CN111245223A - 一种低电压应力升压变换器和扩展低电压应力升压变换器 - Google Patents

一种低电压应力升压变换器和扩展低电压应力升压变换器 Download PDF

Info

Publication number
CN111245223A
CN111245223A CN202010043181.1A CN202010043181A CN111245223A CN 111245223 A CN111245223 A CN 111245223A CN 202010043181 A CN202010043181 A CN 202010043181A CN 111245223 A CN111245223 A CN 111245223A
Authority
CN
China
Prior art keywords
capacitor
diode
boost converter
inductor
voltage stress
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202010043181.1A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111245223B (zh
Inventor
张桂东
陈浩东
杨苓
陈思哲
章云
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Guangdong University of Technology
Original Assignee
Guangdong University of Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Guangdong University of Technology filed Critical Guangdong University of Technology
Priority to CN202010043181.1A priority Critical patent/CN111245223B/zh
Publication of CN111245223A publication Critical patent/CN111245223A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111245223B publication Critical patent/CN111245223B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/1563—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators without using an external clock

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本申请公开了一种低电压应力升压变换器和扩展低电压应力升压变换器，以第一电感、第二电感、第一电容、第三电容、第一二极管、第三二极管、第四二极管和开关管模块形成升压回路，以输入直流电源、第二电容、第三电容、开关管模块和第四二极管构成能量传递环节，通过能量传递环节提高输出电压，使得输出电压提高了Vin+VC3；开关管模块、第一二极管、第二二极管和第一电容的电压应力降低为输出电压的1/(2‑D)，第二电容的电压应力降低为输出电压的(1‑D)/(2‑D)，有利于减小升压变换器的体积和重量和低电压应力升压变换器在超高压场景的应用。

