CN111257719A - 有源mosfet电压钳位电路、钳位方法和双脉冲测试电路 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及有源MOSFET电压钳位电路、钳位方法和双脉冲测试电路。该电压钳位电路，包括被测器件漏极连接有源钳位管漏极，有源钳位管源极连接钳位端X结点，被测器件的源极连接钳位端的Y结点，X结点通过二极管D1与Y结点之间并联电容C1、电阻R1和齐纳二极管D2，有源钳位管的栅极与被测器件的源极和钳位端Y结点的公共端之间并联电容C2和串联的电阻Rg、电源(Vcc)；有源钳位管的栅极施加固定栅极偏压(Vcc)，被测器件处于关态时，钳位端结点X和钳位端结点Y之间的电压VXY被钳位Vcc‑VTH,MT附近,当被测器件处于开态时，电压VXY跟随导通电压VDSON。
Description
技术领域
本发明涉及高压功率器件的电压钳位测量模块技术领域，特别涉及一种用于商用p-GaN栅极功率器件动态电阻表征的有源MOSFET电压钳位电路、钳位方法和双脉冲测试电路。
背景技术
商用p-GaN栅极氮化镓高压器件在高压开关过程中具有动态电阻衰退的问题。巨大的漏源电压摆幅导致动态导通电压难以准确监测进而影响对 p-GaN栅极高压器件动态电阻的评估。动态导通电阻可以通过动态导通电压除以动态导通电流表征，动态导通电流可以由分流电阻准确监测。动态导通电压则需要通过电压钳位模块进行测量。
当前的电压钳位模块主要有可以分为有源钳位模块(含有有源器件)和无源钳位模块(仅无源器件)两种。传统的有源钳位模块(专利号:US20080309355A1)，在有源钳位管源极和功率地之间的阻抗网络仅仅由电阻和二极管组成。在输入电压高于200V时，钳位端会出现明显的电压尖峰并且该电压尖峰会显著影响示波器的测量精度。无源钳位模块主要由高压二极管构成，简单的无源钳位结构包含一个高压肖特基二极管，但是该电路检测到的导通电压包含肖特基二极管的正向导通压降，该正向导通压降和流过肖特基二极管的电流以及结温有关，从而对导通电压的测量精度造成影响。另一种基于镜像电流源的电压钳位电路(专利号:US9000791B2)，包含两个相同的高压肖特基二极管，两个相同的肖特基二极管流过相同的电流，有相同的导通压降，从而起到电压相消的作用，消除二极管正向压降对测量的影响。但是该电路结构复杂，对钳位电压的调节需要使用多个低压二极管串联。而且高压肖特基二极管的器件公差会导致导通电压的测量误差。
电压钳位电路主要分为无源钳位电路和有源钳位电路两种，都是利用钳位端(X结点和Y结点)电压来跟随被测器件的导通电压。图1(a)是传统的有源钳位电路，钳位模块由有源器件(MT)和无源器件(二极管和电阻)组成，有源器件的栅极施加固定栅极偏压(Vcc)，被测器件处于关态时，结点X 和结点Y间的电压(VXY)被钳位Vcc-VTH,MT附近,当被测器件处于开态时，VXY跟随导通电压(VDSON)。图1(b)是基于单个高压二极管的无源钳位电路，VXY包含被测器件的导通压降(VDSON)和高压二极管的正向导通压降(VF)。而二极管的正向导通压降(VF)对温度非常敏感，所以该钳位电路对环境温度敏感。图1(c)基于两个高压二极管的无源钳位电路。该电路采用镜像电流源结构，使X结点所在的上支路和Y结点所在的下支路电流相等。当两个高压二极管完全相同时，上、下支路中二极管的导通压降(VF)相同，进而相互抵消，所以钳位端电压(VXY)直接跟随被测器件的导通电压(VDSON)。该电路元件众多，电路结构复杂，对电路版图设计要求高(上、下支路需要对称性设计)，且同一型号高压二极管的参数公差，会导致导通电压的测量误差。
