CN111211677B - 一种mmc型多端口固态变压器的直流故障快速重启方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种MMC型多端口固态变压器的直流故障快速重启方法，针对不同直流短路故障清除方案所引起的模块电容电压跌落和不平衡程度也各有不同的问题，分别以固态变压器不同端口所接母线为重启电源，提供了直流故障重启方法，不仅能快速准确的将固态变压器中各模块电容充电至额定电压，而且具有较好的通用性，对模块电容电压跌落和不平衡程度不需过度区分，即对所采用的故障清除方案不需有较高的敏感度。

Description

一种MMC型多端口固态变压器的直流故障快速重启方法
技术领域
本发明涉及一种固态变压器的直流故障快速重启方法，具体涉及一种MMC型多端口固态变压器的直流故障快速重启方法。
背景技术
随着社会快速发展的需要，能源供给始终面临着巨大压力，而新能源高效利用是缓解这一压力的有效方案。在多种形式能源间的转换以及互联，主要通过固态变压器(solid state transformer，SST)来实现。为了满足中高压应用场合的需要，基于模块化多电平变换器(modular multilevel converter，MMC)的固态变压器应运而生，该固态变压器不仅模块化、易扩展和输出波形好等特点，而且使得固态变压器可与能量传输效率更高的中高压直流网络直接相连。然而，在直流网络中不可避免地要面对直流短路故障问题，该故障的发生会瞬时引起较大的短路对系统安全造成极大威胁。虽然，已有较多能处理直流短路故障的方案被提出，但是这些方案普遍还会引起一个后续问题，即故障清除后的系统重启问题，这里主要指短时故障，而非永久故障。所谓的系统重启问题首先是要建立起系统运行前所需的状态，在MMC型多端口固态变压器中就是将所有电容电压恢复到额定值且达到相应的电压平衡状态。在现有的直流故障处理方案中，往往会造成MMC模块电容电压大幅度跌落且模块间电压严重不平衡的情况，其中电压大幅跌落让固态变压器难以为各端口提供相应的额定电压，模块间电压严重不平衡会造成固态变压器的多电平输出电压出现较大畸变，对系统稳定造成重大隐患，并且根据情况的不同电压跌落和不平衡程度也各有不同。特别是有些直流故障穿越方案会造成MMC部分模块电容电压超过其额定电压，对这些模块的电容电压要进行放电控制，而其他模块电容则要进行充电控制，这将增加控制难度。总之，直流故障清除后使得SST难以很快重启运行。
目前现有的重启方案并没有针对MMC型多端口固态变压器的，且由于受拓扑结构的限制，重启方案可用的功率传输路径有限，难以快速实现系统重启，MMC型固态变压器作为能源转换或传输的节点，具有重要的中转作用，因此其系统在直流故障后的快速重启对电网的稳定运行具有重要意义。
发明内容
本发明的目：针对现有的MMC型多端口固态变压器，在其出现直流短路故障后，应用不同的直流短路故障处理方案清除故障后，会出现MMC模块电容电压大幅度跌落和模块间电压严重不平衡的情况，根据清除方案的不电容电压跌落和不平衡程度也各有不同，本发明提出了一种MMC型多端口固态变压器的直流故障快速重启方法，以固态变压器不同端口所接母线为重启电源，提供了直流故障重启方法，不仅能快速准确的将固态变压器中各电容充电至额定电压，而且具有较好的通用性，对电压跌落和不平衡程度不需过度区分，即对所采用的故障清除方案不需有较高的敏感度。
技术方案：一种MMC型多端口固态变压器的直流故障快速重启方法，该MMC型多端口固态变压器的拓扑结构包括MMC单元、DC/DC变换器单元和低压变换器单元；所述MMC单元三相中每一相分别由多个HBSM模块和多个以FBSM模块为代表的具有直流故障穿越能力的模块作为基本模块混合串联而成的两个桥臂组成，两个桥臂之间为MMC单元的一相高压交流侧；每个所述基本模块均由直流电容C和电力电子开关组成；所述DC/DC变换器单元由多个DAB电路组成，每个DAB电路的前级均分别与MMC单元的一个基本模块的直流电容C相连；所有DAB电路后级输出端相互并联形成低压直流端口，所述低压直流端口与低压变换器单元的直流侧并联，在所述低压直流端口并联有直流电容CLVDC；
当以MMC型多端口固态变压器的高压直流端口或高压交流端口所接母线作为重启电源时，包括以下步骤：
步骤1：根据直流电容C的电压高低将基本模块分为两组：电压较高的一组记为模块组A和电压较低的一组记为模块组B，所述模块组A中的直流电容C数量与模块组B中的直流电容C数量相同，根据现有直流短路故障穿越策略，通常HBSM模块属于模块组B，以FBSM模块为代表的具有直流故障穿越能力的模块属于模块组A；
步骤2：判断若模块组A的直流电容电压低于模块控制器启动电压Ucst，则对MMC单元的所有基本模块的直流电容C进行预充电，直至模块组A的直流电容电压达到模块控制器启动电压Ucst，并执行步骤3，若模块组A的直流电容电压低于额定电压Uc且高于模块控制器启动电压Ucst，则接入电源后执行步骤3，若模块组A的直流电容电压高于额定电压Uc，则接入电源后执行步骤4；
步骤3：对模块组B中的基本模块进行旁路控制，对模块组A中的基本模块的直流电容C进行预充电，直至直流电容电压达到额定值Uc，执行步骤4；
步骤4：继承步骤3中对模块组A中的直流电容C进行预充电的状态，与模块组B相连的DAB电路的开关保持封锁状态；通过控制与模块组A所连接的DAB电路的前级开关，使DAB电路前级开关控制信号的占空比从0增加到0.5，DAB电路的后级利用二极管单向导通性为直流电容CLVDC进行不控整流预充电，直至低压直流侧电压UcLVDC达到额定电压ULVDC，结束本步骤，执行步骤5；
步骤5：继承步骤4中模块组A的直流电容C的预充电状态和与模块组A相连的DAB电路的控制状态，控制与模块组B相连接的DAB电路的后级开关使DAB电路的后级开关控制信号的占空比从0增加至0.5，DAB电路的前级工作于不控整流状态，利用与模块组B相连的DAB电路为模块组B中的直流电容C进行预充电，直至对应基本模块的直流电容电压均达到额定电压Uc，结束本步骤，执行步骤6；所述与模块组A相连的DAB电路的控制状态为使低压直流侧电压UcLVDC稳定；
步骤6：对模块组A中的直流电容C进行充电的同时，与模块组A相连的DAB电路通过单移相控制方法，使模块组A的直流电容C的电压稳定在额定值Uc，并且使低压直流侧电压UcLVDC维持在额定电压ULVDC；控制与模块组B相连接的DAB电路的后级开关使DAB电路的后级开关控制信号的占空比随DAB前级所连接的直流电容电压与额定电压Uc的差值变化，后级开关控制信号的占空比范围从0至0.5，使模块组B中的直流电容电压保持在Uc，实现重启。
进一步的，所述步骤6中的单移相控制方法具体包括：