Description

一种低电压应力升压变换器和扩展低电压应力升压变换器
技术领域
本申请涉及升压变换器技术领域，尤其涉及一种低电压应力升压变换器和扩展低电压应力升压变换器。
背景技术
为保障新能源系统接入电网的可靠性，作为开关电源的重要器件升压变换器面临着越来越高的性能要求。由于寄生参数的影响，现有的单级升压变换器难以满足高增益要求，而最传统的升压方法是通过级联升压变换器来实现高增益，如图1所示。但是图1的简单级联方式导致了成本增加，效率降低且降低了电路运行的可靠性。而为了优化图1的方案，现有的改进方案如图2所示，图2的升压变换器虽然在一定程度上降低了储能电容电压应力，但是储能电容电压依然较高，且输出电压增益较低，要达到相同的增益需要更多的器件，且开关管、输出二极管和输出滤波电容的电压应力较高，不利于减小升压变换器的体积与重量，造成了成本的增加。
发明内容
本申请提供了一种低电压应力升压变换器和扩展低电压应力升压变换器，用于解决现有的升压变换器输出电压增益较低，开关管、输出二极管和输出滤波电容的电压应力较高，不利于减小升压变换器的体积与重量，造成了成本的增加的技术问题。
有鉴于此，本申请第一方面提供了一种低电压应力升压变换器，包括：直流电源、开关管模块、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一电感、第二电感、第一电容、第二电容和第三电容；
所述直流电源的负端连接所述第三电容的第一端和所述第一电感的一端；
所述第三电容的第二端连接所述第二电感的一端、所述第四二极管的阳极和所述第二二极管的阴极；
所述第二电感的另一端连接所述第三二极管的阳极、所述第二电容的第一端、所述第一电容的第二端和所述开关管模块的第一端；
所述第一电感的另一端连接所述第三二极管的阴极和所述第四二极管的阴极；
所述直流电源的正端连接所述第一二极管的阳极和所述开关管模块的第二端；
所述第一电容的第一端连接所述第一二极管的阴极和负载的正端；
所述第二电容的第二端连接所述第二二极管的阳极和所述负载的负端。
可选地，所述开关管模块为IGBT管；
所述开关管模块的第一端为所述IGBT管的发射极，所述开关管模块的第二端为所述IGBT管的集电极。
可选地，所述开关管模块为NMOS管；
所述开关管模块的第一端为所述NMOS管的源极，所述关管模块的第二端为所述NMOS管的漏极。
可选地，所述开关管模块为单个开关管。
可选地，所述开关管模块为两个以上并联的开关管串；
每个所述开关管串包括两个以上串联的开关管。
可选地，所述第一电容、所述第二电容和所述第三电容均为极性电容；
所述第一电容的第一端、所述第二电容的第一端和所述第三电容的第一端的第一端均为正端；
所述第一电容的第二端、所述第二电容的第二端和所述第三电容的第二端均为负端。
可选地，所述第一电感和所述第二电感的电感值相等。
本申请第二方面提供了一种扩展低电压应力升压变换器，包括第一方面任一种所述的低电压应力升压变换器，还包括第2k+1二极管、第2k+2二极管、第k电感和第k+2电容，其中，k为大于或等于3且小于等于n的整数，n为扩展级数；
所述第k电感的一端连接所述第2k+1二极管的阴极和所述第2k+2二极管的阴极；
所述第k电感的另一端连接第k+1电容的第二端、所述第k+2电容的第一端和第2k二极管的阳极；
第n电感的一端连接第三二极管的阳极、所有第(2n-1)二极管的阳极、所述开关管的第二端、所述第一电容的第二端、所述第二电容的第一端连接；
所述第n电感的另一端连接第(n+1)电容的第二端、所述第2n二极管的阳极和所述第二二极管的阴极。
可选地，所述第k电感、所述第一电感和所述第二电感的电感值均相等。
可选地，所述第一电容、所述第二电容、所述第三电容和所述第n+1电容的电容值相等。
从以上技术方案可以看出，本申请实施例具有以下优点：
本申请中提供了一种低电压应力升压变换器，包括：直流电源、开关管模块、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一电感、第二电感、第一电容、第二电容和第三电容；直流电源的负端连接第三电容的第一端和第一电感的一端；第三电容的第二端连接第二电感的一端、第四二极管的阳极和第二二极管的阴极；第二电感的另一端连接第一二极管的阳极、第三电容的第一端、第二电容的第二端和开关管模块的第一端；第一电感的另一端连接第三二极管的阴极和第四二极管的阴极；直流电源的正端连接第一二极管的阳极和开关管模块的第二端；第一电容的第一端连接第一二极管的阴极和负载的正端；第二电容的第二端连接第二二极管的阳极和负载的负端。
本申请中提供的一种低电压应力升压变换器，以第一电感、第二电感、第一电容、第三电容、第一二极管、第三二极管、第四二极管和开关管模块形成升压回路，以输入直流电源、第二电容、第三电容、开关管模块和第四二极管构成能量传递环节，通过能量传递环节提高输出电压，使得输出电压提高了Vin+VC3；开关管模块、第一二极管、第二二极管和第一电容的电压应力降低为输出电压的1/(2-D)，第二电容的电压应力降低为输出电压的(1-D)/(2-D)，有利于减小升压变换器的体积和重量和低电压应力升压变换器在超高压场景的应用，解决了现有的升压变换器输出电压增益较低，开关管、输出二极管和输出滤波电容的电压应力较高，不利于减小升压变换器的体积与重量，造成了成本的增加的技术问题。
附图说明
图1为级联型DC-DC变换器的电路结构示意图；
图2为现有的升压变换器的电路结构示意图；
图3为本申请实施例中提供的低电压应力升压变换器的电路结构示意图；
图4为本申请实施例中提供的低电压应力升压变换器在开关管模块导通时的工作电路图；
