CN111181392B - 宽电压范围输入型非隔离双开关宽增益升压直流变换器 - Google Patents

Abstract

宽电压范围输入型非隔离双开关宽增益升压直流变换器，具有电压增益宽，功率开关和电容的电压应力低，且电容电压自平衡等优点。其中，功率开关电压应力均低于输出电压，电容电压低于输出电压的一半。本专利所提供的的发明较适用于宽电压增益的单向升压直流变换器应用场合。

Description

宽电压范围输入型非隔离双开关宽增益升压直流变换器

技术领域

本发明属于电力电子功率变换技术领域，尤其涉及一种宽电压范围输入型非隔离双开关宽增益升压直流变换器。

背景技术

化石燃料的大量开采和利用引发了一系列的能源问题和环境问题，人类急切需要开发可再生清洁能源来缓解能源问题和改善生态环境。近些年全球范围内随着光伏、燃料电池发电系统等依靠清洁能源的发电系统的研究和应用，在一定程度上有效缓解了化石燃料短缺问题，改善了空气质量。但光伏、燃料电池等发电单元的输出端的电压一般只有几十伏，且容易随着负载的变化而变化。为了与直流母线的高压相匹配，就需要通过直流升压变换器，来建立新能源发电单元的低压输出端与较高电压的直流母线之间的连接。这就要求直流升压变换器具有宽增益高增益的特性。

隔离型升压直流变换器通过改变变压器的变比容易实现较高的电压增益，然而由于变压器存在漏感，往往会使功率开关器件承受很大的电压应力，增加开关损耗和产生电磁干扰问题。为了节约成本和减小变换器的体积，提高效率，非隔离型升压直流变换器往往更符合实际需求。

发明内容

针对现有技术中存在的技术问题，本发明宽电压范围输入型非隔离双开关宽增益升压直流变换器，适用于低电压等级发电单元，解决当前非隔离升压直流变换器升压能力弱，升压范围窄的问题。

宽电压范围输入型非隔离双开关宽增益升压直流变换器，输入侧用V _in表示电压水平较低的直流发电单元（如光伏电池、燃料电池），输出侧用电阻负载R表示直流母线侧的负载，直流母线电压用V _o表示。输入侧与输出侧由所提的双开关宽增益直流升压单元连接，该单元由两个电感L ₁、L ₂，四个电容C ₁~C ₄，6个功率器件Q₁、Q₂、D₁~D₄构成。该拓扑结构提高了拓扑的升压能力并降低了功率器件承受的电压应力，使其更加适用于高电压增益变换场合，详见下文描述：

所述直流变换器的电压增益M为：

其中，m为调制度也是功率开关Q的占空比，

；

电压应力为：

其中，U _CI 、U _C2 、U _C3 、U _C4 和U _C5 分别为相应电容的电压；U _{Q1_off}、U _{Q2_off}、U _{D1_off}、U _{D2_off}、U _{D3_off}和U _{D4_off}分别为功率器件Q₁、Q₂、D₁~D₄关断时承受的电压应力。所述直流变换器中所有器件承受的电压值最大为输出电压的一半，电压应力较低。

宽电压范围输入型非隔离双开关宽增益升压直流变换器，具有电压增益宽，功率开关和电容的电压应力低，且电容电压自平衡等优点。其中，功率开关电压应力均低于输出电压，电容电压低于输出电压的一半。本位所提供的的发明较适用于宽电压增益的单向升压直流变换器应用场合。

附图说明

图1为宽电压范围输入型非隔离双开关宽增益升压直流变换器拓扑结构图；

图2 为开关导通时等效回路图；

图3为开关关断时等效回路图；

图4为新拓扑稳定运行时的重要工作波形。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面对本发明实施方式作进一步地详细描述。

实施例1

1)拓扑结构

如图1所示为本发明所提变换器的拓扑结构。该变换器输入侧用V _in表示电压水平较低的直流发电单元，输出侧用电阻负载R表示直流母线侧的负载，直流母线电压用V _o表示。输入侧与输出侧由所提的双开关宽增益直流升压单元连接，该单元由两个电感L ₁、L ₂，四个电容C ₁~C ₄，6个功率器件Q₁、Q₂、D₁~D₄构成，Q₁和Q₂的驱动信号分别用S ₁和S ₂表示。

2)宽电压增益

本专利所提变换器含有两个功率开关，需要两路驱动信号S ₁、S ₂，理论上S ₁ S ₂存在四种组合，即“11、10、00、01”（“1”代表开关导通，“0”代表开关关断）。但由于所提变换器采用同一驱动信号控制两个功率开关Q₁、Q₂，故仅存在S ₁ S ₂=11和S ₁ S ₂=00两种开关模态。两种开关模态下，拓扑的等效电流流通路径如图2和图3所示（图中虚线部分代表电流不流通的路径，箭头代表电流的流动方向），所提变换器的主要工作波形如图4所示。

