CN111212005B - 一种基于重定时同步和干扰抵消的信号检测方法 - Google Patents

一种基于重定时同步和干扰抵消的信号检测方法 Download PDF

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Abstract

一种基于重定时同步和干扰抵消的信号检测方法，在接收端对接收到的信号进行定时同步，找到精同步点；截取接收导频序列，利用接收导频序列进行信道估计，得到信道估计值，计算定时同步调整量，依据定时同步调整量，得到新的同步点和信道估计系数；根据新的同步点进行业务数据块的截取，根据新的信道估计系数对截取的业务数据块进行频域均衡，得到每一个业务数据块的初次信号判决结果；对接收数据进行干扰抵消，然后再做一次频域均衡，得到最终的信号判决结果。本发明可以在不降低系统的频谱效率的情况下，降低系统的误码率。干扰抵消算法对接收信号进行干扰抵消后再做一次均衡，可以消除接收信号相邻业务数据块间的干扰，提高通信系统性能。

Description

一种基于重定时同步和干扰抵消的信号检测方法
技术领域
本发明属于无线通信领域，涉及一种基于重定时同步和干扰抵消的信号检测方法。
背景技术
当今社会，无线通信的便利性使得大量的先进技术得以使用，在日常的社会中随处可见。通信系统由于到达接收机的信号是经过不同路径、有时间差异的各个信号的合成信号，该合成信号在时域上将会出现相对于原信号的时延扩展。单载波频域均衡技术是IEEE 802.16标准定义的无线城域网的空中接口方案之一。单载波频域均衡系统中的调制符号以分组的形式进行发送和处理，每个数据分组的前部都插入了保护间隔并填充了循环前缀(Cyclic Prefix，CP)。当信道时延扩展值小于循环前缀的长度时，循环前缀的存在不仅能够减轻由于多径信道造成的传输数据块间信号干扰，而且可以采用频域均衡技术来补偿由多径信道引起的频率选择性信号衰落。
但是在长时延扩展信道这样的通信环境中，当信道时延扩展值大于循环前缀的长度时，通信系统性能下降，通信系统需要添加足够长(至少信道的最大时延扩展)的循环前缀CP作为保护间隔以隔离相邻符号，但是这样会降低系统频谱效率。
发明内容
本发明的目的是提供一种基于重定时同步和干扰抵消的信号检测方法。
为实现上述目的，本发明采用如下的技术方案：
一种基于重定时同步和干扰抵消的信号检测方法，包括以下步骤：
(1)在接收端对接收到的信号进行定时同步，找到精同步点；
(2)截取接收导频序列，利用接收导频序列进行信道估计，得到信道估计值；
(3)根据信道估计值计算定时同步调整量，依据定时同步调整量，得到新的同步点和信道估计系数；
(4)根据新的同步点进行业务数据块的截取，根据新的信道估计系数对截取的业务数据块进行频域均衡，得到每一个业务数据块的初次信号判决结果；
(5)根据初次判决结果对接收数据进行干扰抵消，然后再做一次频域均衡，得到最终的信号判决结果。
本发明进一步的改进在于，在接收端对接收到的信号进行定时同步，找到精同步点的具体过程如下：先进行粗同步，然后进行精同步；其中，粗同步的具体过程如下：
采用的信号帧中，参考信号RS与业务数据块RB的CP长度分别记为
Figure BDA0002355560970000021
和
Figure BDA0002355560970000022
参考信号RS与业务数据块RB的长度均记为NRB，假设
Figure BDA0002355560970000023
令
Figure BDA0002355560970000024
表示导频序列LTF，其中，LLTF为导频序列LTF的长度；
假设发射符号功率归一化，接收端采用单接收天线，在接收端将以d为起始，长度为LLTF的接收信号序列y(d)记为：
Figure BDA0002355560970000025
其中，d为接收序列起始点；考虑最大可能的信道时延扩展为Lch，对于以d为起始的接收信号序列，帧检测度量值G(d)如下：
Figure BDA0002355560970000026
其中，
Figure BDA0002355560970000027
表示导频序列sLTF的共轭转置，l为正整数，从0到Lch；
根据帧检测度量值，当帧检测度量值大于检测门限时，认为帧到达，否则d继续向后移动，直到找出帧检测度量值大于检测门限的点，完成粗同步。
