CN111193458A - 直流母线电压动态调节的srm直接瞬时转矩控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及直流母线电压动态调节的SRM直接瞬时转矩控制方法，该方法在传统非对称半桥型功率变换器的前端增加DC‑DC变换电路，并且解耦励磁通路与退磁通路，可以施加更高的退磁电压，使开关磁阻电机的绕组更快的退磁，根据开关磁阻电机运行速度的不同对功率变换器的直流母线电压进行相应的升降压调节，并且调节方式具有开通角优化的特点；改进了开关磁阻电机的换相规则，换相导通区在兼顾最优开通角特性的情况下通过更高的退磁电压执行直接瞬时转矩控制减小转矩脉动；开关磁阻电机全转速运行范围内，通过直接瞬时转矩控制一种控制策略来减小转矩脉动，不需要切换控制策略。

Description

直流母线电压动态调节的SRM直接瞬时转矩控制方法
技术领域
本发明涉及电机驱动技术控制领域，尤其涉及一种直流母线电压动态调节的开关磁阻电机(SRM)直接瞬时转矩控制方法。
背景技术
开关磁阻电机结构简单，转子上没有绕组，电机自身的机械强度高，可以用于频繁启停或者超高速运行。同时，由于开关磁阻电机特殊的双凸极结构以及绕组导通方式，电机运行的过程中会产生较大的转矩波动。常见的转矩脉动抑制方法包括间接转矩控制方法和直接转矩控制方法。间接转矩控制方法是通过转矩与电流和磁链的关系，通过控制期望的电流和磁链曲线来间接将电机的输出转矩控制在期望的区间内。直接转矩控制方法以总的电机瞬时输出转矩为控制对象，不需要考虑具体的电流磁链的变化，通过对瞬时转矩和总参考转矩进行滞环比较，然后对相绕组的导通与关断进行控制，控制结构简单，转矩脉动抑制的效果好。
根据开关磁阻电机的电路方程可知相电流在不同转速下会出现以下情况：当电机低速运行时，旋转电动势很小，电机的绕组电流变化率增大，电流上升迅速，这将导致合成转矩的突然增大，导致转矩脉动。当电机高速运行时，旋转电动势很大，电流变化率变小，导通相不足以产生期望的转矩分量。并且在高速运行时，电机退磁时间减小可能使相电流延伸至负转矩区，导致转矩脉动。
发明内容：
为解决上述现有技术中存在的技术问题，本发明提供了一种直流母线电压动态调节的开关磁阻电机直接瞬时转矩控制方法及系统。该方法在传统非对称半桥型功率变换器的前端增加DC-DC变换电路，并且解耦励磁通路与退磁通路，可以施加更高的退磁电压，使开关磁阻电机的绕组更快的退磁，根据开关磁阻电机运行速度的不同对功率变换器的直流母线电压进行相应的升降压调节，并且调节方式具有开通角优化的特点；改进了开关磁阻电机的换相规则，换相导通区在兼顾最优开通角特性的情况下通过更高的退磁电压执行直接瞬时转矩控制减小转矩脉动。开关磁阻电机全转速运行范围内，通过直接瞬时转矩控制一种控制策略来减小转矩脉动，不需要切换控制策略。
本发明是通过以下技术方案实现的，
一种直流母线电压动态调节的SRM直接瞬时转矩控制方法，该控制方法包括下述步骤：
步骤1：建立电流-位置-转矩模型
步骤2：给定转速nref与实际转速的偏差经过PI控制后得到参考转矩Tref，根据参考转矩Tref与瞬时转矩T做差获得转矩误差ΔT；
步骤3：扇区划分
对开关磁阻电机的导通周期进行扇区划分，第k相的导通范围划分为4个扇区S1[θu，θon]，S2[θon，θL]，S3[θL，θoff]，S4[θoff，θa]，其中θu为开关磁阻电机第k相的转子非对齐位置，θon为开关磁阻电机第k相的开通角位置，θL为开关磁阻电机第k相的电感拐点特性位置，θoff为开关磁阻电机第k相的关断角位置，θa为开关磁阻电机第k相的转子对齐位置；
步骤4：计算直流母线电压
确定当前采样时刻下的实时转速与负载，根据实时转速与负载确定开关磁阻电机的直流母线电压Uref，也即相绕组的励磁电压；
最优开通角要求电机电流在转子的θL位置到达给定电流Iref，则相绕组的励磁电压Uref、给定电流Iref、开关磁阻电机转子角速度ω的关系为：
Figure BDA0002364095510000021
其中，L(θL)为开关磁阻电机在第k相的电感拐点特性位置处的电感，
根据电机的机械方程，计算开关磁阻电机的当前负载下的理论电磁转矩Te：
Figure BDA0002364095510000022
其中TL负载转矩，F电机阻尼系数，J转动惯量，
然后根据电流-位置-转矩关系反推电流大小得到当前负载下的给定电流Iref，保持开通角不变，改变直流母线电压使参考电流达到给定值，并确定当前k相励磁电压Uref；
然后根据电压可调功率变换器中DC-DC转换器转换公式，求出DC-DC转换器中开关管的占空比d，同时得到开关磁阻电机的退磁电压
Figure BDA0002364095510000023
Uin为DC-DC转换器的输入电压
步骤5：选择系统的转矩滞环控制单元的转矩滞环阈值，确定电压可调功率变换器的电路开关状态；
步骤6：确定开关磁阻电机的导通顺序和换相规则
确定当前采样时刻下的转子位置θ，根据步骤4所确定的励磁电压Uref确定开关磁阻电机的导通顺序和换相规则：
导通顺序为：相邻三相k-1、k、k+1运行顺序为k-1、k、k+1，其中k-1为即将关闭相，k为即将导通相，在k-1相、k相换相期间，k+1相和其他相保持关断状态；
