率因数校正电路62中的开关S61’、S62’、S63’和S64’都处于导通状态。此时功率因数校正电路61和功率因数校正电路62的输入端串联连接，且输出端并联连接在正直流母线60和负直流母线60’之间，功率因数校正组件6与图2所示的功率因数校正组件2的等效电路相同，其工作模式在此不再赘述。
图7是图6所示的功率因数校正组件中的一个功率因数校正电路出现故障时的电路图。如图7所示，当功率因数校正电路61中的变压器Tr6的一次侧的电路出现故障时，此时熔断器F61和熔断器F62将被熔断；或变压器Tr6的二次侧的电路出现故障时，熔断器F63和熔断器F64将被熔断。接着开关S65被控制为导通以将功率因数校正电路61的输入端短路。然后控制开关S61、S62、S63和S64断开。此时，由于全桥脉宽调制整流器611被导通的开关S65短路，交流电Vi通过导通的开关S65连接至功率因数校正电路62的输入端，因此并不影响功率因数校正电路62的工作(换句话说，不影响功率因数校正组件中未出现故障的功率因数校正电路的正常工作)。
当开关S61、S62、S63和S64被控制为断开后，维修人员可以将出现故障的功率因数校正电路61移除，然后将新的功率因数校正电路61重新连接在功率因数校正组件6中。接下来控制开关S61、S62、S63和S64闭合，然后控制开关S65断开，此时功率因数校正电路61的输入端与功率因数校正电路62的输入端串联连接，且功率因数校正电路61的输出端和功率因数校正电路62的输出端并联连接在正、负直流母线60、60’之间。
由此可知，即使功率因数校正组件6中的任一个功率因数校正电路出现了故障，维修人员也能在功率因数校正组件6仍然工作的情况下，更换出现故障的功率因数校正电路，因此功率因数校正组件6实现了在线式服务和热插拔功能。
在本发明的其他实施例中，将图6所示的开关S61～S65和熔断器F61～F64连接至功率因数校正组件3、4或5中的每一个功率因数校正电路中。
在本发明的其他实施例中，还可以采用其他的整流装置代替上述实施例中的半桥脉宽调制整流器2122、全桥脉宽调制整流器3122或桥式整流电路4122。
在本发明的其他实施例中，功率因数校正组件包括多于2个功率因数校正电路，当功率因数校正组件中的一个或多个功率因数校正电路出现故障时，仍然能够确保功率因数校正组件工作，极大地提高了工作可靠性。同时还能在不中断功率因数校正组件工作的情况下更换出现故障的一个或多个功率因数校正电路。
本发明上述实施例中的功率因数校正组件2、3、4、5和6都包括相同的功率因数校正电路，适于批量化生产，方便更换出现故障的功率因数校正电路，能有效避免接线故障和误装配，另外控制装置对相同的功率因数校正电路的控制过程简单。
图8是根据本发明第一个实施例的在线式不间断电源的电路图。如图8所示，在线式不间断电源包括功率因数校正组件7，双向DC-DC变换器组件71，和逆变器组件72。
功率因数校正组件7与图6所示的功率因数校正组件6相同，在此不再赘述。双向DC-DC变换器组件71连接在可充电电池B和正、负直流母线70、70’之间。逆变器组件72的输入端连接至正、负直流母线70、70’，其输出端用于给负载提供交流电Vo。
图9是图8中的双向DC-DC变换器组件的放大示意图。如图9所示，双向DC-DC变换器组件71包括并联连接的双向DC-DC变换器711、712，即双向DC-DC变换器711、712都连接在可充电电池B和正、负直流母线70、70’之间。
双向DC-DC变换器711、712的电路结构相同，下面仅以双向DC-DC变换器711为例进行说明。双向DC-DC变换器711包括双向DC-DC变换电路7111，与双向DC-DC变换电路7111的第一连接端的正极端子串联的开关S711和熔断器F711，与其第一连接端的负极端子串联的开关S712和熔断器F712，以及与其第二连接端的正极端子和负极端子分别连接的开关S713和开关S714。
双向DC-DC变换电路7111包括具有反向并联二极管D711的金氧半场效应晶体管T711，具有反向并联二极管D712的金氧半场效应晶体管T712，电感L71和电容C71。其中电感L71、金氧半场效应晶体管T711和反向并联二极管D712连接形成了一个Boost电路(或称Boost升压电路)，同时金氧半场效应晶体管T712、反向并联二极管D711和电感L71连接形成一个Buck电路(或称Buck降压电路)。电容C71连接在电感L71的一端和反向并联二极管D711的阳极之间，用于对高频交流电进行滤波，有效保护可充电电池B。