本发明进一步的改进在于，精同步的过程如下：以帧检测度量值大于检测门限的第一个点为起点，记为t点，以t点为中心左右各取m个点，求取这2m+1个点的精同步检测值，得到以t点为中心一定窗口范围内这2m+1个点的精同步检测值的最大值，以这个最大值为起点，向左向右分别找出第一个小于最大值的0.85的两个点，分别记为L点和H点，L点和H点的中点为精同步点；其中，m为大于0的整数。
本发明进一步的改进在于，精同步值J(d)的计算方法为：
Figure BDA0002355560970000031
本发明进一步的改进在于，信道估计值具体过程以下过程得到：
假设发射导频的频域矢量X＝Fx为N×1维，则接收导频的频域矢量Y＝Fy为N×1维，其中，F为N×N维的DFT矩阵，x为发射导频的时域矢量，y为接收导频的时域矢量，信道时域响应h为L×1维，在不考虑信道噪声的前提下，接收导频的频域矢量表示为：
Y＝diag(X)FLh
其中，FL表示为F矩阵的前L列，L为信道时域响应h的阶数；
基于参考信号RS获得
Figure BDA0002355560970000032
个抽头的信道估计值，记为
Figure BDA0002355560970000033
本发明进一步的改进在于，计算定时同步调整量q:
Figure BDA0002355560970000034
依据定时同步调整量将原始的信道估计矢量划分为以下三段：
Figure BDA0002355560970000035
其中：
ha∈Cq×1＝[h(0),h(1),...,h(q-1)]T
Figure BDA0002355560970000036
Figure BDA0002355560970000037
定义矢量ha、hb、hc的长度分别为La、Lb、Lc，依据计算出的定时同步调整量q，得到新的同步点，新的定时同步点为原有同步点后退q个采样点；
用于RB块均衡的信道矢量按照RB块长NRB进行循环移位，得到调整后的信道估计系数为：
Figure BDA0002355560970000041
其中，0为维度为
Figure BDA0002355560970000042
的全零矢量。
本发明进一步的改进在于，步骤(4)的具体过程为：
时域信道估计系数对应的频域信道Hshift为：
Figure BDA0002355560970000043
其中，F为归一化NRB×NRB的DFT矩阵；
将第n个时域RB块发射信号矢量记为xn，按照新的定时同步点进行业务数据块截取；在不考虑噪声的情况下，得到第n个数据块的接收信号rn:
rn＝Hxn-Axn+Bxn-1-Cxn+Dxn+1
其中，H为由hshift构成的循环矩阵，第1列矢量为hshift，A、B、C、D均为NRB×NRB的干扰托普利兹矩阵，A和B由hc的元素组成，代表由超出CP范围的信道抽头带来的干扰影响；
其中，A、B、C、D矩阵的构成形式如下式所示：
Figure BDA0002355560970000044
B矩阵是上三角矩阵，其余元素都是零；
C和D由矢量ha中元素构成；
Figure BDA0002355560970000051
A矩阵可由B矩阵循环左移
Figure BDA0002355560970000052
个点获得，D矩阵可由C矩阵循环左移
Figure BDA0002355560970000053
个点获得。
本发明进一步的改进在于，步骤(5)的具体过程为：
根据得到的时域信道估计系数对应的频域信道Hshift对截取的业务数据块进行频域均衡，将第i-1次迭代中利用Hshift均衡的第n个RB块的时域数据记为
Figure BDA0002355560970000054
初始化时令
Figure BDA0002355560970000055
从而，第n个RB块接收信号的干扰抵消后的结果
Figure BDA0002355560970000056
如下：
Figure BDA0002355560970000057
然后对
Figure BDA0002355560970000058
依据频域信道Hshift进行再一次频域均衡后进行符号判决，得到第n个RB块接收信号的干扰抵消后的结果
Figure BDA0002355560970000059
与现有技术相比，本发明具有的有益效果：