开关磁阻电机的导通扇区内换相规则，
S1为k相的即将导通区，系统瞬时转矩由前一相k-1提供，k相维持关断状态；
S2为换相导通区，在此扇区内，当前相k迅速建立电流，根据步骤4计算的励磁电压，k相持续导通逐渐增加该相瞬时转矩在参考转矩中的占比，所以在此扇区，k相一直维持“1”状态不进行改变；
S3为单相导通区，系统瞬时转矩由当前相k提供，通过比较k相的转矩误差ΔT和滞环阈值的大小调节开关磁阻电机输出的瞬时转矩，在调节过程中，同时根据转矩误差ΔT的大小适应性的调节单相励磁电压的大小，对于滞环宽度TH，
β＝ΔT/TH
当β≤1时，励磁电压为Uref；当β>1时，励磁电压为β·Uref，Uref由步骤4计算获得；
S4为换相导通区，在此扇区内，k相瞬时转矩在参考转矩中的占比逐渐降低，下一个导通相k+1相持续导通，使k+1相的瞬时转矩在参考转矩中的占比逐渐增加，k+1相的瞬时转矩Tk+1的大小由开关表直接获得；此时参考转矩Tref和k+1相的单相瞬时转矩Tk+1的差为：
Tk′＝Tref-Tk+1，
其中Tk′为k相的理论瞬时转矩的大小；
同时k相在“1”、“0”、“-1”状态之间切换，使k相的瞬时转矩Tk跟随理论瞬时转矩Tk′，在此过程中，k相逐渐退磁直至扇区结束。
一种直流母线电压动态调节的开关磁阻电机直接瞬时转矩控制系统，所述系统包括控制模块、电压可调功率变换电路、开关磁阻电机、电流检测单元和位置检测单元；控制模块输出控制信号接入电压可调功率变换电路，电压可调功率变换电路输出端通过导线与开关磁阻电机相连，且导线穿过电流检测单元，电流检测单元与控制模块相连，转速检测单元一端与开关磁阻电机相连，另一端接入控制模块；其特征在于，
所述电压可调功率变换电路包括改进的CUK变换电路和非对称半桥功率变换器，改进的CUK变换电路为非对称半桥功率变换器提供升降压可调的励磁、退磁电压；所述改进的CUK变换电路中电感L1一端接输入直流电源正极，一端同时接电容C2的一端和IGBT S7的集电极，电容C2的另一端同时接二极管D0的阳极和电感L2的一端，电感L2的另一端接电容C1的一端，IGBT S7的发射极、二极管D0的阴极、电容C1的另一端接输入直流电源的负极；
所述的非对称半桥功率变换器应用于三相及三相以上开关磁阻电机，每相相互独立，功率电路完全一致，以k相为例，定义电容C1连接输入电源负极的一端为正极，电容连接输入电源正极的一端为负极，电容C1两端电压为Uref，k相绕组的一端同时接二极管D3的阴极和IGBT S3的发射极，IGBT S3的集电极接改进的CUK变换电路中电容C1的正极，二极管D3的阳极接改进的CUK变换电路的电容C1的负极，k相绕组的另外一端同时接二极管D4的阳极和IGBT S4的集电极，二极管D4阴极接改进的CUK变换电路中电源的正极；IGBT S4的发射极接改进的CUK变换电路中电容C1的负极；
所述的控制模块包括PI控制器、转矩滞环控制单元、开关状态表、瞬时转矩估计单元、转速计算单元、参考电压计算单元。其中转矩滞环控制单元与开关状态表相连，转速计算单元与参考电压计算单元相连，参考电压计算单元与开关状态表同时与电压可调功率变换电路相连，瞬时转矩估计单元与PI控制器做差后与转矩滞环控制单元相连，瞬时转矩估计单元同时与电流检测单元和位置检测单元相连。
其中：
PI控制器将给定转速nref与实际转速n的偏差经过PI控制后得到参考转矩Tref。
转矩滞环控制单元，根据参考转矩Tref与由瞬时转矩估计单元得到的瞬时转矩T做差，得到瞬时转矩偏差ΔT并与滞环限相比较。
开关状态表，根据瞬时转矩偏差ΔT与滞环限的比较结果将开关磁阻电机工作状态转化为电压可调功率变换电路的开关状态。
电流检测单元，检测开关磁阻电机的各相绕组电流。
位置检测单元，检测开关磁阻电机的转子位置。
瞬时转矩估计单元，根据检测到的电流信号和位置信号得到当前运行状态下的瞬时转矩。
转速计算单元，根据转子位置信号计算出开关磁阻电机的实际转速n。
参考电压计算单元，根据开关磁阻电机的实际转速计算当前转速下最适合的直流母线电压，通过计算结果控制电压可调功率变换器直流母线电压的大小。其中计算结果为电压可调功率变换器CUK变换器中开关管的占空比，控制过程中开通角不变，通过改变直流母线电压使参考电流达到给定值。
电压可调功率变换电路，可以通过改变开关状态控制开关磁阻电机的各相导通与关断，进而控制开关磁阻电机的运行，同时可以根据参考电压计算单元的计算结果调节开关磁阻电机的直流母线电压对相绕组励磁，或者给开关磁阻电机施加更高的退磁电压减小退磁时间。
进一步的，本发明方法中，所述步骤3的扇区划分依据开关磁阻电机的电感-位置特性曲线，且考虑小电感区域的非线性特征，而非认为电感为固定最小值。曲线由具体电机测量而得，但是形状是一致的，如图5。非线性就是不认为电感从θu到θL电感值为不变的最小值(理想情况下)，而是认为图5中的有一个θon处的有一些上升，这样考虑更符合实际情况，这样的到的电压大小更符合实际要求。