如果双向DC-DC变换器711、712都正常(即无故障)，在在线工作模式下(即市电正常)，控制装置(图9未示出)控制双向DC-DC变换器711、712实现降压变换，以将正、负直流母线70、70’上的电能储存至可充电电池B中；在电池模式下(即市电故障)，控制双向DC-DC变换器711、712实现升压变换，以将可充电电池B中的电能储存至正、负直流母线70、70’中。
如果双向DC-DC变换电路7111出现故障，此时熔断器F711、F712将被熔断，控制装置控制开关S711、S712、S713和S714处于断开状态。由于与双向DC-DC变换器711并联的双向DC-DC变换器712仍然处于工作状态，因此并不会影响到可充电电池B的放电或对其充电。此时维修人员能够将出现故障的双向DC-DC变换器711从双向DC-DC变换器组件71中移除，并更换新的双向DC-DC变换器711，最后控制开关S711、S712、S713和S714导通，由此实现了将双向DC-DC变换器711重新接入双向DC-DC变换器组件71中。
在本发明的其他实施例中，熔断器F711和熔断器F712分别与开关S713和S714串联连接。
在本发明的其他实施例中，双向DC-DC变换器组件71包括多于2个双向DC-DC变换器，且多个双向DC-DC变换器并联连接后，连接在可充电池电池B和正、负直流母线之间。多个双向DC-DC变换器同时工作，除了提供较大输出功率外，还能够有效保护双向DC-DC变换器组件71中的元器件不被毁损，降低了故障风险。
在本发明的其他实施例中，采用分离的DC-DC变换器和充电器代替上述实施例中的双向DC-DC变换电路7111，其中充电器的输入端连接至DC-DC变换器的输出端，充电器的输出端连接至DC-DC变换器的输入端。
图10是图8中的逆变器组件的放大示意图，如图10所示，逆变器组件72包括并联的两个逆变器721、722，即逆变器721、722的输入端都连接至正、负直流母线70、70’，两者的输出端连接在一起且向负载提供所需的交流电Vo。
逆变器721、722的电路结构相同，下面仅以逆变器721为例进行说明。逆变器721包括由四个金氧半场效应晶体管和电感L72连接形成的全桥逆变电路7211，以及在全桥逆变电路7211的正极输入端子和正直流母线70之间串联的开关S721和熔断器F721，在全桥逆变电路7211的负极输入端子和负直流母线70’之间串联的开关S722和熔断器F722，以及与全桥逆变电路7211的两个输出端子相连接的输出开关S723、S724。在正常工作情况下，开关S721、S722和输出开关S723、S724都处于导通状态。全桥逆变电路7211的控制方式与现有技术相同，在此不再赘述。
如果逆变器组件72中的全桥逆变电路(例如全桥逆变电路7211)发生故障，此时熔断器F721和F722将被熔断，控制装置(图10未示出)控制开关S721、S722和输出开关S723、S724处于断开状态。由于逆变器组件72中的其他逆变器(例如逆变器722)仍然处于工作状态，因此并不会影响对负载提供交流电Vo。此时维修人员能够将出现故障的逆变器721移除，并更换新的逆变器721，然后控制装置控制开关S721、S722和输出开关S723、S724处于导通状态，此时逆变器721将重新接入逆变器组件72中。
在本发明的逆变器组件72并不限于由两个逆变器并联组成，在本发明的其他实施例中，还可以由多于两个逆变器并联形成，当正、负直流母线70、70’上能够提高较大的功率时，本实施例的逆变器组件72除了提高输出功率外，还能够降低每一个逆变器损坏的风险。
本发明的逆变器组件中的一个或多个逆变器出现故障后，维修人员也能在其继续工作提供交流电的情况下更换出现故障的逆变器，提高了工作的可靠性。
在本发明的其他实施例中，采用半桥逆变电路代替逆变器组件72中的全桥逆变电路。
图11是根据本发明第二个实施例的在线式不间断电源中的逆变器组件的电路图。如图11所示，逆变器组件72’与图10所示的逆变器组件72基本相同，区别在于，采用T型三电平逆变器7211’、7221’分别代替图10中的两个全桥逆变电路。对逆变器组件72’中出现故障的T型三电平逆变器的更换方式与图10中的全桥逆变电路的更换方式相同，在此不再赘述。
在本发明的其他实施例中，采用I型三电平逆变器等其他逆变器分别代替图11中的T型三电平逆变器7211’、7221’。
图12是根据本发明第三个实施例的在线式不间断电源的电路图。如图12所示，在线式不间断电源8包括三个相同的功率因数校正组件83，双向DC-DC变换器81和三相逆变器组件82。三个功率因数校正组件83的输入端分别连接至A、B、C三相中压交流电，且输出端都并联连接至正、负直流母线80、80’。双向DC-DC变换器81连接在可充电电池和正、负直流母线80、80’之间。三相逆变器组件82的输入端连接至正、负直流母线80、80’，其输出端用于提供U、V、W三相低压交流电。