发明内容
本发明的目的是提供一种有源MOSFET电压钳位电路、双脉冲测试电路，所述电路是基于传统的有源钳位模块，并针对有源钳位管的源极和功率地之间的阻抗网络进行了优化的有源钳位模块，阻抗网络由电容，电阻以及二极管组成，该网络能在开关瞬态呈现很低的动态阻抗，能有效抑制高压输入(如：600V)时，钳位端出现的电压尖峰，同时并不会影响钳位端对导通电压的跟随速度，从而满足了600V/650V高压p-GaN栅极氮化镓器件在额定电压范围内对动态电阻的测量需求，有源钳位电路对结温不敏感，无需额外的温度校正，而且能方便地通过有源管栅极电压的调节来调节钳位电压的幅值。本发明的另一目的是提供一种既能保证很宽的电压测量范围，又能避免环境温度和器件参数的变化对导通电压测量造成显著影响的有源 MOSFET电压钳位电路。本发明的再一目的是提供一种解决无源钳位模块对温度敏感，以及元件繁多，结构复杂问题而用于商用p-GaN栅极功率器件动态电阻表征的有源MOSFET电压钳位电路。
本发明的技术解决方案是所述有源MOSFET电压钳位电路，其特殊之处在于，包括被测器件(DUT)、有源钳位管(MT)和无源器件，被测器件(DUT) 漏极连接有源钳位管(MT)漏极，有源钳位管(MT)源极连接钳位端X结点，被测器件(DUT)的源极连接钳位端的Y结点，X结点通过二极管D1与Y结点之间并联电容C1、电阻R1和齐纳二极管D2，有源钳位管(MT)的栅极与被测器件(DUT)的源极和钳位端Y结点的公共端之间并联电容C2和串联的电阻 Rg、电源(Vcc)；有源钳位管(MT)的栅极施加固定栅极偏压(Vcc)，被测器件 (DUT)处于关态时，钳位端结点X和钳位端结点Y之间的电压VXY被钳位Vcc-VTH,MT附近,当被测器件(DUT)处于开态时，电压VXY跟随导通电压VDSON。
作为优选：所述有源钳位管(MT)选用IPD60R280P7(650V-240mΩ-12A)，有源钳位管(MT)栅极电压设定在6.6V，因MT阈值电压为3.3V，故钳位电压VCLAMP被设定在3.3V，二极管D1选用VS18TQ040-N3(40V-18A)硅基肖特基整流器，齐纳二极管D2(4.7V-0.5W)，电阻R1定为10kΩ，电容C1定为2μF。
本发明的另一技术解决方案是所述有源MOSFET电压钳位电路的钳位方法，其特殊之处在于，包括步骤：
⑴在被测器件(DUT)刚刚关断时，被测器件(DUT)的电容Coss开始充电；
⑵被测器件(DUT)的漏极-源极电压从导通电压VDSON上升到钳位电压 VCLAMP＝Vcc-VTH,MT，有源钳位管(MT)被动关断；
⑶负载电流开始同时对被测器件(DUT)、有源钳位管(MT)的电容Coss充电，流过有源钳位管(MT)电容Cds的电流对钳位端结点X充电，钳位端结点 X电压过冲后，二极管D1正向导通；
⑷钳位端结点X与钳位端结点Y之间的瞬态阻抗由电容C1决定，若电容C1为μF量级，则有源钳位管(MT)的电容Cds从0V(-104pF)充电到VDSQ～ VCLAMP(-20pF)对应的充电电荷(Qds)对电容C1电压的影响几乎忽略不计，其中：VDSQ是功率器件处于关态时，器件漏源端施加的高压偏置(如:母线电压)，VCLAMP是钳位电压；
⑸在整个关断瞬态，钳位端结点X的电压略大于钳位电压VCLAMP，不会造成明显的电压尖峰；
⑹在稳定的被测器件(DUT)关态，被测器件(DUT)漏极电压稳定在母线电压VDSQ，而钳位端结点X的电压会随电容C1通过电阻R1及齐纳二极管D2放电而略微下降并依然稳定在钳位电压VCLAMP附近；
⑺在被测器件(DUT)开启瞬态，被测器件(DUT)、有源钳位管(MT)的电容Coss通过被测器件(DUT)的沟道进行放电；