进一步的，本发明方法中，所述步骤4中的DC-DC转换器为改进的CUK转换器，可以对开关磁阻电机的励磁通路电压进行升降压变换，对开关磁阻电机的退磁通路进行升压变换。本发明将改进的CUK转换器应用于开关磁阻电机的直流母线电压变换，分开励磁退磁，退磁由图4(b)的Udem提供，退磁电压大于励磁电压。
进一步的，本发明方法中，步骤5的电压可调功率变换器的电路开关管的“1”、“0”、“-1”电平状态根据步骤4的计算，电压大小为励磁电压Uref、续流电压0、退磁电压Udem。
本发明的有益效果：
本发明直流母线电压动态调节的开关磁阻电机直接瞬时转矩控制方法与现有技术相比，具有以下优点：
通过在传统非对称半桥型功率变换器的前端增加改进的CUK变换电路，使得开关磁阻电机可以在运行速度不同的情况下，对功率变换器的直流母线电压进行相应的升降压调节。避免了开关磁阻电机在低速运行时由于电流变化率过大对电机本体造成的影响，并且降低了开关磁阻电机由于电流变化率大的原因产生超出滞环上限的转矩脉动；避免了开关磁阻电机在高速运行时由于反电动势太大造成的励磁和退磁电压不足，电流无法达到参考电流和退磁时电流延伸到负转矩区造成的低于滞环下限的转矩脉动；可以解耦开关磁阻电机的励磁与退磁通路，使退磁电压更大，使电机的绕组更快的退磁，减小退磁时间，增加单相导通的时间，降低了转矩脉动。
考虑了开关磁阻电机的电感-位置特性在小电感区的非线性特点，并且根据这一特点结合了开通角优化的方法，保持开通角不变，改变直流母线电压使参考电流达到给定值。
本申请先依据电感特性进行分区，然后确定一个开通角，再计算不同转速下所需要的电压，使得开关磁阻电机的电压随着转速慢慢升高，避免了电机升速过程中的电流太大的问题，同时无需再考虑开通角优化问题。
在开关磁阻电机运行在不同转速和不同负载的情况下，一般需要对开通角进行优化，否则会增加电机的转矩脉动。本发明提出的方法可以使开关磁阻电机在电感拐点处达到给定电流，达到不同转速和不同负载的要求，无需再进行开通角优化就具有相同的效果。
开关磁阻电机在全转速运行范围内，通过直接瞬时转矩控制一种控制策略减小转矩脉动。传统的控制方法是在低速是使用电压斩波或者电流斩波控制方式，在中速时使用PWM控制方式，在高速时使用角度位置控制方式。本发明中的相励磁电压可调，所以低速时相励磁电压较低，不会出现电流过大的情况，故不需要进行斩波控制；在高速时相励磁、退磁电压较高，电流不会延伸到负转矩区，并且本发明的方法已经具有开通角优化的效果，适用于电机的高速运行，所以在控制过程中不需要切换控制策略，避免了高低速切换时带来的系统运行不稳定问题。
本申请控制方法中对每一个扇区的导通规则进行改进，单项导通区将根据滞环宽度和转矩误差的关系对励磁电压进行调节，更快的减小转矩误差。换相导通区优先增加即将导通相的转矩，使该项保持1状态不变，同时即将关断相的单相瞬时转矩进行直接瞬时转矩控制。这样的控制过程中，单相导通区可以根据转矩误差自适应的调节开关磁阻电机的励磁电压，换相导通区在兼顾最优开通角特性的情况下通过更高的退磁电压执行直接瞬时转矩控制减小转矩脉动。
附图说明
图1为直流母线电压动态调节的开关磁阻电机直接瞬时转矩控制系统的结构框图；
图2为直流母线电压动态调节的开关磁阻电机直接瞬时转矩控制方法的原理框图；
图3为电压可调功率变换器的拓扑结构示意图。
图4(a)和图4(b)为电压可调功率变换器励磁和退磁模式示意图。
图5为开关磁阻电机的电感-位置特性曲线示意图；
具体实施方式
以下结合附图与实施例对本发明作进一步说明。本发明包括但不限于下述实施例。
第一方面，本发明提供了一种直流母线电压动态调节的开关磁阻电机直接瞬时转矩控制系统。如图1所示，本控制系统包括控制模块1、电压可调功率变换电路2、开关磁阻电机3、电流检测单元4和位置检测单元5；控制模块1输出控制信号接入电压可调功率变换电路2，电压可调功率变换电路2输出端通过导线与开关磁阻电机3相连，且导线穿过电流检测单元4，电流检测单元4与控制模块1相连，位置检测单元5一端与开关磁阻电机3相连，另一端接入控制模块1。
电压可调功率变换电路2的拓扑结构如图3所示，包括改进的CUK变换电路2.1和非对称半桥功率变换器2.2。改进的CUK变换电路2.1为非对称半桥功率变换器2.2提供升降压可调的励磁、退磁电压。所述改进的CUK变换电路2.1中电感L1一端接输入直流电源正极，一端同时接电容C2的一端和IGBT S7的集电极，电容C2的另一端同时接二极管D0的阳极和电感L2的一端，电感L2的另一端接电容C1的一端，IGBT S7的发射极、二极管D0的阴极、电容C1的另一端接输入直流电源的负极；
所述的非对称半桥功率变换器2.2可以应用于三相及三相以上开关磁阻电机，每相相互独立，功率电路完全一致，以k相为例，定义电容C1连接输入电源负极的一端为正极，电容连接输入电源正极的一端为负极，电容C1两端电压为Uref，k相绕组的一端同时接二极管D3的阴极和IGBT S3的发射极，IGBT S3的集电极接改进的CUK变换电路2.1中电容C1的正极，二极管D3的阳极接改进的CUK变换电路2.1的电容C1的负极，k相绕组的另外一端同时接二极管D4的阳极和IGBT S4的集电极，二极管D4阴极接改进的CUK变换电路2.1中电源的正极；IGBT S4的发射极接改进的CUK变换电路2.1中电容C1的负极。