本发明首先在接收端对接收到的信号进行定时同步，找到精同步点；然后截取接收导频序列，利用接收导频序列进行信道估计，得到信道估计值；根据信道估计值计算定时同步调整量，依据定时同步调整量，得到新的同步点和信道估计系数；根据新的同步点进行业务数据块的截取，根据新的信道估计系数对截取的业务数据块进行频域均衡，得到每一个业务数据块的初次信号判决结果；根据初次判决结果对接收数据进行干扰抵消，然后再做一次频域均衡，得到最终的信号判决结果。
在长时延扩展信道的通信环境中，当CP长度小于信道的最大时延扩展值时，通信系统性能显著下降。为了保证系统性能就需要增长导频和业务数据块的保护间隔长度，但是这样就会降低系统的频谱效率，本发明提出的重定时同步和干扰抵消信号检测方法，不需要增加业务数据块的保护间隔长度，可以在不降低系统的频谱效率的情况下，降低系统的误码率。在接收端完成定时同步和信道估计后，由于定时误差的存在，信道的大部分能量可能分布到CP覆盖范围之外，CP覆盖范围之外的信道增益远大于信道之内的增益，导致初始符号判决不可靠，严重恶化干扰抵消的性能。重定时同步技术根据估计出的信道估计值计算定时同步调整量，依据调整量得到新的同步点和信道估计系数，将信道的大部分能量分布到CP覆盖范围之内，可以提高初始符号判决结果的可靠性，提升干扰抵消的性能。由于接收信号业务块之间的相互干扰，干扰抵消算法对接收信号进行干扰抵消后再做一次均衡，可以消除接收信号相邻业务数据块间的干扰，提高通信系统性能。
附图说明
图1为本发明采用的信号帧结构图。
图2为存在定时误差时，信道的大部分能量分布到CP覆盖范围之外示意图。
图3为本发明的非视距通信场景图。
图4为本发明在使用重定时同步和干扰抵消算法前后的性能对比示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步详细描述：
本发明为在长信道时延扩展信道环境中，接收端采用基于重定时同步和干扰抵消的信号检测方法。
本发明提供的一种长时延扩展信道中基于重定时同步和干扰抵消的信号检测方法为：首先在接收机对接收到的信号进行定时同步，定时同步技术包含粗同步和精同步两部分，粗同步又名帧到达检测，即判断信号什么时候到来，精同步就是找到能量最强劲的点即精同步点。
找到精同步点之后，截取接收导频序列，利用接收导频序列进行信道估计，得到信道估计系数。
然而由于定时误差存在，信道的大部分能量可能分布到循环前缀(CyclicPrefix，CP)覆盖范围之外，根据估计出的信道估计系数计算出定时同步的调整量，依据调整量得到新的同步点和信道估计系数，将信道的大部分能量分布到CP覆盖范围之内。根据新的同步点进行业务数据块的截取。
根据新的信道估计系数对截取的业务数据块进行频域均衡，得到每一个业务数据块的初次信号判决结果，根据此初次判决结果对接收数据进行干扰抵消，然后再做一次频域均衡，得到最终的信号判决结果。
具体的，本发明包括下述步骤：
步骤一：接收端进行定时同步和信道估计
本发明采用的信号帧结构如图1所示；
参考信号(Reference Signal，RS)即导频序列，业务数据块(Resource Block，RB)用于承载物理传输信息。RS和RB的CP长度分别记为
Figure BDA0002355560970000071
和
Figure BDA0002355560970000072
RS和RB的长度均记为NRB(不包含CP)，假设
Figure BDA0002355560970000073
记导频序列为LTF。令
Figure BDA0002355560970000074
表示导频序列LTF，记导频序列LTF的长度为LLTF。
假设发射符号功率归一化，接收端采用单接收天线，在接收端将以d为起始，长度为LLTF的接收信号序列记为：
Figure BDA0002355560970000075
其中，d为接收序列起始点。考虑最大可能的信道时延扩展为Lch，对于以d为起始的接收信号序列，将以下相关系数作为帧检测度量值G(d)：
Figure BDA0002355560970000081
其中，
Figure BDA0002355560970000082
表示导频序列sLTF的共轭转置，l为正整数，从0到Lch。
根据计算出的帧检测度量值，选择合适的检测门限，当帧检测度量值大于检测门限时，就认为帧到达，否则d继续向后移动，直到找出帧检测度量值大于检测门限的点，完成粗同步的过程。