⑻被测器件(DUT)的漏极-源极电压从母线电压VDSQ下降到钳位电压 VCLAMP，有源钳位管(MT)的漏极-源极电压也从VDSQ-VCLAMP下降到接近0V；
⑼有源钳位管(MT)的漏源电容Cds的放电引起的位移电流使钳位端结点 X的电压略微下降，二极管D1将从正向偏置变成反向偏置状态，且电容C1持续通过电阻R1放电；
⑽被测器件(DUT)的漏极-源极电压小于钳位电压VCLAMP之后，有源钳位管(MT)的沟道导通，钳位端结点X开始对漏源电压起跟随作用，直到漏-源电压下降到线性区导通电压VDSON；
⑾在被测器件(DUT)完全导通后，导通电压VDSON随导通电流IDSON的增大而增大，而钳位端结点X将一直跟随导通电压VDSON的变化。
本发明的再一技术解决方案是所述双脉冲测试电路，其特殊之处在于，包括被测器件(DUT)、分流电阻Rshunt、直流电源VIN、电容CIN、电感L、肖特基二极管DSBD和电压钳位电路、示波器，被测器件(DUT)的漏极-源极之间并联电压钳位模块和示波器，被测器件(DUT)漏极连接分流电阻Rshunt并接地，分流电阻Rshunt的另一端与被测器件(DUT)源极之间并联电容CIN和直流电源，被测器件(DUT)源极与并联电容CIN和直流电源的公共端之间关联电感L、肖特基二极管DSBD；所述双脉冲测试电路用于评估功率器件的开关速度和开关损耗，被测器件漏源端并接电压钳位模块，缩小示波器的监测范围，以提高被测器件导通电压VDSON的测量精度，再结合分流电阻Rshunt测得的导通电流IDSON，进而准确评估导通电阻。
与现有技术相比，本发明的有益效果:
⑴相比于传统的有源电压钳位电路，该技术改进了无源网络，使钳位电路在更高的输入电压下(如：超过300V)，能够有效地抑制钳位结点的电压尖峰，满足600V/650V高压p-GaN栅极氮化镓功率器件在标定电压范围内的动态电阻表征需求。
⑵相比于无源钳位电路，该有源钳位电路直接跟随功率器件的导通电压，无需校正二极管的正向导通压降。所以本次提出的有源钳位电路对环境或者结温不敏感。相比于基于镜像电流源的电压钳位电路，本电路结构相对简单且钳位电压幅值调节方便。
⑶测量结果表明，本发明提出的有源MOSFET电压钳位电路具有良好的电压钳位功能，能在500V母线电压下，准确测量DUT的导通电压，且有效抑制了DUT关断瞬态的电压尖峰。
⑷该双脉冲测试电路用来评估功率器件的开关速度和开关损耗。对于 p-GaN栅极氮化镓器件而言，若在被测器件漏-源极之间并接电压钳位模块，可以缩小示波器的监测范围，提高被测器件导通电压的测量精度，再结合分流电阻测得的导通电流，便可准确评估导通电阻。
⑸本发明提出的有源钳位电路，既能保证很宽的电压测量范围，又能避免环境温度和器件参数的变化对导通电压测量造成显著影响。
附图说明
图1a是传统有源电压钳位电路图；
图1b是传统基于单个高压二极管的无源钳位电路图；
图1c是传统基于两个高压二极管(镜像电流源)的无源钳位电路图；
图2是本发明钳位电路在高压p-GaN栅极氮化镓器件动态电阻表征中的应用电路图；
图3是本发明有源MOSFET电压钳位电路图；
图4A是本发明钳位电路在DUT初始关断时刻的电路图；
图4B是本发明钳位电路DUT关断过程中，高dv/dt的充电阶段的电路图；
图4C是本发明钳位电路在DUT稳定关态的电路图；
图4D是本发明钳位电路在DUT开启过程中，高dv/dt的放电阶段的电路图；
图4E是本发明钳位电路在钳位节点跟随DUT导通电压的阶段的电路图；
图4F是本发明钳位电路DUT稳定开态过程中的电路图；
图5A是本发明在500V母线电压以及50Ω阻性负载下，被测器件的栅极实测波形的波形图；