图5为本申请实施例中提供的低电压应力升压变换器在开关管模块关断时的工作电路图；
图6为本申请实施例中提供的低电压应力升压变换器在占空比为0.5时的仿真波形图；
图7为本申请实施例中提供的扩展低电压应力升压变换器的电路结构示意图；
图8为本申请实施例中提供的扩展低电压应力升压变换器的开关管模块开通时的工作电路图；
图9为本申请实施例中提供的扩展低电压应力升压变换器的开关管模块关断时的工作电路图；
图10为本申请实施例中提供的扩展低电压应力升压变换器的理论波形图；
其中：
Vin为直流电源、S为开关管模块、D1为第一二极管、D2为第二二极管、D3为第三二极管、D4为第四二极管、Dk为第k二极管、Dn为第n二极管、C1为第一电容、C2为第二电容、C3为第三电容、Ck为第k电容、Cn为第n电容、L1为第一电感、L2为第二电感、Lk为第k电感、Ln为第n电感、R为负载。
具体实施方式
本申请实施例提供了一种低电压应力升压变换器和扩展低电压应力升压变换器，用于解决现有的升压变换器输出电压增益较低，开关管、输出二极管和输出滤波电容的电压应力较高，不利于减小升压变换器的体积与重量，造成了成本的增加的技术问题。
为了使本技术领域的人员更好地理解本申请方案，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
在本申请的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本申请和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本申请的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本申请中的具体含义。
为了便于理解，请参阅图3，本申请提供了一种低电压应力升压变换器的一个实施例，包括：直流电源Vin、开关管模块S、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第一电感L1、第二电感L2、第一电容C1、第二电容C2和第三电容C3；
直流电源Vin的负端连接第三电容C3的第一端和第一电感L1的一端；
第三电容Ck的第二端连接第二电感L2的一端、第二二极管D2的阳极和第二二极管D2的阴极；
第二电感L2的另一端连接第三二极管D3的阳极、第二电容C2的第一端、第一电容C1的第二端和开关管模块S的第一端；
第一电感L1的另一端连接第三二极管D3的阴极和第四二极管D4的阴极；
直流电源Vin的正端连接第一二极管D1的阳极和开关管模块S的第二端；
第一电容C1的第一端连接第一二极管D1的阴极和负载R的正端；
第二电容C2的第二端连接第二二极管D2的阳极和负载R的负端。
需要说明的是，本申请实施例中的低电压应力升压变换器根据开关管模块S的导通和关断包括两种工作模式，请参阅图4和图5，图4和图5中的虚线部分为非工作部分，可视为不存在。本申请实施例中的低电压应力升压变换器的工作原理可以描述为：
当开关管模块S导通时：
第二二极管D2和第三二极管D3正向导通，第一二极管D1和第四二极管D4承受反压而反向截止。直流电源Vin和第三电容C3分别通过“直流电源Vin-开关管模块S-第三二极管D3-第一电感L1”回路、“直流电源Vin-开关管模块S-第二电感L2-第三电容C3”回路和“直流电源Vin-开关管模块S-第二电容C2-第二二极管D2-第三电容C3”回路对第一电感L1、第二电感L2、第二电容C2充电，通过“直流电源Vin-开关管模块S-第一电容C1-负载R-第二二极管D2-第三电容C3”回路为负载R提供能量。
当开关管模块S关断时：
第一二极管D1及第四二极管D4正向导通，第二二极管D2及第三二极管D3承受反压而反向截止。直流电源Vin、第一电感L1、第二电感L2分别通过“直流电源Vin-第一二极管D1-第一电容C1-第二电感L2-第四二极管D4-第一电感L1”回路、“第一电感L1-第三电容C3-第四二极管D4”回路对第一电容C1、第三电容C3充电；第一电容C1和第二电容C2通过“第一电容C1-负载R-第二电容C2”为负载R提供能量。
开关管模块S的一个周期内开通时间Ton和周期时间TS的比值为占空比D。
以下对本申请实施例中的低电压应力升压变换器进行分析。
在开关管模块S的一个周期内，低电压应力升压变换器的输出电压(即直流负载R的电压)为V0，直流电源Vin的电压为Vin，则：
当开关管模块S开通时，有：
第一电感L1的电压VL1为：
VL1＝Vin；
第二电感L2的电压VL2为：
VL2＝Vin+VC3；
其中，VC3为第三电容C3的电压。
当开关管模块S关断时：
第一电感L1的电压VL1为：
VL1＝-VC3；
第二电感L2的电压VL2为：
VL2＝Vin+VC3-VC1；
其中，VC1为第一电容C1的电压。
根据第一电感L1和第二电感L2的伏秒平衡原理，得：
Figure BDA0002368456970000071
则第一电容C1的电压VC1和第三电容C3的电压VC3分别为：
Figure BDA0002368456970000072
由于第二电容C2与第三电容C3和直流电源Vin并联，则有：
Figure BDA0002368456970000073
由于负载R与第一电容C1和第二电容C2并联，则：
Figure BDA0002368456970000074
由于电路增益为输出电压与输入电压的比值，则本实施例中低电压应力升压变换器的增益G为：
Figure BDA0002368456970000075