以帧检测度量值大于门限的第一个点为起点，记为t点，以t点为中心左右各取m个点，求取这2m+1个点的精同步检测值，得到以t点为中心一定窗口范围内这2m+1个点的精同步检测值的最大值，以这个最大值为起点，向左向右分别找出第一个小于最大值的0.85的两个点，分别记为L点和H点，L点和H点的中点即为最后所求得的精同步点。其中，m为大于0的整数。
精同步值J(d)的计算方法为：
Figure BDA0002355560970000083
本发明信道估计的方法采用时域最小二乘法，假设发射导频的频域矢量X＝Fx为N×1维，则接收导频的频域矢量Y＝Fy为N×1维，其中F为N×N维的DFT矩阵，x为发射导频的时域矢量，y为接收导频的时域矢量，信道时域响应h为L×1维，在不考虑信道噪声的前提下，可以表示为
Y＝diag(X)FLh
其中，FL表示为F矩阵的前L列，L为信道时域响应h的阶数。并令矩阵
A＝diag(X)FL
依据矩阵理论，则采用时域最小二乘估计方法得到结果为：
Figure BDA0002355560970000084
基于RS获得
Figure BDA0002355560970000091
个抽头的信道估计值，记为
Figure BDA0002355560970000092
步骤二：重定时同步
然后由于定时误差的存在，信道的大部分能量可能分布到CP覆盖范围之外，如图2所示。CP覆盖范围之外的信道增益远大于信道之内的增益，导致初始符号判决不可靠，严重恶化干扰抵消的性能。
计算出定时同步调整量q:
Figure BDA0002355560970000093
依据定时同步调整量将原始的信道估计矢量划分为以下三段：
Figure BDA0002355560970000094
其中：
ha∈Cq×1＝[h(0),h(1),...,h(q-1)]T
Figure BDA0002355560970000095
Figure BDA0002355560970000096
定义矢量ha、hb、hc的长度分别为La、Lb、Lc。依据计算出的定时同步调整量q，得到新的同步点，新的定时同步点为原有同步点后退q个采样点。依据新的同步点进行后续的业务数据块的截取和频域均衡。
由于同步点调整，因此用于RB块均衡的信道矢量按照RB块长NRB进行循环移位，得到调整后的信道估计系数为：
Figure BDA0002355560970000097
其中，0为维度为
Figure BDA0002355560970000098
的全零矢量。
时域信道估计系数对应的频域信道Hshift为：
Figure BDA0002355560970000099
其中，F为归一化NRB×NRB的DFT矩阵。
将第n个时域RB块发射信号矢量记为：xn。按照新的同步点进行数据块截取。在不考虑噪声的情况下，可以得到第n个数据块的接收信号rn:
rn＝Hxn-Axn+Bxn-1-Cxn+Dxn+1
其中，H为由hshift构成的循环矩阵，第1列矢量为hshift。A、B、C、D均为NRB×NRB的干扰托普利兹矩阵。A和B由hc的元素组成，代表由超出CP范围的信道抽头带来的干扰影响。
其中，A、B、C、D矩阵的构成形式如下式所示：
Figure BDA0002355560970000101
B矩阵是上三角矩阵，其余元素都是零。
C和D由矢量ha中元素构成。
Figure BDA0002355560970000102
A矩阵可由B矩阵循环左移
Figure BDA0002355560970000103
个点获得，D矩阵可由C矩阵循环左移
Figure BDA0002355560970000104
个点获得。
步骤三：干扰抵消检测
根据得到的时域信道估计系数对应的频域信道Hshift对截取的业务数据块进行频域均衡，将第i-1次迭代中利用Hshift均衡的第n个RB块的时域数据记为：
Figure BDA0002355560970000105
初始化时令
Figure BDA0002355560970000111
从而，第n个RB块接收信号的干扰抵消后的结果
Figure BDA0002355560970000112
如下：
Figure BDA0002355560970000113
然后对
Figure BDA0002355560970000114
依据频域信道Hshift进行再一次频域均衡后进行符号判决，得到第n个RB块接收信号的干扰抵消后的结果