改进的CUK变换电路2.1中电容C1一端接非对称半桥功率变换器2.2中第k相绕组输入端IGBT的集电极，一端接k相输出端IGBT的发射极为k相提供直流母线电压；同时改进的CUK变换电路2.1中的输入电源正极接第k相绕组输出端二极管的阴极为k相提供退磁电压。这样的连接方法与传统非对称半桥功率变换电路不同，分开了励磁通路和退磁通路，使两者的输入电压可以是不同的电压。
改进的CUK变换电路有两个输出端，即电容C1两端的电压、电源正极与电容C1负极之间的电压，本申请使用这个电容C1两端的电压做升降压变换以满足励磁电压需求，另外将电源正极与电容C1负极之间的电压定义为另外一个输出端，做升压变换以满足退磁电压的需求。
电压可调功率变换电路2中，以k-1相为例的励磁、退磁模式如图4(a)和图4(b)所示。图4(a)为励磁模式，k相绕组两端经IGBT S1和IGBT S2施加正向电压Uref作为励磁电压，电流从Uref正极经IGBT S1集电极、IGBT S1发射极、相绕组、IGBT S2集电极、IGBT S1发射极流到负极对k相绕组励磁。图4(b)为退磁模式，k-1相绕组两端经二极管D1和二极管D2施加反向电压Udem作为退磁电压，电流从电源负极经二极管D1、相绕组、二极管D2流向电源正极对k相绕组退磁。
上述装置的运行过程：电流检测单元4检测开关磁阻电机3的各相绕组电流，位置检测单元5检测开关磁阻电机3的转子位置，然后两个模块把检测到的电流、电压信号输入给控制模块1，然后控制模块1经过处理运算产生控制信号，并将其输入到电压可调功率变换电路2，电压可调功率变换电路2在控制信号的控制下，对开关磁阻电机3施加相应的励磁和退磁电压。
如图2所示，本发明控制系统的原理是：所述的控制模块1包括PI控制器1.1、转矩滞环控制单元1.3、开关状态表1.4、瞬时转矩估计单元1.5、转速计算单元1.6、参考电压计算单元1.2；其中转矩滞环控制单元1.3与开关状态表1.4相连，转速计算单元1.6一端与参考电压计算单元1.2相连一端与位置检测单元5相连，参考电压计算单元1.2与开关状态表1.4同时与电压可调功率变换电路2相连，瞬时转矩估计单元1.5与PI控制器1.1的输出做差后与转矩滞环控制单元1.3相连，瞬时转矩估计单元1.5同时与电流检测单元4和位置检测单元5相连。
控制模块的控制过程为：PI控制器将给定转速与实际转速的偏差经过PI控制后得到参考转矩Tref。转矩滞环控制单元1.3根据参考转矩Tref与由瞬时转矩估计单元1.5得到的瞬时转矩T做差得到转矩误差ΔT并与滞环限相比较。开关状态表1.4根据瞬时转矩偏差ΔT与滞环限的比较结果将开关磁阻电机3工作状态转化为电压可调功率变换电路2的开关状态。
其中瞬时转矩估计单元1.5根据电流检测单元4检测到的电流信号和位置检测单元5检测到的位置信号得到当前运行状态下的瞬时转矩T。
转速计算单元1.6根据位置检测单元5检测到的位置信号计算出开关磁阻电机的实际转速n。
参考电压计算单元1.2根据开关磁阻电机3的实际转速计算当前转速下最适合的直流母线电压，通过计算结果控制电压可调功率变换器2的相绕组直流母线电压的大小。电压可调功率变换电路2一方面可以通过改变开关状态控制开关磁阻电机3的各相导通与关断控制开关磁阻电机3的运行，一方面可以根据参考电压计算单元1.2的结果调节开关磁阻电机的相绕组励磁电压，并且可以给开关磁阻电机施加更高的退磁电压，减小退磁时间。
第二方面，直流母线电压动态调节的开关磁阻电机直接瞬时转矩控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
步骤1：建立电流-位置-转矩模型
根据开关磁阻电机本体的参数进行有限元分析，或者根据实验测量开关磁阻电机的部分电流-位置-磁链曲线，进而用傅里叶级数拟合方法或者用支持向量机方法、神经网络方法等智能控制方法得到完整电流-位置-磁链曲线，经过计算后得到开关磁阻电机的电磁转矩，建立电流-位置-转矩模型。
步骤2：确定瞬时转矩T并获得转矩误差ΔT
将步骤1得到的电流-位置-转矩模型以二维查找表的方式，或者将步骤1的模型存储在瞬时转矩估计单元中，用来根据实时电流、位置得到开关磁阻电机的瞬时转矩T；
给定转速nref与实际转速n的偏差经过PI控制后得到参考转矩Tref，再计算当前采样时刻下的参考转矩Tref与瞬时转矩T的转矩误差ΔT：
ΔT＝Tref-T
步骤3：扇区划分
对开关磁阻电机的导通周期进行扇区划分，第k相的导通范围划分为4个扇区:
S1[θu，θon]，S2[θon，θL]，S3[θL，θoff]，S4[θoff，θa]。
其中θu为开关磁阻电机第k相的转子非对齐位置，θon为开关磁阻电机第k相的开通角位置，θL为开关磁阻电机第k相的电感拐点特性位置，θoff为开关磁阻电机第k相的关断角位置，θa为开关磁阻电机第k相的转子对齐位置。
步骤4：计算直流母线电压
确定当前采样时刻下的实时转速与负载，转速由位置传感器经过转速计算单元获得，负载根据实际情况直接获得，根据实时转速与负载确定开关磁阻电机的直流母线电压Uref，也即相绕组的励磁电压。
根据开关磁阻电机的电感特性，最优开通角要求电机电流在转子的θL位置到达给定电流Iref。