功率因数校正组件83与图6所示的功率因数校正组件6的电路结构相同，且双向DC-DC变换器81与图9所示的双向DC-DC变换器71的电路结构相同，在此不再赘述。
图13是图12中的三相逆变器组件的放大示意图。如图13所示，三相逆变器组件82包括并联连接的两个三相逆变器821、822，即三相逆变器821的输入端和三相逆变器822的输入端并联连接至正、负直流母线80、80’，三相逆变器821、822的其中一个输出端子连接至中性线N，其余三个输出端子并联连接且用于提供U、V、W三相交流电。
三相逆变器821、822的电路结构相同，下面仅以三相逆变器821为例进行说明。三相逆变器821包括三相四桥臂逆变电路8211，在正直流母线80和三相四桥臂逆变电路8211的正极输入端子之间串联的开关S821和熔断器F821，在负直流母线80’和三相四桥臂逆变电路8211的负极输入端子之间串联的开关S822和熔断器F822，以及与三相四桥臂逆变电路8211的四个输出端子分别连接的输出开关S823、输出开关S824、输出开关S825和输出开关S826。
在正常工作状态下，控制装置(图13未示出)控制三相逆变器821、822中的所有开关导通，且控制三相四桥臂逆变电路工作以将正、负直流母线80、80’之间的直流电逆变成三相交流电，从而在其输出端得到U、V、W三相低压(例如400伏、480伏或600伏)交流电。
如果三相逆变器821中的三相四桥臂逆变电路8211出现故障，则熔断器F821和熔断器F822被熔断，控制装置控制三相逆变器821中的开关S821、S822和输出开关S823、S824、S825、S826处于断开状态。由于与三相逆变器821并联的三相逆变器822仍然处于工作状态，因此在不影响其提供U、V、W三相低压交流电的情况下，维修人员可以将出现故障的三相逆变器821移除，并更换新的三相逆变器821，最后控制装置控制开关S821、S822和输出开关S823、S824、S825、S826处于导通状态。
在本发明的在线式不间断电源8中，三个功率因数校正组件83相同，三相逆变器821、822相同，适于批量化生产，方便更换与维修，方便操作员组装和接线，避免误装配。
在本发明的其他实施例中，三相逆变器组件82包括多于两个的三相逆变器并联连接，由此降低了并联连接的每一个三相逆变器出现故障的风险，且能够提供更大的输出功率，提高功率密度。
在本发明的其他实施例中，还可以采用三相三桥臂逆变电路、T型三电平三相逆变电路或I型三电平三相逆变电路等三相逆变电路代替上述实施例的三相四桥臂逆变电路，相应地，与这些三相逆变电路的输出端子相连接的输出开关为三个。
在本发明的另一个实施例中，在线式不间断电源的输入端连接单相交流电，其输出端用于提供三相交流电。
在本发明的又一个实施例中，在线式不间断电源的输入端连接三相交流电，其输出端用于提供单相交流电。
在本发明的其他实施例中，还可以采用具有反向并联二极管的绝缘栅双极型晶体管等开关管代替上述实施例中的金氧半场效应晶体管。
虽然本发明已经通过优选实施例进行了描述，然而本发明并非局限于这里所描述的实施例，在不脱离本发明范围的情况下还包括所作出的各种改变以及变化。

Claims (16)

1.一种功率因数校正电路，其特征在于，包括脉宽调制整流器和隔离型DC-DC变换器，所述脉宽调制整流器的输出端连接至所述隔离型DC-DC变换器的输入端。
2.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述脉宽调制整流器为全桥脉宽调制整流器或半桥脉宽调制整流器。
3.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述隔离型DC-DC变换器包括：
逆变器，其输入端连接至所述脉宽调制整流器的输出端；
变压器，所述变压器的一次侧连接至所述逆变器的输出端；以及
整流装置，其输入端连接至所述变压器的二次侧，其输出端作为所述隔离型DC-DC变换器的输出端。
4.根据权利要求3所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述逆变器为全桥逆变器或半桥逆变器，所述变压器为工作频率大于10kHz的高频变压器，所述整流装置为全桥脉宽调制整流器、半桥脉宽调制整流器或桥式整流电路。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述功率因数校正电路还包括与所述脉宽调制整流器的输入端连接的第一熔断器和第二熔断器，以及与所述隔离型DC-DC变换器的输出端连接的第三熔断器和第四熔断器。