Figure BDA0002355560970000115
图3为适用于本发明的非视距通信场景图，NLOS传输造成接收端的接收信号是大量非直射波(主要是反射波)的叠加，在非视距传输中，由于障碍物遮挡，接收器接收到的信号还包括通过折射、衍射、反射等路径到达的信号。因此，非视距发射具有多径干扰，接收信号具有明显的瑞利衰落。
图1为本发明采用的信号帧的结构，信号帧由导频序列和负载两部分构成。导频序列的长度和负载中每一个业务数据块的长度是相同的。导频序列也添加保护间隔，信号帧的负载由数据块和保护间隔逐块拼接而成，在发射端将数据分块并在末尾添加保护间隔。在后续仿真中，导频序列的长度和负载中每一个业务数据块的长度都是256，导频序列由长度为256的m序列构成。导频序列添加的保护间隔长度
Figure BDA0002355560970000116
是128，由导频序列的后128点组成。业务数据块添加的保护间隔长度
Figure BDA0002355560970000117
是64，由每一个业务数据块的后64点组成。
图4为本发明使用重定时同步和干扰抵消算法前后的性能对比示意图。在仿真中，采用BPSK调制方式，仿真时信道环境使用瑞利衰落信道，信道长度为100。负载业务数据块采用QPSK调制方式。
接收机使用四根接收天线，四根天线的四路接收信号分别求出各自的帧检测度量值，根据计算出的帧检测的度量值，四组帧检测度量值求出最大值，选择合适的检测门限，当帧检测度量值最大值大于检测门限时，就认为帧到达，否则d继续向后移动，直到找出帧检测度量值大于检测门限的点。完成粗同步的过程。以帧检测度量值大于门限的第一个点为起点，取m＝100，左右各取100个点，求取这201个点的精同步检测值。由于是四根接收天线，精同步检测值的计算方法为：
Figure BDA0002355560970000121
其中，y1，y2，y3，y4分别代表四根接收天线的四路接收信号序列。信道估计采用最小二乘法，均衡方式采用破零均衡方法。
仿真时传统方法接收端使用四根接收天线，同步完成后进行信道估计和频域均衡后，直接对均衡结果进行判决。对比传统方法和本发明添加了重定时同步和干扰抵消算法的误比特率结果，可以看出，采用重定时同步和干扰抵消算法后的性能明显优于采用此算法之前的性能。
以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书的保护范围之内。

Claims (1)

1.一种基于重定时同步和干扰抵消的信号检测方法，其特征在于，包括以下步骤：
(1)在接收端对接收到的信号进行定时同步，找到精同步点；
(2)截取接收导频序列，利用接收导频序列进行信道估计，得到信道估计值；
(3)根据信道估计值计算定时同步调整量，依据定时同步调整量，得到新的同步点和信道估计系数；
(4)根据新的同步点进行业务数据块的截取，根据新的信道估计系数对截取的业务数据块进行频域均衡，得到每一个业务数据块的初次信号判决结果；
(5)根据初次判决结果对接收数据进行干扰抵消，然后再做一次频域均衡，得到最终的信号判决结果；
在接收端对接收到的信号进行定时同步，找到精同步点的具体过程如下：先进行粗同步，然后进行精同步；其中，粗同步的具体过程如下：
采用的信号帧中，参考信号RS与业务数据块RB的CP长度分别记为
Figure FDA0002910279100000011
和
Figure FDA0002910279100000012
参考信号RS与业务数据块RB的长度均记为NRB，假设
Figure FDA0002910279100000013
令
Figure FDA0002910279100000014
表示导频序列LTF，其中，LLTF为导频序列LTF的长度；
假设发射符号功率归一化，接收端采用单接收天线，在接收端将以d为起始，长度为LLTF的接收信号序列y(d)记为：
Figure FDA0002910279100000015
其中，d为接收序列起始点；考虑最大可能的信道时延扩展为Lch，对于以d为起始的接收信号序列，帧检测度量值G(d)如下：
Figure FDA0002910279100000016
其中，
Figure FDA0002910279100000021
表示导频序列sLTF的共轭转置，l为正整数，从0到Lch；