显然，输出电压V0由占空比D决定，改变D即可得到所需的直流输出电压，可以输出宽范围电压。
为了进行验证，可以搭建如图4所示的仿真电路，其中将仿真参数的设置为：
L1＝L2＝330μH；
C1＝C2＝C3＝100μF；
Vin＝20V；
R＝200Ω。
当占空比选择为0.5时，仿真结果如图6所示，低电压应力升压变换器的输出电压V0为120V，第一电容C1电压应力为80V，第二电容C2电压应力为40V，第三电容C3电压应力为20V符合以上分析结果。
根据开关管的通断状态，可以得出开关模块和输出二极管的耐压值分别为：
Figure BDA0002368456970000081
Figure BDA0002368456970000082
Figure BDA0002368456970000083
因此，可以得出：
Figure BDA0002368456970000084
显然，第三电容C3的电压应力为输出电压的(1-D)/(2-D)，第一电容C1、开关管模块S、第一二极管D1与第二二极管D2的电压应力均为输出电压的1/(2-D)，在相同输出电压要求下，本申请实施例中的变换器的器件电压应力较低。
因此，本申请实施例中提供的一种低电压应力升压变换器，以第一电感L1、第二电感L2、第一电容C1、第三电容C3、第一二极管D1、第三二极管D3、第四二极管D4和开关管模块S形成升压回路，以输入直流电源Vin、第二电容C2、第三电容C3、开关管模块S和第四二极管D4构成能量传递环节，通过能量传递环节提高输出电压，使得输出电压提高了Vin+VC3；开关管模块、第一二极管、第二二极管和第一电容的电压应力降低为输出电压的1/(2-D)，第二电容的电压应力降低为输出电压的(1-D)/(2-D)，有利于减小升压变换器的体积和重量和低电压应力升压变换器在超高压场景的应用，解决了现有的升压变换器输出电压增益较低，开关管、输出二极管和输出滤波电容的电压应力较高，不利于减小升压变换器的体积与重量，造成了成本的增加的技术问题。
作为对本申请实施例中的低电压应力升压变换器的进一步改进，本申请实施例中低电压应力升压变换器的开关管模块S为IGBT管；
开关管模块S的第一端为IGBT管的发射极，开关管模块S的第二端为IGBT管的集电极。
需要说明的是，IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)，是由BJT(双极型三极管)和MOS(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件，兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点。
作为对本申请实施例中的低电压应力升压变换器的进一步改进，本申请实施例中低电压应力升压变换器的开关管模块S为NMOS管；
开关管模块S的第一端为NMOS管的源极，开关管模块S的第二端为NMOS管的漏极。
需要说明的是，开关管模块S的开关管除了本申请实施例中的IGBT管和NMOS管之外，本领域技术人员还可以在本申请实施例的基础上，根据实际使用情况将开关管替换为其他类型的开关管，在此不做具体限定。
作为对本申请实施例中的低电压应力升压变换器的进一步改进，本申请实施例中低电压应力升压变换器的开关管模块S为单个开关管。
在实际应用过程中，如果升压过程中的电流较小，则开关管模块S可以只由一个开关管组成，从而节约成本，简化了低电压应力升压变换器的电路结构，控制和驱动电路易于实现，有助于低电压应力升压变换器在工业中的应用。
作为对本申请实施例中的低电压应力升压变换器的进一步改进，本申请实施例中低电压应力升压变换器中的开关管模块S为两个以上并联的开关管串；
每个开关管串包括两个以上串联的开关管。
在实际应用过程中，如果升压过程中的电流较大，则为了避免损坏开关管模块S，提高低电压应力升压变换器的安全性，开关管模块S可以有两个以上并联的开关管串构成，每个开关管串包括两个以上串联的开关管，从而可以适用于大电流和大电压的应用场景。
作为对本申请实施例中的低电压应力升压变换器的进一步改进，低电压应力升压变换器中的第一电容C1、第二电容C2和第三电容C3均为极性电容；
第一电容C1的第一端、第二电容C2的第一端和第三电容C3的第一端均为正端；
第一电容C1的第二端、第二电容C2的第二端和第三电容C3的第二端均为负端。
需要说明的是，由于各电容所承受的电压相对于输出电压较小，第一电容C1、第二电容C2和第三电容C3可以选为非极性电容。
考虑到实际应用中DC-DC变换器的应用场景不少是在高压高功率中，而有极性电容的容量比较大，能够适用于高压高功率的场合，因此可以将第一电容C1、第二电容C2和第三电容C3均选为极性电容。本领域技术人员可以根据实际应用情况进行取值，在此不做具体限定。
为了便于理解，请参阅图7至图10，本申请中提供了一种扩展低电压应力升压变换器的实施例，包括前述扩展低电压应力升压变换器实施例中的任一种扩展低电压应力升压变换器，还包括第2k+1二极管、第2k+2二极管、第k电感和第k+2电容，其中，k为大于或等于3且小于等于n的整数，n为扩展级数；
第k电感的一端连接第2k+1二极管的阴极和第2k+2二极管的阴极；
第k电感的另一端连接第k+1电容的第二端、第k+2电容的第一端和第2k二极管的阳极；
第n电感的一端连接第三二极管的阳极、所有第(2n-1)二极管的阳极、开关管的第二端、第一电容的第二端、第二电容的第一端连接；
第n电感的另一端连接第(n+1)电容的第二端、第2n二极管的阳极和第二二极管的阴极。
需要说明的是，图8和图9中的虚线部分为非工作部分，可视为不存在。扩展低电压应力升压变换器的所有电感电感值可以取相等值，开关管模块一个周期内开通时间和周期时间的比值为占空比D。