6.根据权利要求5所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述功率因数校正电路还包括与所述第一熔断器、第二熔断器、第三熔断器和第四熔断器分别串联的第一开关、第二开关、第三开关和第四开关。
7.一种功率因数校正组件，其特征在于，包括多个如权利要求1至4中任一项所述的功率因数校正电路，多个所述功率因数校正电路中的脉宽调制整流器的输入端串联连接，且多个所述功率因数校正电路中的隔离型DC-DC变换器的输出端并联连接。
8.根据权利要求7所述的功率因数校正组件，其特征在于，
每一个所述功率因数校正电路还包括与所述脉宽调制整流器的输入端连接的第一熔断器和第二熔断器，与所述隔离型DC-DC变换器的输出端连接的第三熔断器和第四熔断器，以及与所述第一熔断器、第二熔断器、第三熔断器和第四熔断器分别串联的第一开关、第二开关、第三开关和第四开关；
所述功率因数校正组件还包括连接在每一个所述功率因数校正电路的输入端之间的第五开关。
9.根据权利要求8所述的功率因数校正组件，其特征在于，所述功率因数校正组件还包括第一控制装置，其中
当多个所述功率因数校正电路都正常时，所述第一控制装置控制每一个所述功率因数校正电路中的第一开关、第二开关、第三开关和第四开关都导通，且控制所述功率因数校正组件中的第五开关都断开；以及
当多个所述功率因数校正电路中具有故障的功率因数校正电路时，所述第一控制装置控制与所述故障的功率因数校正电路的输入端相连接的第五开关导通，且控制所述故障的功率因数校正电路中的第一开关、第二开关、第三开关和第四开关都断开，同时控制其他功率因数校正电路中的第一开关、第二开关、第三开关和第四开关都导通，且控制所述功率因数校正组件中的其他第五开关断开。
10.一种在线式不间断电源，其特征在于，包括：
如权利要求7-9中任一项所述的功率因数校正组件，所述功率因数校正组件的输出端连接至正、负直流母线；
双向DC-DC变换器组件，其连接在可充电电池和所述正、负直流母线之间；以及
逆变器组件，其输入端连接至所述正、负直流母线，其输出端用于提供交流电。
11.根据权利要求10所述的在线式不间断电源，其特征在于，所述双向DC-DC变换器组件包括并联连接的多个双向DC-DC变换器。
12.根据权利要求11所述的在线式不间断电源，其特征在于，所述多个双向DC-DC变换器的每一个包括：
双向DC-DC变换电路，其具有第一连接端和第二连接端；
与所述双向DC-DC变换电路的第一连接端的正极端子和负极端子分别连接的第六熔断器和第七熔断器，与所述第六熔断器和第七熔断器分别串联连接的第六开关和第七开关；以及
与所述双向DC-DC变换电路的第二连接端的正极端子和负极端子分别连接的第八开关和第九开关。
13.根据权利要求12所述的在线式不间断电源，其特征在于，所述在线式不间断电源还包括第二控制装置，其中
当所述多个双向DC-DC变换器都正常时，所述第二控制装置控制所述多个双向DC-DC变换器的每一个中的第六开关、第七开关、第八开关和第九开关都导通；以及
当所述多个双向DC-DC变换器中具有故障的双向DC-DC变换器时，所述第二控制装置控制所述故障的双向DC-DC变换器中的第六开关、第七开关、第八开关和第九开关都断开，且控制其他双向DC-DC变换器中的第六开关、第七开关、第八开关和第九开关都导通。
14.根据权利要求10-13中任一项所述的在线式不间断电源，其特征在于，所述逆变器组件包括并联连接的多个逆变器。
15.根据权利要求14所述的在线式不间断电源，其特征在于，所述多个逆变器的每一个包括：
逆变电路；
与所述逆变电路的正极输入端子和负极输入端子分别相连接的第十熔断器和第十一熔断器；
与所述第十熔断器和第十一熔断器分别串联连接的第十开关和第十一开关；以及
与所述逆变电路的输出端子相连接的输出开关。
16.根据权利要求15所述的在线式不间断电源，其特征在于，所述在线式不间断电源还包括第三控制装置，其中
当所述多个逆变器都正常时，所述第三控制装置控制所述多个逆变器的每一个中的第十开关、第十一开关和输出开关都导通；以及
当所述多个逆变器中具有故障的逆变器时，所述第三控制装置控制所述故障的逆变器中的第十开关、第十一开关和输出开关都断开，且控制其他逆变器中的第十开关、第十一开关和输出开关都导通。
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