根据帧检测度量值，当帧检测度量值大于检测门限时，认为帧到达，否则d继续向后移动，直到找出帧检测度量值大于检测门限的点，完成粗同步；
精同步的过程如下：以帧检测度量值大于检测门限的第一个点为起点，记为t点，以t点为中心左右各取m个点，求取这2m+1个点的精同步检测值，得到以t点为中心一定窗口范围内这2m+1个点的精同步检测值的最大值，以这个最大值为起点，向左向右分别找出第一个小于最大值的0.85的两个点，分别记为L点和H点，L点和H点的中点为精同步点；其中，m为大于0的整数；
精同步值J(d)的计算方法为：
Figure FDA0002910279100000022
信道估计值具体过程以下过程得到：
假设发射导频的频域矢量X＝Fx为N×1维，则接收导频的频域矢量Y＝Fy为N×1维，其中，F为N×N维的DFT矩阵，x为发射导频的时域矢量，y为接收导频的时域矢量，信道时域响应h为L×1维，在不考虑信道噪声的前提下，接收导频的频域矢量表示为：
Y＝diag(X)FLh
其中，FL表示为F矩阵的前L列，L为信道时域响应h的阶数；
基于参考信号RS获得
Figure FDA0002910279100000023
个抽头的信道估计值，记为
Figure FDA0002910279100000024
计算定时同步调整量q:
Figure FDA0002910279100000025
依据定时同步调整量将原始的信道估计矢量划分为以下三段：
Figure FDA0002910279100000026
其中：
ha∈Cq×1＝[h(0),h(1),...,h(q-1)]T
Figure FDA0002910279100000031
Figure FDA0002910279100000032
定义矢量ha、hb、hc的长度分别为La、Lb、Lc，依据计算出的定时同步调整量q，得到新的同步点，新的定时同步点为原有同步点后退q个采样点；
用于RB块均衡的信道矢量按照RB块长NRB进行循环移位，得到调整后的信道估计系数为：
Figure FDA0002910279100000033
其中，0为维度为
Figure FDA0002910279100000034
的全零矢量；
步骤(4)的具体过程为：
时域信道估计系数对应的频域信道Hshift为：
Figure FDA0002910279100000035
其中，F为归一化NRB×NRB的DFT矩阵；
将第n个时域RB块发射信号矢量记为xn，按照新的定时同步点进行业务数据块截取；在不考虑噪声的情况下，得到第n个数据块的接收信号rn:
rn＝Hxn-Axn+Bxn-1-Cxn+Dxn+1
其中，H为由hshift构成的循环矩阵，第1列矢量为hshift，A、B、C、D均为NRB×NRB的干扰托普利兹矩阵，A和B由hc的元素组成，代表由超出CP范围的信道抽头带来的干扰影响；
其中，A、B、C、D矩阵的构成形式如下式所示：
Figure FDA0002910279100000041
B矩阵是上三角矩阵，其余元素都是零；
C和D由矢量ha中元素构成；
Figure FDA0002910279100000042
A矩阵可由B矩阵循环左移
Figure FDA0002910279100000043
个点获得，D矩阵可由C矩阵循环左移
Figure FDA0002910279100000044
个点获得；
步骤(5)的具体过程为：
根据得到的时域信道估计系数对应的频域信道Hshift对截取的业务数据块进行频域均衡，将第i-1次迭代中利用Hshift均衡的第n个RB块的时域数据记为
Figure FDA0002910279100000045
初始化时令
Figure FDA0002910279100000046
从而，第n个RB块接收信号的干扰抵消后的结果
Figure FDA0002910279100000047
如下：
Figure FDA0002910279100000048
然后对
Figure FDA0002910279100000049
依据频域信道Hshift进行再一次频域均衡后进行符号判决，得到第n个RB块接收信号的干扰抵消后的结果
Figure FDA00029102791000000410
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