通过控制给各DAB电路中前级开关控制信号和后级开关控制信号的相位差值实现能量在DAB电路的前级和后级之间流动；
所述各DAB的相位差值由UcLVDC与ULVDC的差值与各DAB前级所接模块的电容电压与额定电压Uc的差值分别经PI控制器计算后相减得到。
进一步的，所述步骤6中，所述与模块组B相连的各DAB后级开关控制信号的占空比由与各DAB电路前级所接模块的直流电容电压与额定电压Uc的差值经PI控制器计算后得到。
进一步的，在步骤4中，若DAB电路的前级开关控制信号的占空比没有达到0.5且低压直流侧电压UcLVDC达到额定电压ULVDC，则不继续对直流电容CLVDC预充电，若前级开关控制信号的占空比达到0.5且低压直流侧电压UcLVDC未达到额定电压ULVDC，则前级开关控制信号的占空比保持为0.5并继续为直流电容CLVDC预充电；
在步骤5中，若DAB电路的后级开关控制信号的占空比没有达到0.5且模块组B中的直流电容C的电压均达到额定电压Uc，则停止对相应的模块充电，若后级开关控制信号的占空比达到0.5且模块组B中的直流电容C的电压未达到额定电压Uc，则后级开关控制信号的占空比保持为0.5并继续为相应的模块充电。
进一步的，在步骤2中，当模块组A的直流电容电压低于模块控制器启动电压Ucst时，若采用高压直流端口所接母线作为重启电源并供电后，通过MMC单元内的可正向导通的二极管对MMC单元的所有基本模块的直流电容C进行预充电，若采用高压交流端口所接母线作为重启电源并供电后，从高压交流侧对MMC单元内的所有基本模块的直流电容C进行不控整流充电。
本发明还公开了当以MMC型多端口固态变压器的低压直流端口或低压交流端口所接母线作为重启电源时，直流故障快速启动方法，包括以下步骤：
步骤1：根据直流电容C的电压高低将基本模块分为两组，电压较高的一组记为模块组A和电压较低的一组记为模块组B，所述模块组A中的电容数量与模块组B中的电容数量相同，根据现有直流短路故障穿越策略，通常HBSM模块属于模块组B，以FBSM模块为代表的具有直流故障穿越能力的模块属于模块组A；
步骤2：对MMC单元的所有基本模块的开关进行封锁控制，并判断是否存在基本模块的直流电容电压大于额定值Uc，若存在，则通过控制与该基本模块电容相连的DAB电路对其进行放电；判断是否存在基本模块的直流电容电压小于额定值Uc，若存在，则通过控制与该基本模块相连的DAB电路对与其进行充电，直至初始电压最高的直流电容达到额定电压Uc，执行步骤3；
步骤3：通过对直流电容CLVDC进行预充电，使其电压达到额定电压ULVDC，执行步骤4；
步骤4：对模块组A和B中的所有开关进行封锁控制，与模块组A相连的DAB电路采用单移相控制方式使低压直流侧电压UcLVDC维持在额定电压ULVDC，同时，使模块组A中的所有电容电压保持在额定电压Uc；控制与模块组B相连接的DAB电路的后级开关使DAB电路的后级开关控制信号的占空比从0逐渐增加至0.5，DAB后级工作于不控整流状态，利用与模块组B相连的DAB电路为模块组B的直流电容进行充电，直至直流电容的电压达到额定电压Uc，实现重启。
进一步的，在所述步骤3中，若以低压直流端口所接母线作为重启电源时，则由母线直接对低压直流端口上的直流电容CLVDC进行预充电；若以低压交流端口所接母线作为重启电源时，由低压变换器经可控或不控整流对低压直流端口上的直流电容CLVDC进行预充电。
进一步的，所述步骤2中，放电对应的操作步骤为：控制该模块所接DAB电路前级开关控制信号的占空比从0增加到0.5，同时，控制DAB电路的后级开关保持封锁，通过DAB电路后级的二极管进行不控整流对基本模块直流电容进行放电；
充电对应的操作步骤为：控制DAB后级开关控制信号的占空比从0逐渐增加到0.5，同时，控制DAB电路的前级开关保持封锁，通过DAB电路前级的二极管进行不控整流为每个模块的电容充电。进一步的，在充/放电过程中，若相应的开关控制信号的占空比未达到0.5且对应的基本模块的直流电容电压达到额定电压Uc，则停止充/放电，若相应的开关控制信号的占空比达到0.5且对应的基本模块的直流电容电压未达到额定电压Uc，则相应的开关控制信号的占空比保持为0.5并继续进行充/放电。
进一步的，所述步骤4中的单移相控制方法具体包括：
通过控制给各DAB电路中前级开关控制信号和后级开关控制信号的相位差值实现能量在DAB电路的前级和后级之间流动；
所述各DAB的相位差值由UcLVDC与ULVDC的差值与各DAB前级所接模块电容直流电压与额定电压Uc的差值分别经PI控制器计算后相减得到的。
进一步的，所述步骤4中，若占空比未达到0.5且模块组B中的直流电容电压均达到额定电压Uc，则停止充电，若占空比达到0.5且模块组B中的直流电容电压未达到额定电压Uc，则占空比保持为0.5并继续充电。
有益效果：本发明具有以下优点：
1)本发明充分利用了MMC型多端口固态变压器拓扑结构的特点，对电压跌落和不平衡程度不需过度区分，即对所采用的故障清除方案不需有较高的敏感度，具有较好的通用性；
2)在重启过程中，所有电容电压始终被控制在各自额定值附近，避免了因辅助电路损耗和硬件参数不一致，以及重启时间过长造成的电容电压不平衡问题，为固态变压器投入运行提供了有效保障；
3)重启控制方法控制复杂度低，易于实现，便于推广；
4)能有效避免充电电流过大对DAB中高频变压器的冲击；
5)提供了各端口所接母线为重启电源的重启控制方法，适用于多种应用场合。
附图说明
图1为本发明重启控制方法所应用的以半桥子模块(half bridge sub-module，HBSM)和全桥子模块(full bridge sub-module，FBSM)为基本模块的MMC型多端口固态变压器拓扑结构图；
图2为本发明启动控制方法的流程图；
图3为除FBSM外其他具有直流故障穿越能力的两种模块拓扑结构图。
具体实施方式
现结合附图和实施例进一步阐述本发明的技术方案。
本发明的直流故障快速启动方法适用于以HBSM模块和以FBSM模块为代表的具有直流故障穿越能力的模块为基本模块混合构成的MMC型多端口固态变压器，其拓扑结构图参见图1，主要由MMC部分，DC/DC变换器部分和低压变换器三部分组成。MMC部分三相中每一相分别由多个基本模块串联而成，分别构成MMC部分的上桥臂和下桥臂，两个桥臂之间为MMC的一相高压交流侧。每个模块由直流电容C和电力电子开关组成，数个开关所组成的是一个AC/DC变换器，HBSM是最基本的典型模块，其不具有直流故障穿越能力，FBSM是具有直流故障穿越能力的典型模块，如图1所示。在一些实施例中，可参见图3，可采用其他具有直流故障穿越能力的模块来代替本实施例的FBSM模块，这类替代模块存在包含两个直流电容的情况，只需满足MMC部分一相内的直流电容额定数量为2N，一个桥臂中的直流电容额定数量为N就可适用于本实施例的重启方法。