第一电容C1、第二电容C2、…、第(n+1)电容Cn+1、第一电感L1、第二电感L2、…、第n电感Ln的取值不做特别的限定，根据实际需要进行选择。
与单级高增益低电容电压应力升压变换器类似地，下面对本实施例中可扩展低电容电压应力升压变换器的增益进行计算：
第一电容C1的电压VC1、第三电容C3的电压VC3、第四电容VC4直至第n电容的电压VCn分别为：
Figure BDA0002368456970000111
由于第二电容C2与直流电源Vin、第三电容C3、第四电容C4、直至第n+1电容Cn+1并联，则：
Figure BDA0002368456970000112
由于输出电压V0与第一电容C1及第二电容C2并联，则：
Figure BDA0002368456970000113
由于电路增益为输出电压与输入电压的比值，则本实施例中n级可扩展低电容电压应力升压变换器的增益G为：
Figure BDA0002368456970000121
具体地，请参照图10是图5所示电路的输入电压Vin、PWM波、输出电压V0、电感电流iLk、电容电压vCk的波形图，通过改变占空比D实现直流电压的升压输出。
以上所述，以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.一种低电压应力升压变换器，其特征在于，包括：直流电源、开关管模块、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一电感、第二电感、第一电容、第二电容和第三电容；
所述直流电源的负端连接所述第三电容的第一端和所述第一电感的一端；
所述第三电容的第二端连接所述第二电感的一端、所述第四二极管的阳极和所述第二二极管的阴极；
所述第二电感的另一端连接所述第三二极管的阳极、所述第二电容的第一端、所述第一电容的第二端和所述开关管模块的第一端；
所述第一电感的另一端连接所述第三二极管的阴极和所述第四二极管的阴极；
所述直流电源的正端连接所述第一二极管的阳极和所述开关管模块的第二端；
所述第一电容的第一端连接所述第一二极管的阴极和负载的正端；
所述第二电容的第二端连接所述第二二极管的阳极和所述负载的负端。
2.根据权利要求1所述的低电压应力升压变换器，其特征在于，所述开关管模块为IGBT管；
所述开关管模块的第一端为所述IGBT管的发射极，所述开关管模块的第二端为所述IGBT管的集电极。
3.根据权利要求1所述的低电压应力升压变换器，其特征在于，所述开关管模块为NMOS管；
所述开关管模块的第一端为所述NMOS管的源极，所述关管模块的第二端为所述NMOS管的漏极。
4.根据权利要求2或3所述的低电压应力升压变换器，其特征在于，所述开关管模块为单个开关管。
5.根据权利要求2或3所述的低电压应力升压变换器，其特征在于，所述开关管模块为两个以上并联的开关管串；
每个所述开关管串包括两个以上串联的开关管。
6.根据权利要求1所述的低电压应力升压变换器，其特征在于，所述第一电容、所述第二电容和所述第三电容均为极性电容；
所述第一电容的第一端、所述第二电容的第一端和所述第三电容的第一端的第一端均为正端；
所述第一电容的第二端、所述第二电容的第二端和所述第三电容的第二端均为负端。
7.根据权利要求1所述的低电压应力升压变换器，其特征在于，所述第一电感和所述第二电感的电感值相等。
8.一种扩展低电压应力升压变换器，其特征在于，包括权利要求1-7中任一项所述的低电压应力升压变换器，还包括第2k+1二极管、第2k+2二极管、第k电感和第k+2电容，其中，k为大于或等于3且小于等于n的整数，n为扩展级数；
所述第k电感的一端连接所述第2k+1二极管的阴极和所述第2k+2二极管的阴极；
所述第k电感的另一端连接第k+1电容的第二端、所述第k+2电容的第一端和第2k二极管的阳极；
第n电感的一端连接第三二极管的阳极、所有第(2n-1)二极管的阳极、所述开关管的第二端、所述第一电容的第二端、所述第二电容的第一端连接；
所述第n电感的另一端连接第(n+1)电容的第二端、所述第2n二极管的阳极和所述第二二极管的阴极。
9.根据权利要求8所述的扩展低电压应力升压变换器，其特征在于，所述第k电感、所述第一电感和所述第二电感的电感值均相等。
10.根据权利要求9所述的扩展低电压应力升压变换器，其特征在于，所述第一电容、所述第二电容、所述第三电容和所述第n+1电容的电容值相等。
CN202010043181.1A 2020-01-15 2020-01-15 一种低电压应力升压变换器和扩展低电压应力升压变换器 Active CN111245223B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010043181.1A CN111245223B (zh) 2020-01-15 2020-01-15 一种低电压应力升压变换器和扩展低电压应力升压变换器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010043181.1A CN111245223B (zh) 2020-01-15 2020-01-15 一种低电压应力升压变换器和扩展低电压应力升压变换器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111245223A true CN111245223A (zh) 2020-06-05
CN111245223B CN111245223B (zh) 2021-11-26