开关磁阻电机的电路方程为：
Figure BDA0002364095510000081
Uk为k相电压，也就是直流母线电压，Rk为k相电阻，ik为k相电流，Ψk为k相磁链，t为时间。
其中，
ψk＝Lk(θ,ik)·ik
所以，
Figure BDA0002364095510000082
其中Lk(θ,ik)为开关磁阻电机的k相的电感，θ＝ω·t，ω为开关磁阻电机的转子角速度。
且在[θu，θon]区间内Lk(θ,ik)几乎不随电流变化，可以表示为Lk(θ)
确定开关磁阻电机的开通角为θon，则当转子位置为θL时，电流应该达到给定电流Iref。
当忽略内阻时，对上式进行积分有：
Uk(tL-ton)＝Lk(θ)ik-Lk(θon)ion
其中，
Figure BDA0002364095510000091
所以解得开关磁阻电机的k相励磁电压Uref为：
Figure BDA0002364095510000092
在启动时，令初始转速ω0＝10rad/s，计算启动电压。
其中Iref根据的计算方法为：
根据电机的机械方程，计算开关磁阻电机的当前负载下的理论电磁转矩Te：
Figure BDA0002364095510000093
其中Te为开关磁阻电机的当前负载下的理论电磁转矩，TL负载转矩，F电机阻尼系数，J转动惯量，所需参数都可以根据电机本体特性直接获得。然后根据步骤2中存储的电流-位置-转矩关系反推电流大小得到当前负载下的给定电流Iref，
保持开通角不变，改变直流母线电压使参考电流达到给定值，并确定当前k相励磁电压Uref其中根据电压可调功率变换器中DC-DC转换器转换公式：
Figure BDA0002364095510000094
可以求出DC-DC转换器中开关管S7的占空比d。其中Uin为输入电压，已知值，Uout为输出电压，也即上式中的励磁电压Uref。
同时可以得到开关磁阻电机的退磁电压：
Figure BDA0002364095510000095
占空比d为小于1的数，显然开关磁阻电机具有更高的退磁电压，可以减小退磁时间。
步骤5：选择系统的转矩滞环控制单元的转矩滞环阈值，确定电压可调功率变换器的电路开关状态。
即将关断相k-1的滞环阈值为{k-1up，k-1mid，k-1low}
即将导通相k的滞环阈值为{kup，kmid，klow}
Xup和Xmid是一组，Xup是滞环上限，Xmid是滞环下限。Xmid和Xlow是一组，Xmid是滞环上限，Xlow是滞环下限，三条线两个滞环带。对于即将关断相k-1,当转矩误差低于k-1low时,开关管状态为“1”，当转矩误差高于k-1up时,开关管状态切换为“-1”，当转矩误差在“-1”作用下低于k-1mid时，开关管状态切换为“0”。对于即将开通相k,当转矩误差低于k-1low时开关管状态切换为“1”，当转矩误差高于k-1up时开关管状态切换为“-1”，当转矩误差在“1”作用下高于k-1mid时，开关管状态切换为“0”。
并根据转矩误差与滞环阈值(滞环限，包括滞环上下限)的比较，确定所提出的电压可调功率变换器的电路开关管的“1”、“0”、“-1”电平状态。
步骤6：确定开关磁阻电机的导通顺序和换相规则
确定当前采样时刻下的转子位置θ，根据步骤4所确定的励磁电压Uref确定开关磁阻电机的导通顺序和换相规则：
根据转子位置θ，确定当前所在扇区，以及当前扇区导通相k，确定当前需要考虑的三相绕组为k-1、k、k+1三相，k-1代表k相的前一相，k+1代表k相的后一相，相邻三相k-1、k、k+1运行顺序为k-1、k、k+1，其中k-1为即将关闭相，k为即将导通相，在k-1、k换相期间，k+1相和其他相保持关断状态；
开关磁阻电机的导通扇区内，
S1为k相的即将导通区，系统瞬时转矩由前一相k-1提供，k相保持关断状态。
S2为换相导通区，在此扇区内，当前相k应迅速建立电流，根据步骤4计算的励磁电压(直流母线电压)，k相持续导通逐渐增加该相瞬时转矩在参考转矩中的占比，所以在此扇区，k相一直维持“1”状态不进行改变；
S3为单相导通区，系统瞬时转矩由当前相k提供，通过比较k相的转矩误差ΔT和滞环阈值的大小调节开关磁阻电机输出的瞬时转矩T，在调节过程中，同时根据转矩误差ΔT的大小适应性的调节单相励磁电压的大小，对于滞环宽度TH，
β＝ΔT/TH
当β≤1时，励磁电压为Uref；当β>1时，励磁电压为β·Uref，Uref由步骤4计算获得。
S4为换相导通区，在此扇区内，k相瞬时转矩在参考转矩中的占比逐渐降低，下一个导通相k+1相持续导通，使k+1相的瞬时转矩在参考转矩中的占比逐渐增加，k+1相的瞬时转矩Tk+1的大小由开关状态表直接获得。此时参考转矩Tref和k+1相的单相瞬时转矩Tk+1的差为：
Tk′＝Tref-Tk+1，
其中Tk′为k相的理论瞬时转矩的大小。
同时k相在“1”、“0”、“-1”状态之间切换，使k相的瞬时转矩Tk跟随理论瞬时转矩Tk′，在此过程中，k相逐渐退磁直至扇区结束。
本发明方法中，所述步骤3的扇区划分依据开关磁阻电机的电感-位置特性曲线，且考虑小电感区域的非线性特征，而非认为电感为固定最小值。电感-位置特性曲线如图5所示。