为了简化对所提变换器的理论分析过程，首先对变换器做出如下假设：（1）变换器工作在电流连续模式；（2）电容和电感的值足够大，即电路工作稳定时，电容两端的电压和电感中流过的电流近似恒定。

电容C _x（x:1~4）的平均电压用V _Cx表示。电感充电时，L ₁、L ₂两端的平均电压分别用V _{L1_char}和V _{L2_char}表示；电感放电时，L ₁、L ₂两端的平均电压分别用V _{L1_dis}和V _{L2_dis}表示。电感两端的电压参考方向如图2和图3所示。

如图4所示，当电路工作稳定时，在一个工作周期T _s内，若开关导通时间为dTs（d为功率开关管驱动信号的占空比），对电感L ₁和L ₂由伏秒平衡可得

在S ₁ S ₂=11时，可得式(2)~(4)。

在S ₁ S ₂=00时时，可得式(5)~(7)。

又因为V _C4=V _o，得

若提出变换器的电压增益用M表示，则由式(8)可得

3)低电压应力

功率开关器件在关断的时候承受电压，承受电压的值为电压应力。分别用V _{Q1_off}、V _{Q2_off}和V_{Dy_off}（y:1~4）代表Q₁、Q₂和D_y的电压应力。根据图2、图4和式(9)可得

由式(10)~(14)可得，所提变换器中的两个功率开关管的电压应力低于输出电压，四个二极管中的两个二极管的电压应力低于输出电压的一半。

实施例2

下面以图1所示的新型宽增益准Z源开关电容升压直流变换器拓扑，图2、3的拓扑等效回路图以及图4的新拓扑稳定运行时的重要工作波形，对本实施例1中方案的原理进行说明。在一个载波周期，变换器共经历两个开关状态。下面分别对两个开关状态进行说明。

（1）S ₁ S ₂=11时，该状态的等效电路如图2所示。根据图4的拓扑工作波形，在该工作模态下，功率开关管Q₁、Q₂导通，二极管D₁、D₂、D₄关断、D₃导通。V _in通过Q₁给电感L ₁充电；电容C ₁和C ₂通过Q₁、Q₂串联给电感L ₂充电；电容C ₂通过Q₁、Q₂和D₃给C ₃充电；电容C ₄给负载R供电。

（2）S ₁ S ₂=00时，该状态的等效电路图如图3所示。根据图4的工作波形，在该工作模态下，功率开关管Q₁、Q₂关断，二极管D₁、D₂和D₄导通、D₃关断。V _in与L ₁串联，通过D₁给C ₁充电,同时通过D₂给C ₂充电；V _in与L ₁、L ₂和C ₃串联，通过D₁、D₄给C ₄充电，同时为负载R供电。

综上分析，输入侧低电压等级发电单元、电感、电容的能量按上述方式传递到输出侧高压直流母线，可以实现电压水平的极大提高，以及器件电压应力的减小。该新型双开关拓扑拓宽了升压变换器的电压增益，非常适用于宽电压增益的单向升压直流变换器应用场合。

本发明实施例对各器件的型号除做特殊说明的以外，其他器件的型号不做限制，只要能完成上述功能的器件均可。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (1)

1.宽电压范围输入型非隔离双开关宽增益升压直流变换器，其特征在于：输入侧用V_in表示电压水平较低的直流发电单元，输出侧用电阻负载R表示直流母线侧的负载，直流母线电压用V_o表示；输入侧与输出侧由双开关宽增益直流升压单元连接，该单元由两个电感L₁、L₂，四个电容C₁~C₄，两个功率开关Q₁、Q₂、四个二极管D₁~D₄构成；

所述直流变换器的电压增益M为：

其中，m为调制度也是功率开关Q的占空比，

；

电压应力为：

其中，U_CI、U_C2、U_C3分别为相应电容的电压；U_{Q1_off}、U_{Q2_off}、U_{D1_off}、U_{D2_off}、U_{D3_off}和 U_{D4_off}分别为功率器件Q₁、Q₂、D₁~D₄关断时承受的电压应力，U_o为输出电压，所述直流变换器中所有器件承受的电压值最大为输出电压的一半，电压应力较低；MOS管Q₁的源极接输入电源的负极，Q₁漏极接电感L₁的一端、电容C₂的一端和二极管D₁的正极，电感L₁的另一端接输入电源的正极，MOS管Q₂的源极接电容C₂的另一端以及二极管D₂的正极， Q₂的漏极接电感L₂一端和电容C₃的一端，二极管D₁的负极接电感L₂的另一端以及电容C₁，电容C₁的另一端和二极管D₂的负极接输入电源的负极，电容C₃的另一端接二极管D₃的负极和二极管D₄的正极，然后二极管D₃的正极接输入电源负极，二极管D₄的负极接电容C₄的一端和负载的一端，电容C₄的另一端和负载的另一端接输入电源的负极。

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