DC/DC变换器是由多个输出并联在一起的DAB组成，每个DAB的前级与MMC的一个直流电容相连，且所有DAB电路后级输出端相互并联后形成低压直流端口，该低压直流端口与低压变换器单元的直流侧并联，且在低压直流端口并联有直流电容CLVDC。
本实施例的DAB电路的拓扑结构包括由多个前级开关组成的前级开关组、中高频变压器和由多个后级开关组成的后级开关组，通过控制前级开关组为中高频变压器的原边提供正负电压，通过控制后级开关组为中高频变压器的副边提供正负电压；每个前级开关和每个后级开关均并联有一个二极管。
采用HBSM模块和FBSM模块是直流故障穿越策略中通过改变模块结构来实现直流故障穿越的典型方案，其中FBSM具有直流故障穿越能力，而HBSM模块则没有，即在直流故障清除后，FBSM模块的电容电压经历了先降后升的过程，而HBSM模块的电容电压则只有下降过程。相应地，FBSM即为MMC三相中电容电压较高的模块，而HBSM即为MMC三相中电容电压较低的模块。在MMC中采用FBSM和HBSM两种模块混合使用是为了节约硬件成本且有一半的模块使用FBSM即可实现直流短路故障清除，其中，FBSM所使用的的开关器件数量是HBSM的两倍。
实施例1：
如图2所示，本实施例以MMC型多端口固态变压器的高压直流端口所接母线作为重启电源，包括以下步骤：
步骤1：对MMC部分的模块进行分类，具体步骤如下：根据电容电压高低将模块分为两组，分别是电容电压明显较高的一组和电容电压明显较低的一组。这里所述的电压有明显差别是由直流故障穿越方案和因节约成本所采用混合模块的MMC结构所产生的，一般认为电容电压在直流故障穿越结束后，模块电容电压分为电压先降后升和电压只下降两类，两类模块中的电容数量相同，在MMC的一相中，电容数量等于N，N为MMC上桥臂或下桥臂的额定直流电容数量。其中，模块电容电压先降后生的模块电容电压可能高于额定电压Uc，也可能低于Uc。
步骤2：对MMC部分进行不控预充电，具体步骤如下：如果模块电容电压较高的一组模块电容电压低于额定电压Uc且低于模块控制器启动电压Ucst，则由固态变压器高压直流侧供电，充电电流从高压直流侧正端分别流经MMC三相各模块后，由高压直流侧负端流出，在MMC各模块中，电流经可正向导通的二极管向所有模块电容充电，电容电压升高，当电压较高的一组模块电容电压均达到其模块控制器启动电压Ucst后，该步骤结束转至下一步骤；本步骤为各模块控制器由其模块直流电容供电情况下所必须，如各模块控制器由其他独立电源供电，则忽略该步骤，直接判断电容电压是否大于额定电压Uc；如果模块电容电压较高的一组模块电容电压低于额定电压Uc且高于模块控制器启动电压Ucst，则由固态变压器高压直流侧供电后，转至下一步骤；如果模块电容电压较高的一组模块电容电压高于额定电压Uc，则由固态变压器高压直流侧供电后，即转入步骤4进入DC/DC变换器部分的可控预充电步骤，但是DAB前级占空比的增加时间tch要相应增加，以免对中高频变压器TDAB造成较大的电流冲击。
步骤3：对MMC部分进行第一阶段可控预充电，具体步骤如下：给MMC三相所有电容电压较高的一组模块的开关发出使这些模块电容被充电的控制信号，给MMC所有电容电压较低的一组模块的开关发出使这些模块电容被旁路的控制信号，即只对MMC三相电容电压较高的模块充电，直到将这些模块电容充电至额定值Uc后转至下一个步骤，Uc等于UHVDC/N，其中UHVDC为高压直流侧直流电压，N为MMC一个桥臂中的额定直流电容数量。本步骤中为了可靠运行所增加的备用模块不需参与此步骤。
步骤4：对DC/DC变换器部分进行可控预充电，具体步骤如下：在MMC型多端口固态变压器中，每个MMC模块的电容均连接了一个双向有源桥(dual active bridge，DAB)电路，所有的DAB电路输出端是并联在一起，从而形成固态变压器的低压直流端口，电压为UcLVDC，该端口并联有直流电容CLVDC。本步骤中，MMC初始电压较高的一组模块的开关状态保持不变，通过控制这些模块所连接的DAB前级的开关，使DAB电路前级开关控制信号的占空比从0逐渐增加到0.5，占空比的增加时间tch越长，DAB中所产生的电流对变压器的冲击越小。DAB电路后级的开关则不予控制，而是由后级的二极管进行不控整流为低压直流端口的电容CLVDC充电，直至电容CLVDC达到额定电压ULVDC后该阶段结束转入下一步骤。所述的通过控制模块所连接的DAB前级开关，使DAB电路前级开关控制信号的占空比从0逐渐增加到0.5，具体为T3和T4一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的原边提供正电压，T5和T6一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的原边提供负电压，T3和T4的导通时间与T5和T6的导通时间相同，范围从0到Tc/2，其中Tc为DAB的额定控制周期。在此步骤中，与MMC三相电容电压较低的一组各模块相连的DAB开关均保持封锁状态，即不进行任何开关动作，不对模块中的电容充电。在此步骤中，与MMC三相电容电压较高的一组模块相连的各个DAB控制目标为使固态变压器低压直流侧电压UcLVDC达到额定电压ULVDC，在此过程中如果这些DAB电路前级开关控制信号的占空比没有达到0.5既实现控制目标则不再继续对CLVDC充电，如果前级开关控制信号的占空比达到0.5还没实现控制目标则前级开关控制信号的占空比保持为0.5并继续为CLVDC充电。
步骤5：对MMC部分进行第二阶段可控预充电，具体步骤如下：该步骤为MMC三相电容电压较低的一组模块电容充电，具体为，MMC三相电容电压较高的一组模块开关状态依然保持不变，即为模块电容充电，而与MMC三相电容电压较高的一组模块相连接的这些DAB控制目标为保持固态变压器低压直流侧电压UcLVDC的稳定，即由MMC三相电容电压较高的一组模块向固态变压器低压直流侧提供能量。与MMC三相电容电压较低的一组模块相连接的DAB后级开关采用DC/DC变换器部分的可控预充电步骤中与MMC三相电容电压较高的一组模块相连接的DAB前级开关相同动作，即控制与MMC三相电容电压较低的一组模块相连接的DAB电路的后级开关，使DAB电路后级开关控制信号的占空比从0逐渐增加到0.5，具体为T7和T8一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的副边提供正电压，T9和T10一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的副边提供负电压，T7和T8的导通时间与T9和T10的导通时间相同，范围从0到Tc/2，其中Tc为DAB的额定控制周期。与MMC三相电容电压较低的一组模块相连的DAB前级开关不予控制，利用与MMC三相电容电压较低的一组模块相连的DAB前级中二极管单向导通的特性使与MMC三相电容电压较低的一组模块相连的DAB前级工作于不控整流状态，为MMC三相电容电压较低的一组模块的电容充电，直至这些模块的电容均达到额定电压Uc时，该步骤结束转入下一步骤。在此步骤中，与MMC三相电容电压较低的一组模块相连的各个DAB控制目标为使与其相连的MMC模块电容达到额定电压Uc，在此过程中如果后级开关控制信号的占空比没有达到0.5既实现控制目标则不再继续对相应的MMC模块充电，如果后级开关控制信号的占空比达到0.5还没实现控制目标则后级开关控制信号的占空比保持为0.5并继续为相应的MMC模块充电。