图5B是本发明在500V母线电压以及50Ω阻性负载下，被测器件的MT 的栅极波形的波形图；
图5C是本发明在500V母线电压以及50Ω阻性负载下，被测器件的结点X和结点Y之间的电压差(VXY)的波形图；
图5D是本发明在500V母线电压以及50Ω阻性负载下，被测器件的流过被测器件的导通电流的波形图。
具体实施方式
本发明下面将结合附图作进一步详述：
请参阅图2所示，该双脉冲测试电路，包括被测器件(DUT)、分流电阻 Rshunt、直流电源VIN、电容CIN、电感L、肖特基二极管DSBD和电压钳位电路、示波器，被测器件(DUT)的漏极-源极之间并联电压钳位模块和示波器，被测器件(DUT)漏极连接分流电阻Rshunt并接地，分流电阻Rshunt的另一端与被测器件(DUT)源极之间并联电容CIN和直流电源，被测器件(DUT)源极与并联电容CIN和直流电源的公共端之间关联电感L、肖特基二极管DSBD；所述双脉冲测试电路用于评估功率器件的开关速度和开关损耗，被测器件漏源端并接电压钳位模块，缩小示波器的监测范围，以提高被测器件导通电压VDSON的测量精度，再结合分流电阻Rshunt测得的导通电流IDSON，进而准确评估导通电阻。
请参阅图3所示，该有源MOSFET电压钳位电路，包括被测器件(DUT)、有源钳位管(MT)和无源器件，被测器件(DUT)漏极连接有源钳位管(MT)漏极，有源钳位管(MT)源极连接钳位端X结点，被测器件(DUT)的源极连接钳位端的Y结点，X结点通过二极管D1与Y结点之间并联电容C1、电阻R1和齐纳二极管D2，有源钳位管(MT)的栅极与被测器件(DUT)的源极和钳位端Y 结点的公共端之间并联电容C2和串联的电阻Rg、电源(Vcc)；有源钳位管(MT) 的栅极施加固定栅极偏压(Vcc)，被测器件(DUT)处于关态时，钳位端结点X 和钳位端结点Y之间的电压VXY被钳位Vcc-VTH,MT附近,当被测器件(DUT)处于开态时，电压VXY跟随导通电压VDSON。
本实施例中，所述有源钳位管(MT)选用IPD60R280P7(650V-240mΩ-12 A)，有源钳位管(MT)栅极电压设定在6.6V，因MT阈值电压为3.3V，故钳位电压VCLAMP被设定在3.3V，二极管D1选用VS18TQ040-N3(40V-18A)硅基肖特基整流器，齐纳二极管D2(4.7V-0.5W)，电阻R1定为10kΩ，电容C1定为 2μF。
本发明所述的有源MOSFET钳位电路，其钳位机理和传统有源钳位电路相同。但是相比于传统的有源钳位电路，钳位端结点X和钳位端结点Y之间的无源网络增加了电容C1，并且改变了无源元件的连接方式；电容C1的引入是为了降低钳位端结点X和钳位端结点Y之间的瞬态阻抗，以满足在功率器件额定电压(如:600V)范围内，钳位端结点X有很小的电压尖峰(电压尖峰过大会影响示波器对导通电压的测量精度)。相比于图1(b)所示的单个高压二极管组成的无源钳位电路，该电路对温度不明感，可以用于环境温度明显变化的测量场合。图1(c)所示的两个高压二极管组成的无源钳位电路，对环境温度不敏感，因为环境温度对两个高压二极管同时作用起到了补偿作用。但器件公差依然会带来测量误差，而且该电路的结构复杂而且对PCB的设计要求高。
请参阅图4所示，图4分析了被测器件(DUT)处于不同的开关状态下，有源钳位电路的工作机理。
所述有源MOSFET电压钳位电路的钳位方法，包括步骤：
⑴在被测器件(DUT)刚刚关断时(请参阅图4A)，被测器件(DUT)的电容 Coss开始充电；
⑵被测器件(DUT)的漏极-源极电压从导通电压VDSON上升到钳位电压 VCLAMP＝Vcc-VTH,MT，有源钳位管(MT)被动关断；