本发明方法中，DC-DC转换器为改进的CUK转换器，可以对开关磁阻电机的励磁通路电压进行升降压变换，对开关磁阻电机的退磁通路电压进行升压变换。
本发明方法中，电压可调功率变换器的电路开关管的“1”、“0”、“-1”电平状态根据步骤5的计算，电压大小为励磁电压Uref、续流电压0、退磁电压Udem。
实施例
本实施例提供了一种直流母线电压动态调节的开关磁阻电机直接瞬时转矩控制方法，具体实施步骤如下：
步骤1：建立电流-位置-转矩模型
根据开关磁阻电机本体的参数进行有限元分析，或者根据实验测量开关磁阻电机的部分电流-位置-磁链曲线，进而用傅里叶级数拟合方法或者用支持向量机方法、神经网络方法等得到完整电流-位置-磁链曲线，经过计算后得到开关磁阻电机的电磁转矩，建立电流-位置-转矩模型。
例如，利用实验测量三相12/8开关磁阻电机的0°、7.5°、15°、22.5°的电流-位置-磁链曲线，通过四阶傅里叶级数拟合得到完整的电流-位置-磁链关系式，然后根据
Figure BDA0002364095510000111
计算得到完整的电流-位置-转矩关系式。
步骤2：确定瞬时转矩T并获得转矩误差ΔT
将步骤1得到的电流-位置-转矩关系式存储在瞬时转矩估计单元中，根据实时电流、位置得到开关磁阻电机的瞬时转矩T。
计算当前采样时刻下的参考转矩与瞬时转矩的转矩误差ΔT：
ΔT＝Tref-T
步骤3：扇区划分
根据开关磁阻电机的电感位置曲线特性对关磁阻电机的导通周期进行扇区划分，电感位置曲线特性曲线如图5所示。第k相的导通范围划分为4个扇区：
S1[θu，θon]，S2[θon，θL]，S3[θL，θoff]，S4[θoff，θa]。
其中θu为开关磁阻电机第k相的转子非对齐位置，θon为开关磁阻电机第k相的开通角位置，θL为开关磁阻电机第k相的电感拐点特性位置，θoff为开关磁阻电机第k相的关断角位置，θa为开关磁阻电机第k相的转子对齐位置。
步骤4：计算直流母线电压
确定当前采样时刻下的实时转速与负载，根据实时转速与负载确定开关磁阻电机的直流母线电压Uref，也即励磁电压。
开关磁阻电机的电路方程为：
Figure BDA0002364095510000121
其中，Uk为k相电压，也就是直流母线电压，Rk为k相电阻，ik为k相电流，Ψk为k相磁链，t为时间。
ψk＝Lk(θ,ik)·ik
所以，
Figure BDA0002364095510000122
其中Lk(θ,ik)为开关磁阻电机的k相的电感，θ＝ω·t，ω为开关磁阻电机的转子角速度。且在[θu，θon]区间内Lk(θ,ik)几乎不随电流变化，可以表示为Lk(θ)。
所以对于确定的开关磁阻电机开通角θon，则当转子位置为θL时，电流应该达到给定电流Iref。
当忽略内阻时，对上式进行积分有：
Uk(tL-ton)＝Lk(θ)ik-Lk(θon)ion
其中，
Figure BDA0002364095510000123
所以解得开关磁阻电机的k相励磁电压Uref为：
Figure BDA0002364095510000124
在启动时，令ω0＝10rad/s计算启动电压。
其中Iref根据的计算方法为：
根据电机的机械方程：
Figure BDA0002364095510000125
计算开关磁阻电机的理论电磁转矩，其中Te为开关磁阻电机的理论电磁转矩，TL负载转矩，F电机阻尼系数，J转动惯量，所需参数都可以根据电机本体特性直接获得。
然后根据步骤2中存储的电流-位置-转矩关系反推电流大小得到Iref，
所以根据电压可调功率变换器中CUK转换器电压转换公式：
Figure BDA0002364095510000126
可以求出CUK转换器中开关管的占空比d。其中Uin为输入电压，为已知值，Uout为输出电压，也即上式中的励磁电压Uref。
同时可以得到开关磁阻电机的退磁电压：
Figure BDA0002364095510000131
占空比d为小于1的数，显然开关磁阻电机具有更高的退磁电压，可以减小退磁时间。
步骤5：选择系统的转矩滞环控制单元的转矩滞环阈值，确定电压可调功率变换器的电路开关状态。
即将关断相k-1的滞环阈值为{k-1up，k-1mid，k-1low}
即将导通相k的滞环阈值为{kup，kmid，klow}
并根据转矩误差与滞环阈值的比较，确定所提出的电压可调功率变换器的电路开关管的“1”、“0”、“-1”电平状态。
步骤6：确定开关磁阻电机的导通顺序和换相规则
确定当前采样时刻下的转子位置θ，根据步骤4所确定的相励磁电压Uref确定开关磁阻电机的导通顺序和换相规则：
根据转子位置θ，根据步骤3确定当前所在扇区，以及当前扇区导通相k，确定当前需要考虑的三相绕组为k-1、k、k+1三相，k-1代表k相的前一相，k+1代表k相的后一相，相邻三相k-1、k、k+1运行顺序为k-1、k、k+1，其中k-1为即将关闭相，k为即将导通相，在k-1、k换相期间，k+1相和其他相保持关断状态；
开关磁阻电机的导通扇区内，
S1为k相的即将导通区，系统的瞬时转矩由前一相k-1提供，k相维持关断状态。