步骤6：电容电压平衡控制待运行步骤：MMC三相电容电压较高的一组模块的开关信号与MMC部分的可控预充电第一步骤中相同，即对MMC三相电容电压较高的一组模块中的直流电容进行充电，同时与三相电容电压较高的一组模块相连接的DAB电路通过单移相控制方式，使固态变压器低压直流侧电压UcLVDC维持在额定电压ULVDC，同时保证MMC三相电容电压较高的一组模块电容的电压稳定在额定值Uc且三相电容电压较高的一组模块电容电压之间保持平衡。本实施例中的单移相控制方法包括通过控制给各DAB电路中前级开关控制信号和后级开关控制信号的相位差值实现能量在DAB电路的前级和后级之间流动；具体为前级T3和T4一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的原边提供正电压，T5和T6一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的原边提供负电压，T7和T8一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的副边提供正电压，T9和T10一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的副边提供负电压，T3和T4的导通时间，T5和T6的导通时间，T7和T8的导通时间与T9和T10的导通时间均为Tc/2，其中Tc为DAB的额定控制周期。如果T3和T4的导通时刻超前T7和T8的导通时刻，则能量从DAB的前级流向后级，反之，如果T3和T4的导通时刻滞后T7和T8的导通时刻，则能量从DAB的后级流向前级，两者导通时刻的差值范围为-Tc/2到Tc/2。上述控制所用的相位差值在各DAB电路前级所接模块的电容直流电压与额定电压Uc的差值和UcLVDC与ULVDC的差值分别经PI控制器计算后相减得到。控制与MMC三相电容电压较低的一组模块相连接的DAB电路的后级开关使DAB电路的后级开关控制信号的占空比随DAB前级所连接的直流电容电压与额定电压Uc的差值变化，电压差值越大占空比越大，电压差值越小占空比越小，后级开关控制信号的占空比范围从0至0.5，该后级开关控制信号的占空比由与DAB电路前级所接模块的直流电容电压与额定电压Uc的差值经PI控制器计算后得到，使模块组B中的直流电容电压保持在Uc，实现重启。
实施例2：
如图2所示，本实施例以MMC型多端口固态变压器的高压交流端口所接母线作为重启电源，包括以下步骤：
步骤1：对MMC部分的模块进行分类，具体包括以下步骤：根据电容电压高低将模块分为两组，分别是电容电压明显较高的一组和电容电压明显较低的一组。这里所述的电压有明显差别是由直流故障穿越方案和因节约成本所采用混合模块的MMC结构所产生的，一般认为电容电压在直流故障穿越结束后，模块电容电压分为电压先降后升和电压只下降两类，两类模块中的电容数量相同，在MMC的一相中，电容数量等于N，N为MMC上桥臂或下桥臂的额定直流电容数量。其中，模块电容电压先降后生的模块电容电压可能高于额定电压Uc，也可能低于Uc。
步骤2：对MMC部分进行不控预充电，具体步骤如下：充电电流根据固态变压器高压交流侧线电压和MMC中模块内的二极管单相导通特性，从高压交流侧对MMC各模块电容进行不控整流充电，各模块电容电压逐渐升高。当MMC三相电容电压较高的一组模块电容电压达到其模块控制器启动电压Ucst后，该步骤结束转入下一步骤。本步骤是为各模块控制器由其模块直流电容供电情况下所必须，如各模块控制器由其他独立电源供电，则忽略该步骤，直接判断电容电压是否大于额定电压Uc。如果模块电容电压较高的一组模块电容电压低于额定电压Uc且高于模块控制器启动电压Ucst，则由固态变压器高压交流侧供电后，即可进入下一步骤。如果模块电容电压较高的一组模块电容电压高于额定电压Uc，则由固态变压器高压交流侧供电后，转入步骤4进行DC/DC变换器部分的可控预充电，但是DAB前级占空比的增加时间tch要相应增加，以免对中高频变压器TDAB造成较大的电流冲击。
步骤3：对MMC部分进行第一阶段可控预充电，具体步骤如下：给MMC三相电容电压较高的一组模块的开关发出使这些模块电容被充电的控制信号，给MMC三相电容电压较低的一组模块的开关发出使这些模块电容被旁路的控制信号，即只对MMC三相电容电压较高的一组模块充电，直到将MMC三相电容电压较高的一组模块电容充电至额定值Uc后转入下一步骤，Uc等于UHVDC/N，其中UHVDC为高压直流侧直流电压，N为MMC一个桥臂中的额定直流电容数量。该步骤中为了可靠运行所增加的备用模块不需参与此步骤。
步骤4：对DC/DC变换器部分进行可控预充电，具体步骤如下：在MMC型多端口固态变压器中，每个MMC模块的电容均连接了一个双向有源桥(dual active bridge，DAB)电路，所有的DAB电路输出端是并联在一起，从而形成固态变压器的低压直流端口，电压为UcLVDC，该端口并联有直流电容CLVDC。该步骤中，MMC三相电容电压较高的一组模块的开关状态保持不变，通过控制MMC三相电容电压较高的一组模块所连接的DAB前级的开关，使DAB前级开关控制信号的占空比从0逐渐增加到0.5，占空比的增加时间tch越长，DAB中所产生的电流对变压器的冲击越小，DAB后级的开关则不予控制，而是由后级的二极管进行不控整流为低压直流端口电容CLVDC充电，直至电容CLVDC达到额定电压ULVDC后该阶段结束转入下一步骤。所述的通过控制MMC三相电容电压较高的一组模块各自所连接的DAB前级开关，使DAB前级开关控制信号的占空比从0逐渐增加到0.5，具体为T3和T4一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的原边提供正电压，T5和T6一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的原边提供负电压，T3和T4的导通时间与T5和T6的导通时间相同，范围从0到Tc/2，其中Tc为DAB的额定控制周期。此步骤中，与MMC三相电容电压较低的一组模块相连的DAB开关均保持封锁状态，即不进行任何开关动作，不对模块中的电容充电。在此步骤中，与MMC三相电容电压较高的一组模块相连的各个DAB控制目标为使固态变压器低压直流侧电压UcLVDC达到额定电压ULVDC，在此过程中如果这些DAB前级开关控制信号的占空比没有达到0.5既实现控制目标则不再继续对CLVDC充电，如果前级开关控制信号的占空比达到0.5还没实现控制目标则前级开关控制信号的占空比保持为0.5并继续为CLVDC充电。