⑶负载电流开始同时对被测器件(DUT)、有源钳位管(MT)的电容Coss充电，流过有源钳位管(MT)电容Cds的电流对钳位端结点X充电，钳位端结点 X电压过冲后，二极管D1正向导通(请参阅图4B)；
⑷钳位端结点X与钳位端结点Y之间的瞬态阻抗由电容C1决定，若电容C1为μF量级，则有源钳位管(MT)的电容Cds从0V(-104pF)充电到VDSQ～ VCLAMP(-20pF)对应的充电电荷(Qds)对电容C1电压的影响几乎忽略不计，其中：VDSQ是功率器件处于关态时，器件漏源端施加的高压偏置(如:母线电压)，VCLAMP是钳位电压；
⑸在整个关断瞬态，钳位端结点X的电压略大于钳位电压VCLAMP，不会造成明显的电压尖峰；
⑹在稳定的被测器件(DUT)关态，被测器件(DUT)漏极电压稳定在母线电压VDSQ，而钳位端结点X的电压会随电容C1通过电阻R1及齐纳二极管D2放电而略微下降并依然稳定在钳位电压VCLAMP附近(请参阅图4C)；
⑺在被测器件(DUT)开启瞬态，被测器件(DUT)、有源钳位管(MT)的电容Coss通过被测器件(DUT)的沟道进行放电(请参阅图4D)；
⑻被测器件(DUT)的漏极-源极电压从母线电压VDSQ下降到钳位电压 VCLAMP，有源钳位管(MT)的漏极-源极电压也从VDSQ-VCLAMP下降到接近0V(请参阅图4-E)；
⑼有源钳位管(MT)的漏源电容Cds的放电引起的位移电流使钳位端结点 X的电压略微下降，二极管D1将从正向偏置变成反向偏置状态，且电容C1持续通过电阻R1放电；
⑽被测器件(DUT)的漏极-源极电压小于钳位电压VCLAMP之后，有源钳位管(MT)的沟道导通，钳位端结点X开始对漏源电压起跟随作用，直到漏-源电压下降到线性区导通电压VDSON；
⑾在被测器件(DUT)完全导通后，导通电压VDSON随导通电流IDSON的增大而增大，而钳位端结点X将一直跟随导通电压VDSON的变化(请参阅图4F)。
请参阅图5所示，图5展示了p-GaN栅极氮化镓功率器件在500V母线电压以及50Ω阻性负载下的实测波形。图5A是被测器件(DUT)的栅极驱动波形，开态电压为6.0V，关断电压为-3.6V。有源钳位管(MT)的栅极电压波形(图5B)在DUT的开启瞬态存在明显的噪声，栅极电压峰值接近10V。所以为了保证长时间操作的可靠性，有源钳位管(MT)需要具有很宽的栅极驱动裕度，且在10V驱动时，有良好的稳定性。钳位结点间的电压(VXY)如图 5C所示，钳位端结点X和钳位端结点Y之间的电压在被测器件(DUT)关断期间被有效钳位在3.3V左右，且在被测器件(DUT)关断瞬态，电压尖峰得到有效的抑制。在被测器件(DUT)开态期间，对器件的导通电压VDSON进行了准确地测量。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明权利要求的涵盖范围。
Claims (4)
1.一种有源MOSFET电压钳位电路，其特征在于，包括被测器件(DUT)、有源钳位管(MT)和无源器件，被测器件(DUT)漏极连接有源钳位管(MT)漏极，有源钳位管(MT)源极连接钳位端X结点，被测器件(DUT)的源极连接钳位端的Y结点，X结点通过二极管D1与Y结点之间并联电容C1、电阻R1和齐纳二极管D2，有源钳位管(MT)的栅极与被测器件(DUT)的源极和钳位端Y结点的公共端之间并联电容C2和串联的电阻Rg、电源(Vcc)；有源钳位管(MT)的栅极施加固定栅极偏压(Vcc)，被测器件(DUT)处于关态时，钳位端结点X和钳位端结点Y之间的电压VXY被钳位Vcc-VTH,MT附近,当被测器件(DUT)处于开态时，电压VXY跟随导通电压VDSON。