Family

ID=70874681

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010043181.1A Active CN111245223B (zh) 2020-01-15 2020-01-15 一种低电压应力升压变换器和扩展低电压应力升压变换器

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN111245223B (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113346744A (zh) * 2021-06-24 2021-09-03 江苏大学 一种三电感高增益Boost变换器
CN116317540A (zh) * 2023-03-08 2023-06-23 广东工业大学 一种基于多级开关电容的高增益比直流变换器

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102510218A (zh) * 2011-11-04 2012-06-20 安徽工业大学 一种高升压比dc-dc功率变换器
CN103490619A (zh) * 2013-09-16 2014-01-01 华南理工大学 高增益3-Z型Boost电路
CN203813689U (zh) * 2014-05-08 2014-09-03 南京铁道职业技术学院 串联式z源三电平逆变器
CN107346939A (zh) * 2017-05-04 2017-11-14 北京信息科技大学 一种新型准z源dc/dc变换器
CN107453603A (zh) * 2017-09-30 2017-12-08 湘潭大学 一种双输入Sepic变换器
CN109149933A (zh) * 2018-10-09 2019-01-04 南京铁道职业技术学院 一种带有耦合电感的高增益dc/dc变换器
CN209299140U (zh) * 2018-10-22 2019-08-23 汉能移动能源控股集团有限公司 一种斩波电路和能源控制系统