步骤5：对MMC部分进行第二阶段可控预充电，具体步骤如下：MMC三相电容电压较高的一组模块开关状态依然保持不变，即为模块电容充电，而与MMC三相电容电压较高的一组模块相连接的这些DAB控制目标为保持固态变压器低压直流侧电压UcLVDC的稳定，即由MMC三相电容电压较高的一组模块向固态变压器低压直流侧提供能量。与MMC三相电容电压较低的一组模块相连接的DAB后级开关采用DC/DC变换器部分的可控预充电步骤中与MMC三相电容电压较高的一组模块相连接的DAB前级开关相同动作，即控制与MMC三相电容电压较低的一组模块相连接的DAB电路的后级开关，使DAB后级开关控制信号的占空比从0逐渐增加到0.5，占空比的增加时间tch越长，DAB中所产生的电流对变压器的冲击越小。具体为T7和T8一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的副边提供正电压，T9和T10一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的副边提供负电压，T7和T8的导通时间与T9和T10的导通时间相同，范围从0到Tc/2，其中Tc为DAB的额定控制周期。与MMC三相电容电压较低的一组模块相连的DAB前级开关不予控制，利用与MMC三相电容电压较低的一组模块相连的DAB前级中二极管单向导通的特性使与MMC三相电容电压较低的一组模块相连的DAB前级工作于不控整流状态，为MMC三相电容电压较低的一组模块的电容充电，直至这些模块的电容均达到额定电压Uc时，该步骤结束转入下一步骤。在此步骤中，与MMC三相电容电压较低的一组模块相连的各个DAB控制目标为使与其相连的MMC模块电容达到额定电压Uc，在此过程中如果后级开关控制信号的占空比没有达到0.5既实现控制目标则不再继续对相应的MMC模块充电，如果后级开关控制信号的占空比达到0.5还没实现控制目标则后级开关控制信号的占空比保持为0.5并继续为相应的MMC模块充电。
步骤6：电容电压平衡控制待运行步骤：MMC三相电容电压较高的一组模块的开关信号与MMC部分的可控预充电第一步骤中相同，即对MMC三相电容电压较高的一组模块中的直流电容进行充电，同时与MMC三相电容电压较高的一组模块相连接的DAB通过单移相控制方式，使固态变压器低压直流侧电压UcLVDC维持在额定电压ULVDC，也保证MMC三相电容电压较高的一组模块电容的电压稳定在额定值Uc且MMC三相电容电压较高的一组模块电容电压之间保持平衡。本实施例中的单移相控制方法包括通过控制给各DAB电路中前级开关控制信号和后级开关控制信号的相位差值实现能量在DAB电路的前级和后级之间流动；具体为前级T3和T4一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的原边提供正电压，T5和T6一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的原边提供负电压，T7和T8一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的副边提供正电压，T9和T10一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的副边提供负电压，T3和T4的导通时间，T5和T6的导通时间，T7和T8的导通时间与T9和T10的导通时间均为Tc/2，其中Tc为DAB的额定控制周期。如果T3和T4的导通时刻超前T7和T8的导通时刻，则能量从DAB的前级流向后级，反之，如果T3和T4的导通时刻滞后T7和T8的导通时刻，则能量从DAB的后级流向前级，两者导通时刻的差值范围为-Tc/2到Tc/2。上述控制所用的相位差值在各DAB电路前级所接模块的电容直流电压与额定电压Uc的差值和UcLVDC与ULVDC的差值分别经PI控制器计算后相减得到。控制与MMC三相电容电压较低的一组模块相连接的DAB电路的后级开关使DAB电路的后级开关控制信号的占空比随DAB前级所连接的直流电容电压与额定电压Uc的差值变化，电压差值越大占空比越大，电压差值越小占空比越小，后级开关控制信号的占空比范围从0至0.5，该后级开关控制信号的占空比由与DAB电路前级所接模块的直流电容电压与额定电压Uc的差值经PI控制器计算后得到，使模块组B中的直流电容电压保持在Uc，实现重启。
实施例3：
如图2所示，本实施例以固态变压器的低压直流端口所接母线作为重启电源，包括以下步骤：
步骤1：对MMC部分的模块进行分类，具体包括以下步骤：根据电容电压高低将模块分为两组，分别是电容电压明显较高的一组和电容电压明显较低的一组。这里所述的电压有明显差别是由直流故障穿越方案和因节约成本所采用混合模块的MMC结构所产生的，一般认为电容电压在直流故障穿越结束后，模块电容电压分为电压先降后升和电压只下降两类，两类模块中的电容数量相同，在MMC的一相中，电容数量等于N，N为MMC上桥臂或下桥臂的额定直流电容数量。其中，模块电容电压先降后生的模块电容电压可能高于额定电压Uc，也可能低于Uc。
步骤2：对MMC部分进行可控预充电，具体步骤如下：MMC所有模块的开关均被封锁且保持不变的状态。判断MMC模块电容电压是否大于额定值Uc，如果大于Uc，则要通过该模块所连接的DAB对其进行放电，如果小于Uc，则要通过该模块所连接的DAB对其进行充电，直至初始电压最高的基本模块的直流电容达到额定电压Uc，执行步骤3。放电是通过控制MMC模块所接DAB的前级开关对模块电容进行放电，具体为使DAB前级开关控制信号的占空比从0逐渐增加到0.5，具体为T3和T4一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的原边提供正电压，T5和T6一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的原边提供负电压，T3和T4的导通时间与T5和T6的导通时间相同，范围从0到Tc/2，其中Tc为DAB的额定控制周期。此时所有DAB后级开关则均被封锁且保持状态不变，由各DAB后级的二极管进行不控整流为每个模块的电容放电。在放电过程中，与MMC模块相连的各个DAB控制目标为使与其相连的MMC模块电容达到额定电压Uc，在此过程中如果DAB前级开关控制信号的占空比没有达到0.5既实现控制目标则不再继续对相应的MMC模块放电，如果前级开关控制信号的占空比达到0.5还没实现控制目标则前级开关控制信号的占空比保持为0.5并继续为相应的MMC模块放电。本步骤中，充电是通过控制MMC模块所接DAB的后级开关对模块电容进行充电，具体为使DAB后级开关控制信号的占空比从0逐渐增加到0.5，占空比的增加时间tch越长，DAB中所产生的电流对变压器的冲击越小，具体为T7和T8一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的副边提供正电压，T9和T10一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的副边提供负电压，T7和T8的导通时间与T9和T10的导通时间相同，范围从0到Tc/2，其中Tc为DAB的额定控制周期。此时所有DAB前级开关则均被封锁且保持状态不变，由各DAB前级的二极管进行不控整流为每个模块的电容充电。直至所有模块电容达到额定电压Uc后该阶段结束转入下一步骤。在此步骤中，与MMC模块相连的各个DAB控制目标为使与其相连的MMC模块电容达到额定电压Uc，在此过程中如果DAB后级开关控制信号的占空比没有达到0.5既实现控制目标则不再继续对相应的MMC模块充电，如果后级开关控制信号的占空比达到0.5还没实现控制目标则后级开关控制信号的占空比保持为0.5并继续为相应的MMC模块充电。
步骤3：建立固态变压器低压直流侧额定电压，具体为：由低压直流母线直接对固态变压器低压直流端口上的电容CLVDC进行充电，直至达到额定电压ULVDC时，该步骤结束转入下一步骤。
步骤4：电容电压平衡控制待运行步骤：与电容电压较高的一组模块相连接的DAB控制方式则转换为单移相控制方式，控制目标为即保证固态变压器低压直流侧电压UcLVDC维持在额定电压ULVDC，也保证MMC三相电容电压较高的一组模块电容的电压稳定在额定值Uc且电容电压较高的一组模块电容电压之间保持平衡。本实施例的单移相控制方法包括通过控制给各DAB电路中前级开关控制信号和后级开关的控制信号的相位差值实现能量在DAB电路的前级和后级之间流动；具体为前级T3和T4一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的原边提供正电压，T5和T6一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的原边提供负电压，T7和T8一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的副边提供正电压，T9和T10一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的副边提供负电压，T3和T4的导通时间，T5和T6的导通时间，T7和T8的导通时间与T9和T10的导通时间均为Tc/2，其中Tc为DAB的额定控制周期。如果T3和T4的导通时刻超前T7和T8的导通时刻，则能量从DAB的前级流向后级，反之，如果T3和T4的导通时刻滞后T7和T8的导通时刻，则能量从DAB的后级流向前级，两者导通时刻的差值范围为-Tc/2到Tc/2。上述控制所用的相位差值由UcLVDC与ULVDC的差值与各DAB前级所接模块电容直流电压与额定电压Uc的差值分别经PI控制器计算后相减得到的。控制与MMC三相电容电压较低的一组模块相连接的DAB电路的后级开关使DAB电路的后级开关控制信号的占空比从0逐渐增加至0.5，DAB后级工作于不控整流状态，利用与MMC三相电容电压较低的一组模块相连的DAB电路为MMC三相电容电压较低的一组模块的直流电容进行充电，直至直流电容的电压达到额定电压Uc，实现重启。
实施例4：
如图2所示，本实施例以固态变压器的低压交流端口所接母线作为重启电源，包括以下步骤：
步骤1：对MMC部分的模块进行分类，具体包括以下步骤：根据电容电压高低将模块分为两组，分别是电容电压明显较高的一组和电容电压明显较低的一组。这里所述的电压有明显差别是由直流故障穿越方案和因节约成本所采用混合模块的MMC结构所产生的，一般认为电容电压在直流故障穿越结束后，模块电容电压分为电压先降后升和电压只下降两类，两类模块中的电容数量相同，在MMC的一相中，电容数量等于N，N为MMC上桥臂或下桥臂的额定直流电容数量。其中，模块电容电压先降后生的模块电容电压可能高于额定电压Uc，也可能低于Uc。
步骤2：对MMC部分进行可控预充电，具体步骤为：MMC所有模块的开关均被封锁且保持不变的状态。判断MMC模块电容电压是否大于额定值Uc，如果大于Uc，则要通过该模块所连接的DAB对其进行放电，如果小于Uc，则要通过该模块所连接的DAB对其进行充电，直至初始电压最高的直流电容达到额定电压Uc，执行步骤3。放电是通过控制MMC模块所接DAB的前级开关对模块电容进行放电，具体为使DAB前级开关控制信号的占空比从0逐渐增加到0.5，具体为T3和T4一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的原边提供正电压，T5和T6一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的原边提供负电压，T3和T4的导通时间与T5和T6的导通时间相同，范围从0到Tc/2，其中Tc为DAB的额定控制周期。此时所有DAB后级开关则均被封锁且保持状态不变，由各DAB后级的二极管进行不控整流为每个模块的电容放电。在放电过程中，与MMC模块相连的各个DAB控制目标为使与其相连的MMC模块电容达到额定电压Uc，在此过程中如果DAB前级开关控制信号的占空比没有达到0.5既实现控制目标则不再继续对相应的MMC模块放电，如果前级开关控制信号的占空比达到0.5还没实现控制目标则前级开关控制信号的占空比保持为0.5并继续为相应的MMC模块放电。本步骤中，充电是通过控制MMC模块所接DAB的后级开关对模块电容进行充电，具体为使DAB后级开关控制信号的占空比从0逐渐增加到0.5，占空比的增加时间tch越长，DAB中所产生的电流对变压器的冲击越小，具体为T7和T8一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的副边提供正电压，T9和T10一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的副边提供负电压，T7和T8的导通时间与T9和T10的导通时间相同，范围从0到Tc/2，其中Tc为DAB的额定控制周期。此时所有DAB前级开关则均被封锁且保持状态不变，由各DAB前级的二极管进行不控整流为每个模块的电容充电。直至所有模块电容达到额定电压Uc后该阶段结束转入下一步骤。在此步骤中，与MMC模块相连的各个DAB控制目标为使与其相连的MMC模块电容达到额定电压Uc，在此过程中如果DAB后级开关控制信号的占空比没有达到0.5既实现控制目标则不再继续对相应的MMC模块充电，如果后级开关控制信号的占空比达到0.5还没实现控制目标则后级开关控制信号的占空比保持为0.5并继续为相应的MMC模块充电。
步骤3：建立固态变压器低压直流侧额定电压，具体为：由低压变换器经可控或不控整流对固态变压器低压直流端口上的电容CLVDC进行充电，直至达到额定电压ULVDC时，该步骤结束转入下一步骤。
步骤4：电容电压平衡控制待运行步骤：与三相电容电压较高的一组模块相连接的DAB控制方式则转换为单移相控制方式，控制目标为即保证固态变压器低压直流侧电压UcLVDC维持在额定电压ULVDC，也保证MMC三相电容电压较高的一组模块电容的电压稳定在额定值Uc且电容电压较高的一组模块电容电压之间保持平衡。本实施例的单移相控制方法包括通过控制给各DAB电路中前级开关控制信号和后级开关的控制信号的相位差值实现能量在DAB电路的前级和后级之间流动；具体为前级T3和T4一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的原边提供正电压，T5和T6一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的原边提供负电压，T7和T8一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的副边提供正电压，T9和T10一起导通给DAB中的中高频变压器TDAB的副边提供负电压，T3和T4的导通时间，T5和T6的导通时间，T7和T8的导通时间与T9和T10的导通时间均为Tc/2，其中Tc为DAB的额定控制周期。如果T3和T4的导通时刻超前T7和T8的导通时刻，则能量从DAB的前级流向后级，反之，如果T3和T4的导通时刻滞后T7和T8的导通时刻，则能量从DAB的后级流向前级，两者导通时刻的差值范围为-Tc/2到Tc/2。上述控制所用的相位差值由UcLVDC与ULVDC的差值与各DAB前级所接模块电容直流电压与额定电压Uc的差值分别经PI控制器计算后相减得到的。控制与MMC三相电容电压较低的一组模块相连接的DAB电路的后级开关使DAB电路的后级开关控制信号的占空比从0逐渐增加至0.5，DAB后级工作于不控整流状态，利用与MMC三相电容电压较低的一组模块相连的DAB电路为MMC三相电容电压较低的一组模块的直流电容进行充电，直至直流电容的电压达到额定电压Uc，实现重启。

Claims (11)

1. MMC型多端口固态变压器的直流故障快速重启方法，该MMC型多端口固态变压器的拓扑结构包括MMC单元、DC/DC变换器单元、低压变换器单元、高压直流端口、高压交流端口、低压直流端口和低压交流端口；所述MMC单元中每一相均由上桥臂和下桥臂组成，每个桥臂均由多个基本模块串联而成，对于每一个基本模块，由HBSM模块和以FBSM模块为代表的具有直流故障穿越能力的模块这两种模块中的一种随机构成；两个桥臂之间为MMC单元的一相高压交流侧，由多个一相高压交流侧并联构成MMC型多端口固态变压器的高压交流端口，上桥臂的输入端和下桥臂的输入端构成MMC单元的高压直流端口；每个所述基本模块均由直流电容C和电力电子开关组成；所述DC/DC变换器单元由多个DAB电路组成，每个DAB电路的前级均分别与MMC单元的一个直流电容C相连；所有DAB电路的后级输出端相互并联形成低压直流端口，所述低压直流端口与低压变换器单元的直流侧并联，所述低压变换器单元的输出端构成MMC型多端口固态变压器的低压交流端口，在所述低压直流端口并联有直流电容CLVDC；
其特征在于：当以MMC型多端口固态变压器的高压直流端口或高压交流端口所接母线作为重启电源时，包括以下步骤：
步骤1：根据直流电容C的电压高低将基本模块分为两组：电压较高的一组记为模块组A和电压较低的一组记为模块组B，所述模块组A中的直流电容C数量与模块组B中的直流电容C数量相同；
步骤2：判断若模块组A的直流电容C的电压低于模块控制器启动电压Ucst，则对MMC单元的所有基本模块的直流电容C进行预充电，直至模块组A的直流电容C的电压达到模块控制器启动电压Ucst，并执行步骤3，若模块组A的直流电容C的电压低于额定电压Uc且高于模块控制器启动电压Ucst，则接入电源后执行步骤3，若模块组A的直流电容C的电压高于额定电压Uc，则接入电源后执行步骤4；
步骤3：对模块组B中的基本模块进行旁路控制，对模块组A中的基本模块的直流电容C进行预充电，直至模块组A中的基本模块的直流电容C的电压达到额定电压Uc，执行步骤4；
步骤4：继承步骤3中对模块组A中的直流电容C进行预充电的状态，与模块组B相连的DAB电路的开关保持封锁状态；通过控制与模块组A所连接的DAB电路的前级开关，使DAB电路前级开关控制信号的占空比从0增加到0.5， DAB电路的后级利用二极管单向导通性为直流电容CLVDC进行不控整流预充电，直至低压直流侧电压UcLVDC达到额定电压ULVDC，结束本步骤，执行步骤5；
步骤5：继承步骤4中模块组A的直流电容C的预充电状态和与模块组A相连的DAB电路的控制状态，控制与模块组B相连接的DAB电路的后级开关使DAB电路的后级开关控制信号的占空比从0增加至0.5，DAB电路的前级工作于不控整流状态，利用与模块组B相连的DAB电路为模块组B中的直流电容C进行预充电，直至模块组B中的直流电容C的电压均达到额定电压Uc，结束本步骤，执行步骤6；所述与模块组A相连的DAB电路的控制状态为使低压直流侧电压UcLVDC稳定；
步骤6：对模块组A中的直流电容C进行充电的同时，与模块组A相连的DAB电路通过单移相控制方法，使模块组A的直流电容C的电压稳定在额定电压Uc，并且使低压直流侧电压UcLVDC维持在额定电压ULVDC；控制与模块组B相连接的DAB电路的后级开关使DAB电路的后级开关控制信号的占空比随DAB前级所连接的直流电容C的电压与额定电压Uc的差值变化，后级开关控制信号的占空比范围从0至0.5，使模块组B中的直流电容C的电压保持在额定电压Uc，实现重启。
2.根据权利要求1所述的MMC型多端口固态变压器的直流故障快速重启方法，其特征在于：所述步骤6中的单移相控制方法具体包括：
通过控制给各DAB电路中前级开关控制信号和后级开关控制信号的相位差值实现能量在DAB电路的前级和后级之间流动；
所述各DAB的相位差值由UcLVDC与ULVDC的差值与各DAB前级所接模块的直流电容C电压与额定电压Uc的差值分别经PI控制器计算后相减得到。
3.根据权利要求1所述的MMC型多端口固态变压器的直流故障快速重启方法，其特征在于：所述步骤6中，所述与模块组B相连的各DAB后级开关控制信号的占空比由与各DAB电路前级所接模块的直流电容C的电压与额定电压Uc的差值经PI控制器计算后得到。
4.根据权利要求1所述的MMC型多端口固态变压器的直流故障快速重启方法，其特征在于：在步骤4中，若DAB电路的前级开关控制信号的占空比没有达到0.5且低压直流侧电压UcLVDC达到额定电压ULVDC，则不继续对直流电容CLVDC预充电，若前级开关控制信号的占空比达到0.5且低压直流侧电压UcLVDC未达到额定电压ULVDC，则前级开关控制信号的占空比保持为0.5并继续为直流电容CLVDC预充电；
在步骤5中，若DAB电路的后级开关控制信号的占空比没有达到0.5且模块组B中的直流电容C的电压均达到额定电压Uc，则停止对相应的模块充电，若后级开关控制信号的占空比达到0.5且模块组B中的直流电容C的电压未达到额定电压Uc，则后级开关控制信号的占空比保持为0.5并继续为相应的模块充电。
5.根据权利要求1所述的MMC型多端口固态变压器的直流故障快速重启方法，其特征在于：在步骤2中，当模块组A的直流电容C的电压低于模块控制器启动电压Ucst时，若采用高压直流端口所接母线作为重启电源并供电后，通过MMC单元内的可正向导通的二极管对MMC单元的所有基本模块的直流电容C进行预充电，若采用高压交流端口所接母线作为重启电源并供电后，从高压交流侧对MMC单元内的所有基本模块的直流电容C进行不控整流充电。
6. MMC型多端口固态变压器的直流故障快速重启方法，该MMC型多端口固态变压器的拓扑结构包括MMC单元、DC/DC变换器单元、低压变换器单元、高压直流端口、高压交流端口、低压直流端口和低压交流端口；所述MMC单元中每一相均由上桥臂和下桥臂组成，每个桥臂均由多个基本模块串联而成，对于每一个基本模块，由HBSM模块和以FBSM模块为代表的具有直流故障穿越能力的模块这两种模块中的一种随机构成；两个桥臂之间为MMC单元的一相高压交流侧，由多个一相高压交流侧并联构成MMC型多端口固态变压器的高压交流端口，上桥臂的输入端和下桥臂的输入端构成MMC单元的高压直流端口；每个所述基本模块均由直流电容C和电力电子开关组成；所述DC/DC变换器单元由多个DAB电路组成，每个DAB电路的前级均分别与MMC单元的一个直流电容C相连；所有DAB电路的后级输出端相互并联形成低压直流端口，所述低压直流端口与低压变换器单元的直流侧并联，所述低压变换器单元的输出端构成MMC型多端口固态变压器的低压交流端口，在所述低压直流端口并联有直流电容CLVDC；
其特征在于：当以MMC型多端口固态变压器的低压直流端口或低压交流端口所接母线作为重启电源时，包括以下步骤：
步骤1：根据直流电容C的电压高低将基本模块分为两组，电压较高的一组记为模块组A和电压较低的一组记为模块组B，所述模块组A中的直流电容C数量与模块组B中的直流电容C数量相同；
步骤2：对MMC单元的所有基本模块的开关进行封锁控制，并判断是否存在基本模块的直流电容C的电压大于额定电压Uc，若存在，则通过控制与该基本模块的直流电容C相连的DAB电路对该直流电容C进行放电；判断是否存在基本模块的直流电容C的电压小于额定电压Uc，若存在，则通过控制与该基本模块相连的DAB电路对该直流电容C进行充电，直至初始电压最高的直流电容C的电压达到额定电压Uc，执行步骤3；
步骤3：通过对直流电容CLVDC进行预充电，使其电压达到额定电压ULVDC，执行步骤4；
步骤4：对模块组A和B中的所有开关进行封锁控制，与模块组A相连的DAB电路采用单移相控制方式使低压直流侧电压UcLVDC维持在额定电压ULVDC，同时，使模块组A中的所有直流电容C的电压保持在额定电压Uc；控制与模块组B相连接的DAB电路的后级开关使DAB电路的后级开关控制信号的占空比从0逐渐增加至0.5，DAB后级工作于不控整流状态，利用与模块组B相连的DAB电路为模块组B的直流电容C进行充电，直至直流电容C的电压达到额定电压Uc，实现重启。
7.根据权利要求6所述的MMC型多端口固态变压器的直流故障快速重启方法，其特征在于：在所述步骤3中，若以低压直流端口所接母线作为重启电源时，则由低压直流母线直接对低压直流端口上的直流电容CLVDC进行预充电；若以低压交流端口所接母线作为重启电源时，由低压变换器经可控或不控整流对低压直流端口上的直流电容CLVDC进行预充电。
8.根据权利要求6所述的MMC型多端口固态变压器的直流故障快速重启方法，其特征在于：所述步骤2中，放电对应的操作步骤为：控制该模块所接DAB电路前级开关控制信号的占空比从0增加到0.5，同时，控制DAB电路的后级开关保持封锁，通过DAB电路后级的二极管进行不控整流对基本模块的直流电容C进行放电；
充电对应的操作步骤为：控制DAB后级开关控制信号的占空比从0逐渐增加到0.5，同时，控制DAB电路的前级开关保持封锁，通过DAB电路前级的二极管进行不控整流为每个基本模块的直流电容C充电。
9.根据权利要求8所述的MMC型多端口固态变压器的直流故障快速重启方法，其特征在于：在充/放电过程中，若相应的开关控制信号的占空比未达到0.5且对应的基本模块的直流电容C的电压达到额定电压Uc，则停止充/放电，若相应的开关控制信号的占空比达到0.5且对应的基本模块的直流电容C的电压未达到额定电压Uc，则相应的开关控制信号的占空比保持为0.5并继续进行充/放电。
10.根据权利要求6所述的MMC型多端口固态变压器的直流故障快速重启方法，其特征在于：所述步骤4中的单移相控制方法具体包括：
通过控制给各DAB电路中前级开关控制信号和后级开关控制信号的相位差值实现能量在DAB电路的前级和后级之间流动；
所述各DAB的相位差值由UcLVDC与ULVDC的差值与各DAB前级所接模块的直流电容C的电压与额定电压Uc的差值分别经PI控制器计算后相减得到的。
11.根据权利要求6所述的MMC型多端口固态变压器的直流故障快速重启方法，其特征在于：所述步骤4中，若占空比未达到0.5且模块组B中的直流电容C的电压均达到额定电压Uc，则停止充电，若占空比达到0.5且模块组B中的直流电容C的电压未达到额定电压Uc，则占空比保持为0.5并继续充电。
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