2.根据权利要求1所述有源MOSFET电压钳位电路，其特征在于，所述有源钳位管(MT)选用IPD60R280P7(650V-240mΩ-12A)，有源钳位管(MT)栅极电压设定在6.6V，因MT阈值电压为3.3V，故钳位电压VCLAMP被设定在3.3V，二极管D1选用VS18TQ040-N3(40V-18A)硅基肖特基整流器，齐纳二极管D2(4.7V-0.5W)，电阻R1定为10kΩ，电容C1定为2μF。
3.一种根据权利要求1所述有源MOSFET电压钳位电路的钳位方法，其特征在于，包括步骤：
⑴在被测器件(DUT)刚刚关断时，被测器件(DUT)的电容Coss开始充电；
⑵被测器件(DUT)的漏极-源极电压从导通电压VDSON上升到钳位电压VCLAMP＝Vcc-VTH,MT，有源钳位管(MT)被动关断；
⑶负载电流开始同时对被测器件(DUT)、有源钳位管(MT)的电容Coss充电，流过有源钳位管(MT)电容Cds的电流对钳位端结点X充电，钳位端结点X电压过冲后，二极管D1正向导通；
⑷钳位端结点X与钳位端结点Y之间的瞬态阻抗由电容C1决定，若电容C1为μF量级，则有源钳位管(MT)的电容Cds从0V(-104pF)充电到VDSQ～VCLAMP(-20pF)对应的充电电荷(Qds)对电容C1电压的影响几乎忽略不计，其中：VDSQ是功率器件处于关态时，器件漏源端施加的高压偏置(如:母线电压)，VCLAMP是钳位电压；
⑸在整个关断瞬态，钳位端结点X的电压略大于钳位电压VCLAMP，不会造成明显的电压尖峰；
⑹在稳定的被测器件(DUT)关态，被测器件(DUT)漏极电压稳定在母线电压VDSQ，而钳位端结点X的电压会随电容C1通过电阻R1及齐纳二极管D2放电而略微下降并依然稳定在钳位电压VCLAMP附近；
⑺在被测器件(DUT)开启瞬态，被测器件(DUT)、有源钳位管(MT)的电容Coss通过被测器件(DUT)的沟道进行放电；
⑻被测器件(DUT)的漏极-源极电压从母线电压VDSQ下降到钳位电压VCLAMP，有源钳位管(MT)的漏极-源极电压也从VDSQ-VCLAMP下降到接近0V；
⑼有源钳位管(MT)的漏源电容Cds的放电引起的位移电流使钳位端结点X的电压略微下降，二极管D1将从正向偏置变成反向偏置状态，且电容C1持续通过电阻R1放电；
⑽被测器件(DUT)的漏极-源极电压小于钳位电压VCLAMP之后，有源钳位管(MT)的沟道导通，钳位端结点X开始对漏源电压起跟随作用，直到漏-源电压下降到线性区导通电压VDSON；
⑾在被测器件(DUT)完全导通后，导通电压VDSON随导通电流IDSON的增大而增大，而钳位端结点X将一直跟随导通电压VDSON的变化。
4.一种双脉冲测试电路，其特征在于，包括被测器件(DUT)、分流电阻Rshunt、直流电源VIN、电容CIN、电感L、肖特基二极管DSBD和电压钳位电路、示波器，被测器件(DUT)的漏极-源极之间并联电压钳位模块和示波器，被测器件(DUT)漏极连接分流电阻Rshunt并接地，分流电阻Rshunt的另一端与被测器件(DUT)源极之间并联电容CIN和直流电源，被测器件(DUT)源极与并联电容CIN和直流电源的公共端之间关联电感L、肖特基二极管DSBD；所述双脉冲测试电路用于评估功率器件的开关速度和开关损耗，被测器件漏源端并接电压钳位模块，缩小示波器的监测范围，以提高被测器件导通电压VDSON的测量精度，再结合分流电阻Rshunt测得的导通电流IDSON，进而准确评估导通电阻。
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