S2为换相导通区，在此扇区内，当前相k应迅速建立电流，根据步骤5计算的励磁电压(直流母线电压)，k相持续导通逐渐增加该相瞬时转矩在参考转矩中的的占比，所以在此扇区，k相一直维持“1”状态不进行改变；
S3为单相导通区，系统瞬时转矩由前一相k提供，通过比较k相的转矩误差和滞环阈值的大小调节开关磁阻电机输出的瞬时转矩，通过“1”、“0”状态的切换使转矩偏差维持在{kmid，klow}的滞环范围内，通过“0”、“-1”状态的切换使转矩偏差维持在{kup，kmid}的滞环范围内。在调节过程中，同时根据转矩误差ΔT的大小适应性的调节单相励磁电压的大小，对于滞环宽度TH，
β＝ΔT/TH
当β≤1时，励磁电压为Uref，当β>1时，励磁电压为β·Uref并由步骤5计算得到。
S4为换相导通区，在此扇区内，k相瞬时转矩在参考转矩中的占比逐渐降低，下一个导通相k+1相持续导通，使k+1相的瞬时转矩在参考转矩中的占比逐渐增加，瞬时转矩Tk+1的大小由开关状态表直接获得。此时参考转矩Tref和k+1相的单相瞬时转矩Tk+1的差为：
Tk′＝Tref-Tk+1，
其中Tk′为k相的理论瞬时转矩的大小。
同时k相在“1”、“0”、“-1”状态之间切换，使k相的瞬时转矩Tk跟随理论瞬时转矩Tk′，在此过程中，k相逐渐退磁直至扇区结束。
通过以上实施例可以看到：
当开关磁阻电机运行时，电流，位置等参数由电流检测单元和位置检测单元获得后传送到控制模块进行处理，控制模块根据这些信号生成电压调节控制信号和开关磁阻电机的开关状态控制信号，电压调节控制信号和开关状态控制信号传输至电压可调功率变换器来驱动开关磁阻电机；
在传统非对称半桥型功率变换器的前端增加改进的CUK变换电路成为电压可调功率变换器，使得开关磁阻电机可以根据开关磁阻电机运行速度不同的情况下，对功率变换器的直流母线电压进行相应的升降压调节。避免了开关磁阻电机在低速运行时由于电流变化率过大对电机本体造成的影响，降低了开关磁阻电机由于电流变化率大的原因产生超出滞环上限的转矩脉动；避免了开关磁阻电机在高速运行时由于反电动势太大造成的励磁和退磁电压不足，电流无法达到参考电流和退磁时电流延伸到负转矩区造成的低于滞环下限的转矩脉动；可以解耦开关磁阻电机的励磁与退磁通路，使退磁电压更大，使电机的绕组更快的退磁，减小退磁时间，增加单相导通的时间，降低了转矩脉动。
考虑了开关磁阻电机的电感-位置特性在小电感区的非线性特点，并且根据这一特点结合了开通角优化的方法，使开关磁阻电机在电感拐点θL处达到给定电流，达到不同转速和不同负载的要求，无需再进行开通角优化就具有相同的效果。
相励磁电压可调，所以低速时相励磁电压较低，不会出现电流过大的情况，故不需要进行斩波控制；在高速时相励磁、退磁电压较高，电流不会延伸到负转矩区，并且本发明的方法已经具有开通角优化的效果，不需要进行角度位置控制，所以在控制过程中不需要切换控制策略，避免了高低速切换时带来的系统运行不稳定问题。
尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型
本发明未尽事宜为公知技术。

Claims (6)

1.一种直流母线电压动态调节的SRM直接瞬时转矩控制方法，该控制方法包括下述步骤：
步骤1：建立电流-位置-转矩模型
步骤2：给定转速nref与实际转速的偏差经过PI控制后得到参考转矩Tref，参考转矩Tref与瞬时转矩T做差获得转矩误差ΔT；
步骤3：扇区划分
对开关磁阻电机的导通周期进行扇区划分，第k相的导通范围划分为4个扇区S1[θu，θon]，S2[θon，θL]，S3[θL，θoff]，S4[θoff，θa]，
其中θu为开关磁阻电机第k相的转子非对齐位置，θon为开关磁阻电机第k相的开通角位置，θL为开关磁阻电机第k相的电感拐点特性位置，θoff为开关磁阻电机第k相的关断角位置，θa为开关磁阻电机第k相的转子对齐位置；
步骤4：计算直流母线电压
确定当前采样时刻下的实时转速与负载，根据实时转速与负载确定开关磁阻电机的直流母线电压Uref，也即相绕组的励磁电压；
最优开通角要求电机电流在转子的θL位置到达给定电流Iref，则相绕组的励磁电压Uref、给定电流Iref、开关磁阻电机转子角速度ω的关系为：
Figure FDA0002364095500000011
其中，L(θL)为开关磁阻电机在第k相的电感拐点特性位置处的电感，
根据电机的机械方程，计算开关磁阻电机的当前负载下的理论电磁转矩Te：
Figure FDA0002364095500000012
其中TL负载转矩，F电机阻尼系数，J转动惯量，
然后根据电流-位置-转矩关系反推电流大小得到当前负载下的给定电流Iref，保持开通角不变，改变直流母线电压使参考电流达到给定值，并确定当前k相励磁电压Uref；
然后根据电压可调功率变换器中DC-DC转换器转换公式，求出DC-DC转换器中开关管的占空比d，同时得到开关磁阻电机的退磁电压
Figure FDA0002364095500000013
Uin为DC-DC转换器的输入电压；
步骤5：选择系统的转矩滞环控制单元的转矩滞环阈值，确定电压可调功率变换器的电路开关状态；
步骤6：确定开关磁阻电机的导通顺序和换相规则
确定当前采样时刻下的转子位置θ，根据步骤4所确定的励磁电压Uref确定开关磁阻电机的导通顺序和换相规则：
导通顺序为：相邻三相k-1、k、k+1运行顺序为k-1、k、k+1，其中k-1为即将关闭相，k为即将导通相，在k-1相、k相换相期间，k+1相和其他相保持关断状态；
开关磁阻电机的导通扇区内换相规则，
S1为k相的即将导通区，系统瞬时转矩由前一相k-1提供，k相维持关断状态；
S2为换相导通区，在此扇区内，当前相k迅速建立电流，根据步骤4计算的励磁电压，k相持续导通逐渐增加该相瞬时转矩在参考转矩中的占比，所以在此扇区，k相一直维持“1”状态不进行改变；
S3为单相导通区，系统瞬时转矩由当前相k提供，通过比较k相的转矩误差ΔT和滞环阈值的大小调节开关磁阻电机输出的瞬时转矩，在调节过程中，同时根据转矩误差ΔT的大小适应性的调节单相励磁电压的大小，对于滞环宽度TH，β＝ΔT/TH
当β≤1时，励磁电压为Uref；当β>1时，励磁电压为β·Uref，Uref由步骤4计算获得；
S4为换相导通区，在此扇区内，k相瞬时转矩在参考转矩中的占比逐渐降低，下一个导通相k+1相持续导通，使k+1相的瞬时转矩在参考转矩中的占比逐渐增加，k+1相的瞬时转矩Tk+1的大小由开关表直接获得；此时参考转矩Tref和k+1相的单相瞬时转矩Tk+1的差为：
Tk′＝Tref-Tk+1，
其中Tk′为k相的理论瞬时转矩的大小；
同时k相在“1”、“0”、“-1”状态之间切换，使k相的瞬时转矩Tk跟随理论瞬时转矩Tk′，在此过程中，k相逐渐退磁直至扇区结束。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述步骤3的扇区划分依据开关磁阻电机的电感-位置特性曲线，且考虑小电感区域的非线性特征，而非认为电感为固定最小值。
3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述步骤4中的DC-DC转换器为改进的CUK转换器，能对开关磁阻电机的励磁通路电压进行升降压变换，对开关磁阻电机的退磁通路进行升压变换。
4.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，电路开关管的“1”、“0”、“-1”状态的电压大小分别为励磁电压Uref、续流电压0、退磁电压Udem。
5.一种直流母线电压动态调节的SRM直接瞬时转矩控制系统，所述系统包括控制模块、电压可调功率变换电路、开关磁阻电机、电流检测单元和位置检测单元；控制模块输出控制信号接入电压可调功率变换电路，电压可调功率变换电路输出端通过导线与开关磁阻电机相连，且导线穿过电流检测单元，电流检测单元与控制模块相连，转速检测单元一端与开关磁阻电机相连，另一端接入控制模块；其特征在于，
所述电压可调功率变换电路包括改进的CUK变换电路和非对称半桥功率变换器，改进的CUK变换电路为非对称半桥功率变换器提供升降压可调的励磁、退磁电压；所述改进的CUK变换电路中电感L1一端接输入直流电源正极，一端同时接电容C2的一端和IGBT S7的集电极，电容C2的另一端同时接二极管D0的阳极和电感L2的一端，电感L2的另一端接电容C1的一端，IGBT S7的发射极、二极管D0的阴极、电容C1的另一端接输入直流电源的负极；
所述的非对称半桥功率变换器应用于三相及三相以上开关磁阻电机，每相相互独立，功率电路完全一致，以k相为例，定义电容C1连接输入电源负极的一端为正极，电容连接输入电源正极的一端为负极，电容C1两端电压为Uref，k相绕组的一端同时接二极管D3的阴极和IGBT S3的发射极，IGBT S3的集电极接改进的CUK变换电路中电容C1的正极，二极管D3的阳极接改进的CUK变换电路的电容C1的负极，k相绕组的另外一端同时接二极管D4的阳极和IGBT S4的集电极，二极管D4阴极接改进的CUK变换电路中电源的正极；IGBT S4的发射极接改进的CUK变换电路中电容C1的负极；
所述的控制模块包括PI控制器、转矩滞环控制单元、开关状态表、瞬时转矩估计单元、转速计算单元、参考电压计算单元；其中转矩滞环控制单元与开关状态表相连，转速计算单元与参考电压计算单元相连，参考电压计算单元与开关状态表同时与电压可调功率变换电路相连，瞬时转矩估计单元与PI控制器做差后与转矩滞环控制单元相连；瞬时转矩估计单元同时与电流检测单元和位置检测单元相连。
6.根据权利要求5所述的控制系统，其特征在于，
开关状态表用于，根据转矩误差ΔT与滞环阈值的比较结果将开关磁阻电机工作状态转化为电压可调功率变换电路的开关状态；
瞬时转矩估计单元用于，根据检测到的电流信号和位置信号得到当前运行状态下的瞬时转矩；
参考电压计算单元用于，根据开关磁阻电机的实际转速计算当前转速下最适合的直流母线电压，通过计算结果控制电压可调功率变换器的相绕组直流母线电压的大小；
电压可调功率变换电路，通过改变开关状态控制开关磁阻电机的各相导通与关断，进而控制开关磁阻电机的运行，同时根据参考电压计算单元的计算结果调节开关磁阻电机的直流母线电压对相绕组励磁，或者给开关磁阻电机施加更高的退磁电压减小退磁时间。
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