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102510218A (zh) * 2011-11-04 2012-06-20 安徽工业大学 一种高升压比dc-dc功率变换器
CN103490619A (zh) * 2013-09-16 2014-01-01 华南理工大学 高增益3-Z型Boost电路
CN203813689U (zh) * 2014-05-08 2014-09-03 南京铁道职业技术学院 串联式z源三电平逆变器
CN107346939A (zh) * 2017-05-04 2017-11-14 北京信息科技大学 一种新型准z源dc/dc变换器
CN107453603A (zh) * 2017-09-30 2017-12-08 湘潭大学 一种双输入Sepic变换器
CN109149933A (zh) * 2018-10-09 2019-01-04 南京铁道职业技术学院 一种带有耦合电感的高增益dc/dc变换器
CN209299140U (zh) * 2018-10-22 2019-08-23 汉能移动能源控股集团有限公司 一种斩波电路和能源控制系统

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
GUIDONG ZHANG等: "A Generalized Additional Voltage Pumping Solution for High-Step-Up Converters", 《IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS》 *
JUNJIE HONG等: "Sneak Circuit Identification of an Improved Boost Converter With Soft-Switching Realization", 《IEEE JOURNAL OF EMERGING AND SELECTED TOPICS IN POWER ELECTRONICS》 *
张桂东: "阻抗匹配机理及Z阻抗网络变换器构造", 《中国优秀博硕士学位论文全文数据库(博士)工程科技Ⅱ辑》 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113346744A (zh) * 2021-06-24 2021-09-03 江苏大学 一种三电感高增益Boost变换器
CN116317540A (zh) * 2023-03-08 2023-06-23 广东工业大学 一种基于多级开关电容的高增益比直流变换器

Also Published As

Publication number Publication date
CN111245223B (zh) 2021-11-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN103095134A (zh) 一种有源网络升压变换器
CN108988634B (zh) 一种三相交错式双向大变比dcdc变换器及其控制方法
CN112737330B (zh) 一种高增益Buck-Boost DC-DC变换器
CN111245223B (zh) 一种低电压应力升压变换器和扩展低电压应力升压变换器
CN111245236B (zh) 一种降压式直流-直流转换器拓扑结构
CN110034681B (zh) 一种交错并联zvzcs高升压dc/dc变换器
CN103066841A (zh) 一种基于电荷泵电容的倍压型直流变换器
CN111211687B (zh) 一种沙漏型阻抗网络升压变换器和开关电源
CN105978322B (zh) 一种开关电容型高增益准z源dc-dc变换器
CN114744876B (zh) 光伏发电用零电流纹波Buck-Boost变换器
CN114285281B (zh) 一种准开关电容型高增益dc-dc变换器
CN113890340B (zh) 一种单输入高可靠性电容电流一致型buck-boost DC-DC变换器
TW202011676A (zh) 高升壓直流轉換器
CN112421958B (zh) 一种高增益直流升压变换器
CN114301282A (zh) 一种基于耦合电感的高增益dc-dc变换器
CN111162672B (zh) 一种基于x型开关网络的dc-dc变换器和开关电源
CN108075669B (zh) 带集成级联结构的dc-dc变换器
CN111245219B (zh) 一种高功率密度的新型嵌入阻抗网络dc-dc变换器和开关电源
Patgar et al. Design, Analysis and Simulation of Quasi Resonant Passive Snubber for Improving Power Conversion Efficiency of DC-DC Step-Down Converter
CN217789549U (zh) 一种升降压电路
CN113691127B (zh) 一种单输入高可靠性电容电流一致型Boost DC-DC变换器
CN216531076U (zh) 一种单开关管高增益dc/dc变换器
CN112152454B (zh) 一种集成升降压输出的Boost PFC变换器及控制方法
CN108649795B (zh) 一种光伏系统用级联型多倍压单元dc-dc变换器
CN109412407B (zh) 带开关电容的高升压直流变换器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant