CN111147419A - 基于聚类算法的无线通信系统的相位噪声补偿方法及系统 - Google Patents

Abstract

本公开涉及一种基于聚类算法的无线通信系统的相位噪声补偿方法，其包括：发射端基于信道编码、基带调制和射频调制向无线信道发射载波信号并生成接收信号被接收端接收，接收端基于射频解调和锁相环电路从中获得基带信号，并基于自动增益控制获得增益基带信号，进而基于聚类模型获得各个标准星座点和与增益基带信号对应的多个样本点对应的多个聚类以及对应的多个聚类中心点，基于距离计算模型确定各个聚类对应的目标星座点，进而基于聚类映射模型将各个聚类对应的样本点的坐标替换到与该聚类对应的目标星座点的坐标来实现相位噪声补偿，进而获得目标接收信号，接收端基于基带解调、信道解码和目标接收信号获得目标信号。

Description

基于聚类算法的无线通信系统的相位噪声补偿方法及系统

技术领域

本公开涉及无线通信技术领域，具体涉及一种基于聚类算法的无线通信系统的相位噪声补偿方法及系统。

背景技术

在现代无线通信中，关于无线通信系统的理论分析，都假设了完美的相位参考估计，但在实际无线通信中，由于不完美锁相环电路或不完美的信道估计，相位参考估计常常带有噪声(即相位噪声)，相位噪声会大大降低系统的解调性能。

现有的抑制相位噪声的方法都集中在提高相位参考估计的精确性上，然而相位参考估计的精确性往往不高。

发明内容

本公开是有鉴于上述的状况而提出的，其目的在于提供一种容易与现有的无线通信系统集成并能够降低相位噪声的负面影响的基于聚类算法的无线通信系统的相位噪声补偿方法及系统。

为此，本公开的第一方面提供了一种基于聚类算法的无线通信系统的相位噪声补偿方法，是具有发射端和接收端的无线通信系统的相位噪声补偿方法，其特征在于，包括：所述发射端基于信道编码、基带调制和射频调制向无线信道发射载波信号，所述载波信号经过所述无线信道获得接收信号；所述接收端接收所述接收信号，基于射频解调和锁相环电路从所述接收信号中获得基带信号，基于所述基带信号和自动增益控制获得增益基带信号，所述接收端基于聚类模型与所述增益基带信号获得多个标准星座点和与所述增益基带信号对应的星座图中的多个样本点对应的多个聚类以及与各个聚类一一对应的多个聚类中心点，进而基于距离计算模型获得任一聚类中心点与各个标准星座点之间的范数距离，进而从所述多个标准星座点中选出与该聚类中心点具有最小范数距离的目标星座点，基于聚类映射模型将所述各个聚类对应的样本点的坐标替换到与该聚类对应的目标星座点的坐标来实现相位噪声补偿，进而获得目标接收信号，基于基带解调、信道解码和所述目标接收信号获得目标信号。

在本公开中，发射端基于信道编码、基带调制和射频调制向无线信道发射载波信号，载波信号经过无线信道获得接收信号，接收端接收接收信号并从中获得基带信号，基于基带信号和自动增益控制获得增益基带信号，进而基于聚类模型获得各个标准星座点和与增益基带信号对应的星座图中的多个样本点对应的多个聚类以及与各个聚类一一对应的多个聚类中心点，基于距离计算模型获得任一聚类中心点与各个标准星座点之间的范数距离，并将与该聚类中心点的最小范数距离对应的标准星座点标记为目标星座点，进而基于聚类映射模型将各个聚类对应的样本点的坐标替换到与该聚类对应的目标星座点的坐标来实现相位噪声补偿，进而获得目标接收信号，接收端基于基带解调、信道解码和目标接收信号获得目标信号。由此，能够降低相位噪声的负面影响，并获得较高精确性的相位参考估计。

本公开的第一方面所涉及的相位噪声补偿方法中，可选地，所述无线通信系统的调制阶数被所述接收端已知，所述多个聚类的数量与所述调制阶数相同。由此，能够确定聚类的数量。

本公开的第一方面所涉及的相位噪声补偿方法中，可选地，所述目标接收信号由各个聚类中心点对应的坐标均转换为各自对应的目标星座点的坐标后获得。由此，能够获得目标接收信号。

本公开的第一方面所涉及的相位噪声补偿方法中，可选地，第i个聚类中心点与第j个标准星座点的范数距离满足：d_ij＝||C_i-S_j||²,i＝1,...,M,j＝1,...,M，其中，C_i为第i个聚类中心点，S_j为第j个标准星座点，M为多进制频移键控系统的调制阶数。由此，能够获得聚类中心点与标准星座点之间的范数距离。

本公开的第一方面所涉及的相位噪声补偿方法中，可选地，所述聚类模型采用K均值聚类算法、K中心点聚类算法和凝聚层次聚类算法中的一种。由此，能够选择使用不同的聚类算法获得各自对应的聚类。

本公开的第二方面提供了一种基于聚类算法的无线通信系统的相位噪声补偿系统，是具有发射装置和接收装置的无线通信系统的相位噪声补偿系统，其特征在于，包括：所述发射装置基于信道编码、基带调制和射频调制器调制向无线信道发射载波信号，所述载波信号经过所述无线信道获得接收信号；所述接收装置接收所述接收信号，基于射频解调和锁相环电路从所述接收信号中获得基带信号，基于所述基带信号和自动增益控制获得增益基带信号，所述接收装置基于聚类模型与所述增益基带信号获得多个标准星座点和与所述增益基带信号对应的星座图中的中多个样本点对应的多个聚类以及与各个聚类一一对应的多个聚类中心点，进而基于距离计算模型获得任一聚类中心点与各个标准星座点之间的范数距离，进而从所述多个标准星座点中选出与该聚类中心点具有最小范数距离的目标星座点，基于聚类映射模型将所述各个聚类对应的样本点的坐标替换到与该聚类对应的目标星座点的坐标来实现相位噪声补偿，进而获得目标接收信号，基于基带解调、信道解码和所述目标接收信号获得目标信号。

在本公开中，发射装置基于信道编码、基带调制和射频调制向无线信道发射载波信号，载波信号经过无线信道获得接收信号，接收装置接收接收信号并从中获得基带信号，基于基带信号和自动增益控制获得增益基带信号，进而基于聚类模型获得各个标准星座点和与增益基带信号对应的星座图中的多个样本点对应的多个聚类以及与各个聚类一一对应的多个聚类中心点，基于距离计算模型获得任一聚类中心点与各个标准星座点之间的范数距离，并将与该聚类中心点的最小范数距离对应的标准星座点标记为目标星座点，进而基于聚类映射模型将各个聚类对应的样本点的坐标替换到与该聚类对应的目标星座点的坐标来实现相位噪声补偿，进而获得目标接收信号，接收装置基于基带解调、信道解码和目标接收信号获得目标信号。

本公开的第二方面所涉及的相位噪声补偿系统中，可选地，所述无线通信系统的调制阶数被所述接收装置已知，所述多个聚类的数量与所述调制阶数相同。由此，能够确定聚类的数量。

本公开的第二方面所涉及的相位噪声补偿系统中，可选地，所述目标接收信号由各个聚类中心点对应的坐标均转换为各自对应的目标星座点的坐标后获得。由此，能够获得目标接收信号。

本公开的第二方面所涉及的相位噪声补偿系统中，可选地，第i个聚类中心点与第j个标准星座点的范数距离满足：d_ij＝||C_i-S_j||²,i＝1,...,M,j＝1,...,M，其中，C_i为第i个聚类中心点，S_j为第j个标准星座点，M为多进制频移键控系统的调制阶数。由此，能够获得聚类中心点与标准星座点之间的范数距离。

本公开的第二方面所涉及的相位噪声补偿系统中，可选地，所述聚类模型采用K均值聚类算法、K中心点聚类算法和凝聚层次聚类算法中的一种。由此，能够选择使用不同的聚类算法获得各自对应的聚类。

根据本公开，能够提供一种容易与现有的无线通信系统集成并能够降低相位噪声的负面影响的基于聚类算法的无线通信系统的相位噪声补偿方法及系统。

附图说明

图1是示出了本公开的示例所涉及的经典无线通信系统框图。

图2是示出了本公开的示例所涉及的基于聚类算法的无线通信系统的相位噪声补偿方法框图。

图3是示出了本公开的示例所涉及的基于聚类算法的无线通信系统的相位噪声补偿方法的流程示意图。

图4是示出了本公开的示例所涉及的多进制键控系统中的星座图。

图5是示出了本公开的示例所涉及的确定目标星座点的星座图。

图6示出了本公开的示例所涉及的固定相位噪声下正交相移键控调制系统的星座图。

图7示出了本公开的示例所涉及的固定相位噪声下正交幅度调制系统的星座图。

图8是示出了本公开的示例所涉及的固定相位噪声下平均归一化互信息随接收信噪比变化的波形图。

图9是示出了本公开的示例所涉及的固定相位噪声下解调误差概率随接收信噪比变化的波形图。

图10是示出了本公开的示例所涉及的固定相位噪声下平均归一化互信息随相位噪声变化的波形图。

图11是示出了本公开的示例所涉及的固定相位噪声下解调误差概率随相位噪声变化的波形图。

图12是示出了本公开的示例所涉及的随机相位噪声下平均归一化互信息随接收信噪比变化的波形图。

图13是示出了本公开的示例所涉及的随机相位噪声下解调误差概率随接收信噪比变化的波形图。

图14是示出了本公开的示例所涉及的基于聚类算法的无线通信系统的相位噪声补偿系统框图。

具体实施方式

以下，参考附图，详细地说明本公开的优选实施方式。在下面的说明中，对于相同的部件赋予相同的符号，省略重复的说明。另外，附图只是示意性的图，部件相互之间的尺寸的比例或者部件的形状等可以与实际的不同。

本公开提供一种基于聚类算法的无线通信系统的相位噪声补偿方法及系统(也可以简称“相位噪声补偿方法和相位噪声补偿系统”)。在本公开中，基于聚类算法的无线通信系统的相位噪声补偿方法及系统可以较为广泛地应用在现有的无线通信系统中，能够更加容易与现有的无线通信系统进行集成，并能够较为明显地降低相位噪声对相位参考估计的影响，能够提高无线通信系统的解调性能进而提高通信质量。以下结合附图进行详细描述本公开。

图1是示出了本公开的示例所涉及的经典无线通信系统框图。图2是示出了本公开的示例所涉及的基于聚类算法的无线通信系统的相位噪声补偿方法框图。如图1和图2所示，本公开的相位噪声补偿方法可以应用于经典无线通信系统，但本公开的示例不限于此，也可以应用于其他的无线通信系统。本公开的相位噪声补偿方法及系统可以更加容易与现有的无线通信系统进行集成。

在一些示例中，本公开的相位噪声补偿方法可以仅在基带电路上工作，由此能够减少成本和复杂性。在一些示例中，本公开的相位噪声补偿方法可以是基带解调370前增加一个预处理过程(稍后描述)，可以不改变其他部分，因此能够使本公开的相位噪声补偿方法更加容易与现有的无线通信系统进行集成。

在本公开中，如图1和图2所示，相位噪声补偿方法具有发射端10和接收端30的无线通信系统的相位噪声补偿方法，其中，发射端10可以向接收端30发射信号，并被接收端30接收。

在本公开中，发射端10(例如接入点)可以是指接入网中在空中接口上通过一个或多个扇区与无线终端通信的设备。发射端10可用于将收到的空中帧与IP帧进行相互转换，作为无线终端与接入网的其余部分之间的路由器，其中，接入网的其余部分可包括网际协议(IP)网络。发射端10还可以协调对空中接口的属性管理。例如，发射端10可以是GSM或CDMA中的基站(BTS，Base Transceiver Station)，也可以是WCDMA中的基站(NodeB)，还可以是LTE中的演进型基站(NodeB或eNB或e-NodeB，evolutional Node B)。

在本公开中，接收端30可以是用户。其中，用户可以包括但不限于用户设备。用户设备可以包括但不限于智能手机、笔记本电脑、个人计算机(Personal Computer，PC)、个人数字助理(Personal Digital Assistant，PDA)、移动互联网设备(Mobile InternetDevice，MID)、穿戴设备(如智能手表、智能手环、智能眼镜)等各类电子设备，其中，该用户设备的操作系统可包括但不限于Android操作系统、IOS操作系统、Symbian(塞班)操作系统、Black Berry(黑莓)操作系统、Windows Phone8操作系统等等。

图3是示出了本公开的示例所涉及的基于聚类算法的无线通信系统的相位噪声补偿方法的流程示意图。

在本实施方式中，如图3所示，相位噪声补偿方法可以包括以下步骤：发射端10基于信道编码100、基带调制110和射频调制120向无线信道20发射载波信号，载波信号经过无线信道20获得接收信号(步骤S10)；接收端30接收接收信号，基于射频解调310和锁相环电路320从接收信号中获得基带信号，基于基带信号和自动增益控制330获得增益基带信号(步骤S20)；接收端30基于聚类模型340与增益基带信号获得各个标准星座点和与增益基带信号对应的星座图中的多个样本点(也称“样本星座点”)对应的多个聚类以及与各个聚类一一对应的多个聚类中心点(步骤S30)；基于距离计算模型350获得任一聚类中心点与各个标准星座点之间的范数距离，进而从多个标准星座点中选出与该聚类中心点具有最小范数距离的目标星座点(步骤S40)；基于聚类映射模型360将各个聚类对应的样本点的坐标替换到与该聚类对应的目标星座点的坐标来实现相位噪声补偿，进而获得目标接收信号，基于基带解调370、信道解码380和目标接收信号获得目标信号(步骤S50)。

在本公开中，发射端10可以基于信道编码100、基带调制110和射频调制120向无线信道20发射载波信号，载波信号可以经过无线信道20获得接收信号，接收端30可以接收接收信号并从中获得基带信号，基于基带信号和自动增益控制330获得增益基带信号，进而基于聚类模型340获得各个标准星座点和与增益基带信号对应的星座图中的多个样本点对应的多个聚类以及与各个聚类一一对应的多个聚类中心点，基于距离计算模型350获得任一聚类中心点与各个标准星座点之间的范数距离，并将与该聚类中心点的最小范数距离对应的标准星座点标记为目标星座点，进而基于聚类映射模型360将各个聚类对应的样本点的坐标替换到与该聚类对应的目标星座点的坐标来实现相位噪声补偿，进而获得目标接收信号，接收端30可以基于基带解调370、信道解码380和目标接收信号获得目标信号。

在步骤S10中，发射端10基于信道编码100、基带调制110和射频调制120向无线信道20发射载波信号，载波信号经过无线信道20获得接收信号。

在一些示例中，如图1所示，发射端10中可以先将数据源经过信道编码100和基带调制110获得基带调制信号，其中，基带调制110的调制阶数为M，然后可以将导频符号周期性地嵌入基带调制符号中，之后可以经过射频调制120获得载波信号，发射端10可以将载波信号发射到无线信道20上，其中，载波信号的发射功率可以表示为P_s。

在一些示例中，载波信号经过无线信道20获得接收信号，并被接收端30接收。在一些示例中，接收端30接收到的接收信号可以满足：

其中，h(t)表示为衰落振幅η(t)和衰落相位θ(t)的信道响应(即实际的信道衰落估计)且满足：h(t)＝η(t)exp(jθ(t))，s(t)表示为基带调制信号，ω₀表示为载波频率，φ(t)表示为接收的载波随机相位，n(t)表示为接收噪声且为复高斯白噪声且满足：

其中，

是方差。

在一些示例中，无线信道20可以是平坦衰落信道，其中，每个数据帧都可以经历一个独立的信道衰落，并且该信道衰落可以在其持续时间内保持不变，但可以在不同的数据帧上发生改变。其中，帧长度可以为L，衰落幅值和衰落相位可以分别在[-π,π]上建模为Nakagami-m分布和均匀分布，Nakagami-m分布的概率密度函数可以满足：

其中，m∈[1/2,∞)，Γ(·)为Gamma函数。在一些示例中，瞬时接收信噪比可以满足：

平均接收信噪比表示为

其中，s表示为基带调制信号，η表示为衰落振幅。

在步骤S20中，接收端30接收接收信号，基于射频解调310和锁相环电路320从接收信号中获得基带信号，基于基带信号和自动增益控制330获得增益基带信号。

在一些示例中，如图1所示，接收端30可以接收接收信号。接收端30中接收信号可以经过射频解调310和锁相环电路320获得基带信号。在一些示例中，锁相环电路320可以为不理想的，从而可以导致第一相位误差，第一相位误差可以满足：

其中，

表示为锁相环电路320获得的第一相位，φ(t)表示为实际的第一相位。在一些示例中，第一相位误差可以建模为Tikhonov，由此可以获得第一相位误差(第一相位噪声)的概率密度函数满足：

其中，α表示为锁相环电路320的归一化循环信噪比，I₀(·)表示为第零阶修正贝塞尔函数。在一些示例中，保留给导频符号的部分传输功率可以满足：P_c＝χP_s，其中χ为P_s的固定系数。α的近似值满足：

其中，B_L表示为环路带宽，T_b表示为位间隔。

在一些示例中，射频解调310可以利用发射端10的射频调制120的抑制码间干扰，并通过导频符号和导频观测值，可以使接收端30获得信道衰落估计且满足：

其中，

表示为接收端30基于信道估计获得的衰落振幅。在一些示例中，存在第二相位误差，第二相位误差满足：

其中，

表示为接收端30基于信道估计获得的衰落相位，θ(t)表示为实际的衰落相位。在一些示例中，第二相位误差(第二相位噪声)的概率密度函数可以满足：

其中，ρ为相关系数且满足：

在一些示例中，ρ可以设置为常数。

在一些示例中，如图1所示，基带信号可以经过自动增益控制330获得增益基带信号。其中，增益基带信号可以满足：

其中，

表示为接收噪声且满足：

在一些示例中，基带信号经过自动增益控制330获得增益基带信号，可以将增益基带信号除以信道衰落估计

的商来补偿信道衰落获得补偿信道衰落后的增益基带信号，满足：

其中，

表示为总残余相位噪声(即总相位误差)且满足：

表示为残余接收噪声，残余接收噪声可以为接收噪声受到信道估计的影响后获得的且满足：

在一些示例中，如图1所示，在经典无线通信系统中增益基带信号可以经过基带解调370获得发射端10传递的信息(即数据源)，但由于存在相位噪声，相位噪声可以使星座点偏离原始位置，会大大降低接收端30的解调性能，导致接收端30无法获得准确的信息。

在一些示例中，图4和图5的横坐标I为相位振幅，纵坐标Q为正交振幅。

图4是示出了本公开的示例所涉及的多进制键控系统中的星座图。其中，图4(a)是在不存在相位噪声时的星座图，图4(b)是在存在相位噪声时的星座图。

在一些示例中，如图4(a)和图4(b)所示，在多进制频移键控系统中，相位噪声可以使星座点偏离原始位置。在图4(a)中，星座点的位置未受到相位噪声的影响，其中任一星座点区域即该星座点区域对应的中心点到两个最近的决策区域边缘的距离相等，即d₁＝d₂。在图4(b)中，相位噪声使星座点的位置发生偏移，偏移后的星座点区域到两个最近的决策区域边缘的距离是不同的，即d₃≠d₄。在一些示例中，解调误差概率可以由星座点到两个决策区域边缘的距离中较小的一方决定，即在图4(b)中，解调误差概率由d₄决定，在这种情况下，相位噪声会降低解调性能。

本公开提供一种能够降低相位噪声对相位参考估计的影响的无线通信系统的相位噪声补偿方法，可以将增益基带信号进行预处理获得目标接收信号。

图5是示出了本公开的示例所涉及的确定目标星座点的星座图。

在步骤S30中，接收端30可以基于聚类模型340与增益基带信号获得各个标准星座点和与增益基带信号(这里的增益基带信号可以是“补偿信道衰落后的增益基带信号”)对应的星座图中的多个样本点对应的多个聚类以及与各个聚类一一对应的多个聚类中心点。

在一些示例中，如图5所示，增益基带信号经过聚类模型340可以获得与增益基带信号对应的星座图中的多个样本点，也即聚类模型340可以从增益基带信号中接收到多个样本点(例如，样本点401、样本点402和样本点403等)，多个样本点可以分别和星座图中的星座点(例如标准星座点)相对应，可以基于聚类算法获得多个样本点对应的多个聚类(例如，样本点401、样本点402和样本点403可以对应聚类400)(聚类可以类比上述提到的星座点区域)以及与各个聚类对应的聚类中心点，例如，聚类400以及对应的聚类中心点C₁、聚类410对应的中心点C₂、聚类420对应的中心点C₃、聚类430对应的中心点C₄。在一些示例中，接收端30可以获得与增益基带信号对应的星座图中的各个标准星座点，例如标准星座点S₁、标准星座点S₂、标准星座点S₃和标准星座点S₄。标准星座点的数量可以和聚类的数量相同。

在一些示例中，调制阶数M可以被接收端30已知，聚类的数量可以与调制阶数M相同。由此，能够确定聚类的数量。在一些示例中，聚类模型340可以采用K均值聚类算法、K中心点聚类算法和凝聚层次聚类算法等不同类型的聚类算法。由此，能够选择使用不同的聚类算法获得各自对应的聚类。

在步骤S40中，接收端30可以基于距离计算模型350获得任一聚类中心点与各个标准星座点之间的范数距离，进而从多个标准星座点中选出与该聚类中心点具有最小范数距离的目标星座点。

在一些示例中，接收端30基于距离计算模型350和聚类模型340获得的聚类中心点以及标准星座点可以获得任意一个聚类中心点与各个标准星座点之间的范数距离。在一些示例中，任意一个聚类中心点与各个标准星座点之间的范数距离可以满足：d_ij＝||C_i-S_j||²,i＝1,...,M,j＝1,...,M(5)，其中，C_i为第i个中心点，S_j为第j个标准星座点，M为调制阶数。由此，能够获得聚类中心点与标准星座点之间的范数距离。在一些示例中，接收端30基于

可以获得与第i个聚类中心点的范数距离最小的标准星座点，将该标准星座点标记为第i个聚类中心点的目标星座点。由此，能够确定各个聚类中心点对应的目标星座点，也即确定各个聚类对应的目标星座点。例如，如图5所示，聚类400对应的聚类中心点C₁(即第1个聚类中心点)，可以基于式(5)可以获得聚类中心点C₁与各个标准星座点(例如标准星座点S₁、标准星座点S₂、标准星座点S₃和标准星座点S₄)之间的范数距离，并通过式(6)可以获得与聚类中心点C₁的范数距离最小的标准星座点(例如标准星座点S₂)，故可以将标准星座点S₂标记为聚类中心点C₁的目标星座点，也即标准星座点S₂可以为聚类400对应的目标星座点，由此能够获得各个聚类对应的目标星座点，例如标准星座点S₃可以为聚类410对应的目标星座点，标准星座点S₄可以为聚类420对应的目标星座点，标准星座点S₁可以为聚类430对应的目标星座点。

在步骤S50中，接收端30可以基于聚类映射模型360将各个聚类对应的样本点的坐标替换到与该聚类对应的目标星座点的坐标来实现相位噪声补偿，进而获得目标接收信号，基于基带解调370、信道解码380和目标接收信号获得目标信号。

在一些示例中，接收端30可以基于聚类映射模型360以及距离计算模型350获得的与各个聚类分别对应的目标星座点，将各个聚类对应的样本点的坐标替换到与该聚类对应的目标星座点的坐标，也就是说，各个聚类将发生移动使其对应的样本点的坐标移动到与该聚类对应的目标星座点的坐标。例如，如图5所示，聚类400中的样本点401、样本点402、样本点403，均将移动到标准星座点S₂，图5中的其他聚类(例如聚类410、聚类420、聚类430)中的样本点也将发生相应的移动。在这种情况下，可以将各个聚类对应的样本点的坐标替换到与该聚类对应的目标星座点的坐标来实现相位噪声补偿，由此能够获得目标星座图，进而可以获得目标接收信号。

在一些示例中，增益基带信号可以进行预处理(即增益基带信号依次经过聚类模型340、距离计算模型350、聚类映射模型360)可以获得目标接收信号。在一些示例中，目标接收信号可以经过基带解调370、信道解码380获得目标信号，由此接收端30能够较为准确的获得发射端10发送的信息。

在一些示例中，聚类模型340可以采用K均值聚类算法、K中心点聚类算法和凝聚层次聚类算法等不同类型的聚类算法。在一些示例中，从增益基带信号即式(4)中获得多个样本点的实部和虚部可以作为聚类算法的二维输入信号。在本实施方式中，选择采用基于分区和基于层次的两种类型的聚类算法进行聚类划分，例如，基于分区的聚类算法包括K均值聚类算法和K中心点聚类算法等，可以快速的确定所有聚类，可以对所有样本点进行聚类划分，并可以使每个聚类包含至少一个样本点；基于层次的聚类算法可以包括凝聚层次聚类算法。但本公开的示例不限于此，也可以使用其他类型的聚类算法。在一些示例中，即使在相同的信道条件下，接收端30获得的基带信号可以是不同的。

图6示出了本公开的示例所涉及的固定相位噪声下正交相移键控调制系统的星座图。图7示出了本公开的示例所涉及的固定相位噪声下正交幅度调制系统的星座图。其中，如图6和图7所示，图6(a)和图7(a)分别为各自对应系统下的标准星座点即不含相位噪声时的星座图，图6(b)和图7(b)分别为各自对应系统下的未使用本实施方式时接收到的多个样本点，图6(c)和图7(c)分别为各自对应系统下的使用K均值聚类算法对应的聚类中心点的星座图，图6(d)和图7(d)分别为各自对应系统下的使用凝聚层次聚类算法对应的聚类中心点的星座图。在图6和图7中，L＝100，

m＝1.5。

在一些示例中，如图6和图7所示，通过比较图6(b)和图6(a)或图7(b)和图7(a)可以发现由于相位噪声

存在，使得所有星座点均以0.1π旋转，多个样本点均沿对应星座点以相同角度旋转。由图6(c)和图6(d)、图7(c)和图7(d)可知，由于两个星座点之间的距离足够大，K均值聚类算法和凝聚层次聚类算法都可以找到对应于旋转星座点的正确的星系团中心，即可以使各个聚类中心点获得正确的目标星座点能够使接收端30获得较为准确的信息，这是聚类映射模型360工作良好的前提条件。随着调制阶数的增加，两个星座点之间的距离变小，使得不同的聚类算法产生不同的聚类中心，可能导致一些聚类算法效果不佳。

在一些示例中，基于聚类模型340和增益基带信号对多个样本点进行聚类划分，由于每个聚类对应的样本点的数量是未知的，不同的聚类可以接收不同数量的样本点，在本实施方式中，采用解调误差概率和平均归一化互信息检测聚类算法的性能。其中，平均归一化互信息可以检测聚类样本集(即划分的多个聚类)与参考星座点集之间的相似性，如上所述，C_i表示为第i个聚类对应的聚类中心点，这里令C_i特指对应的第i个聚类，即令C_i表示为第i个聚类样本集，G_j表示为第j个地面真实聚类的样本集(即参考星座点集)。则C_i相对于G_j的平均归一化互信息可以满足：

其中，K表示为聚类的数量，N表示多个样本点的数量，N_C,i表示为第i个聚类样本集对应的样本点的数量，N_G,j表示为第j个参考星座点集对应的样本点的数量，N_ij表示为第i个聚类样本集和第j个参考星座点集共享的接收到的样本点的数量。

在一些示例中，在理想情况下，平均归一化互信息的值可以等于1，即所有的样本点均被正确识别，在不理想的情况下例如低的接收信噪比，可以使平均归一化互信息的值降低。在一些示例中，由于平均归一化互信息仅考虑集群性能，在本实施方式中可以将平均归一化互信息作为一个中间指标，可以将解调误差概率作为检测聚类算法的最终的性能指标。

在一些示例中，如图8至图13所示，对平均归一化互信息或解调误差概率在不同系统条件下进行分析，其中，A为采用K均值聚类算法的情况，B为采用K均值(绝对值距离)聚类算法的情况，C为采用K均值(夹角余弦)聚类算法的情况，D为采用K中心点聚类算法的情况，E为采用K中心点(绝对值距离)聚类算法的情况，F为采用K中心点(夹角余弦)聚类算法的情况，G为采用凝聚层次聚类算法的情况，H为采用凝聚层次聚类算法(平均)的情况，I为采用凝聚层次聚类算法(加权)的情况，在图9、图11和图13中。J为普通方案的情况。

图8是示出了本公开的示例所涉及的固定相位噪声下平均归一化互信息随接收信噪比变化的波形图。图9是示出了本公开的示例所涉及的固定相位噪声下解调误差概率随接收信噪比变化的波形图。其中，如图8和图9所示，均采用正交相移键控调制系统，L＝100，m＝1.5。

在一些示例中，如图8所示，图8(a)中，

图8(b)中，

由图8可知，随着接收信噪比的增加，平均归一化互信息的值明显提高，即聚类性能有所提高。图8示出了9种聚类算法的平均归一化互信息随接收信噪比变化波形图，其中，K均值(绝对值距离)聚类算法的聚类性能最差。由图8可知，不同的固定相位噪声对聚类算法的影响几乎可以忽略不计，因为不同的固定相位噪声不会改变接收到的任一样本点与其对应星座点之间的距离。

在一些示例中，如图9所示，图9(a)中，

图9(b)中，

由图9可知，随着接收信噪比的增加，解调误差概率的值明显减小，即本实施方式的最终性能得到了提高(即接收端30的解调性能得到了提高)。由图8和图9可知，任意两种聚类算法之间的解调误差概率的差距明显大于两者之间的平均归一化互信息的差距，可知系统条件的改变对解调误差概率的影响更大。图9示出了9种聚类算法的解调误差概率随接收信噪比变化波形图，其中，K均值(绝对值距离)聚类算法的解调误差概率最大，即采用K均值(绝对值距离)聚类算法时接收端30的解调性能最差。并且在较高的接收信噪比情况下，使用K均值(绝对值距离)聚类算法的最终性能比普通方案(即未使用本实施方式)的更差，因为在K均值(绝对值距离)聚类算法中出现了一些过度的映射。由图9可知，在固定相位噪声较大的情况下，即

所有聚类算法和普通方案均出现位误差下限。

图10是示出了本公开的示例所涉及的固定相位噪声下平均归一化互信息随相位噪声变化的波形图。图11是示出了本公开的示例所涉及的固定相位噪声下解调误差概率随相位噪声变化的波形图。其中，如图10和图11所示，均采用正交相移键控调制系统，L＝100，m＝1.5。

在一些示例中，如图10所示，图10(a)中，接收信噪比为10dB，图10(b)中，接收信噪比为20dB。由图10可知，平均归一化互信息的值几乎独立于固定相位噪声，但依赖于接收信噪比，与图8的结论相同。图10示出了9种聚类算法的平均归一化互信息随接收信噪比变化波形图，其中，由图10(a)可知，K均值(绝对值距离)聚类算法和凝聚层次聚类(加权)的聚类性能最差。由图10(b)可知，凝聚层次聚类(加权)的聚类性能有所提高，而K均值(绝对值距离)聚类算法的聚类性能最差。

在一些示例中，如图11所示，图11(a)中，接收信噪比为10dB，图11(b)中，接收信噪比为20dB。图11示出了9种聚类算法的解调误差概率随相位噪声变化波形图，由图11可知，随着固定的相位噪声的增加，所有聚类算法的解调误差概率，包括普通方案的解调误差概率的值都在增加，即最终性能随着固定的相位噪声的增加而下降。当相位噪声较大时，各个聚类算法和普通方案的解调误差概率的值收敛到最大值，即0.5。由图11可知，对于固定相位噪声较小的情况，一些聚类算法不如普通方案。对于一个较大的值固定的相位噪声，所有的聚类算法都比普通方案差，这是因为自旋转星座点接近决策区域边缘(如图4中所示)和发生一些过度映射。

图12是示出了本公开的示例所涉及的随机相位噪声下平均归一化互信息随接收信噪比变化的波形图。图13是示出了本公开的示例所涉及的随机相位噪声下解调误差概率随接收信噪比变化的波形图。其中，如图12和图13所示，均采用正交相移键控调制系统，χ＝0.1，B_LT_b＝2，ρ＝1-10^-3，L＝100，m＝1.5。

在一些示例中，如图12所示，图12(a)为不完美的锁相环电路导致的随机相位噪声，其对应的概率密度函数可以由式(2)获得，图12(b)为不完美的信道估计导致的随机相位噪声，其对应的概率密度函数可以由式(3)获得。如图12和图7所示，图12的平均归一化互信息与图7的变化几乎相同。因为平均归一化互信息的值几乎独立于固定相位噪声，但依赖于接收信噪比。

在一些示例中，如图13所示，图13(a)为不完美的锁相环电路导致的随机相位噪声，其对应的概率密度函数可以由式(2)获得，图13(b)为不完美的信道估计导致的随机相位噪声，其对应的概率密度函数可以由式(3)获得。如图13所示，将大的相位噪声和小的相位噪声混合在一起平均求得到解调误差概率，当小相位噪声占主导地位时，所提出的相位噪声补偿方法仍显示出其优越性，如图13(a)所示。然而，当大相位噪声占主导地位时，所有聚类算法和普通方案都会出现位误差下限。

图14是示出了本公开的示例所涉及的基于聚类算法的无线通信系统的相位噪声补偿系统框图。

本公开涉及一种基于聚类算法的无线通信系统的相位噪声补偿系统1。相位噪声补偿系统1包括发射装置50和接收装置60。在本公开中，相位噪声补偿系统1中的发射装置50可以类比上述相位噪声补偿方法中的发射端10，接收装置60可以类比上述相位噪声补偿方法中的接收端30。

在一些示例中，如图6所示，相位噪声补偿系统1可以包括发射装置50和接收装置60。在一些示例中，发射装置50可以向接收装置60发射信号，并被接收装置60接收。

在一些示例中，发射装置50可以基于信道编码、基带调制和射频调制器调制向无线信道发射载波信号，载波信号经过无线信道获得接收信号。发射装置50可以向接收装置60发送信息。具体过程可以参见上述相位噪声补偿方法中的步骤S10。

在一些示例中，接收装置60可以接收接收信号，基于射频解调和锁相环电路从接收信号中获得基带信号，基于基带信号和自动增益控制获得增益基带信号。接收装置60能够接收接收信号并进行处理。具体过程可以参见上述相位噪声补偿方法中的步骤S20。

在一些示例中，接收装置60可以基于聚类模型与增益基带信号获得各个标准星座点和与增益基带信号对应的星座图中的中多个样本点对应的多个聚类以及与各个聚类一一对应的多个聚类中心点。由此，能够获得与增益基带信号对应的星座图中的多个样本点对应的多个聚类、与各个聚类对应的聚类中心点以及各个标准星座点。具体过程可以参见上述相位噪声补偿方法中的步骤S30。

在一些示例中，接收装置60可以基于距离计算模型获得任一聚类中心点与各个标准星座点之间的范数距离，进而从多个标准星座点中选出与该聚类中心点具有最小范数距离的目标星座点。由此，能够获得与各个聚类中心点对应的目标星座点，能够获得各个聚类对应的目标星座点。具体过程可以参见上述相位噪声补偿方法中的步骤S40。

在一些示例中，接收装置60可以基于聚类映射模型将各个聚类对应的样本点的坐标替换到与该聚类对应的目标星座点的坐标来实现相位噪声补偿，进而获得目标接收信号，基于基带解调、信道解码和目标接收信号获得目标信号。由此接收装置60能够较为准确地获得发射装置50发送的信息。具体过程可以参见上述相位噪声补偿方法中的步骤S50。

如上所述，在本公开中，发射装置50基于信道编码、基带调制和射频调制向无线信道发射载波信号，载波信号经过无线信道获得接收信号，接收装置60接收接收信号并从中获得基带信号，基于基带信号和自动增益控制获得增益基带信号，进而基于聚类模型获得各个标准星座点和与增益基带信号对应的星座图中的多个样本点对应的多个聚类以及与各个聚类一一对应的多个聚类中心点，基于距离计算模型获得任一聚类中心点与各个标准星座点之间的范数距离，并将与该聚类中心点的最小范数距离对应的标准星座点标记为目标星座点，进而基于聚类映射模型将各个聚类对应的样本点的坐标替换到与该聚类对应的目标星座点的坐标来实现相位噪声补偿，进而获得目标接收信号，接收装置60基于基带解调、信道解码和目标接收信号获得目标信号。由此，接收装置60能够对产生的相位噪声进行补偿，能够较为准确地获得发射装置50发送的信息。

虽然以上结合附图和实施例对本公开进行了具体说明，但是可以理解，上述说明不以任何形式限制本公开。本领域技术人员在不偏离本公开的实质精神和范围的情况下可以根据需要对本公开进行变形和变化，这些变形和变化均落入本公开的范围内。

Claims (10)

1.一种基于聚类算法的无线通信系统的相位噪声补偿方法，是具有发射端和接收端的无线通信系统的相位噪声补偿方法，其特征在于，

包括：

所述发射端基于信道编码、基带调制和射频调制向无线信道发射载波信号，所述载波信号经过所述无线信道获得接收信号；

所述接收端接收所述接收信号，基于射频解调和锁相环电路从所述接收信号中获得基带信号，基于所述基带信号和自动增益控制获得增益基带信号，所述接收端基于聚类模型与所述增益基带信号获得多个标准星座点和与所述增益基带信号对应的星座图中的多个样本点对应的多个聚类以及与各个聚类一一对应的多个聚类中心点，进而基于距离计算模型获得任一聚类中心点与各个标准星座点之间的范数距离，进而从所述多个标准星座点中选出与该聚类中心点具有最小范数距离的目标星座点，基于聚类映射模型将所述各个聚类对应的样本点的坐标替换到与该聚类对应的目标星座点的坐标来实现相位噪声补偿，进而获得目标接收信号，基于基带解调、信道解码和所述目标接收信号获得目标信号。

2.根据权利要求1所述的相位噪声补偿方法，其特征在于：

所述无线通信系统的调制阶数被所述接收端已知，所述多个聚类的数量与所述调制阶数相同。

3.根据权利要求1所述的相位噪声补偿方法，其特征在于：

所述目标接收信号由各个聚类中心点对应的坐标均转换为各自对应的目标星座点的坐标后获得。

4.根据权利要求1所述的相位噪声补偿方法，其特征在于：

第i个聚类中心点与第j个标准星座点的范数距离满足：d_ij＝||C_i-S_j||²,i＝1,...,M,j＝1,...,M，其中，C_i为第i个聚类中心点，S_j为第j个标准星座点，M为多进制频移键控系统的调制阶数。

5.根据权利要求1所述的相位噪声补偿方法，其特征在于：

所述聚类模型采用K均值聚类算法、K中心点聚类算法和凝聚层次聚类算法中的一种。

6.一种基于聚类算法的无线通信系统的相位噪声补偿系统，是具有发射装置和接收装置的无线通信系统的相位噪声补偿系统，其特征在于，

包括：

所述发射装置基于信道编码、基带调制和射频调制器调制向无线信道发射载波信号，所述载波信号经过所述无线信道获得接收信号；

所述接收装置接收所述接收信号，基于射频解调和锁相环电路从所述接收信号中获得基带信号，基于所述基带信号和自动增益控制获得增益基带信号，所述接收装置基于聚类模型与所述增益基带信号获得多个标准星座点和与所述增益基带信号对应的星座图中的中多个样本点对应的多个聚类以及与各个聚类一一对应的多个聚类中心点，进而基于距离计算模型获得任一聚类中心点与各个标准星座点之间的范数距离，进而从所述多个标准星座点中选出与该聚类中心点具有最小范数距离的目标星座点，基于聚类映射模型将所述各个聚类对应的样本点的坐标替换到与该聚类对应的目标星座点的坐标来实现相位噪声补偿，进而获得目标接收信号，基于基带解调、信道解码和所述目标接收信号获得目标信号。

7.根据权利要求6所述的相位噪声补偿系统，其特征在于：

所述无线通信系统的调制阶数被所述接收装置已知，所述多个聚类的数量与所述调制阶数相同。

8.根据权利要求6所述的相位噪声补偿系统，其特征在于：

所述目标接收信号由各个聚类中心点对应的坐标均转换为各自对应的目标星座点的坐标后获得。

9.根据权利要求6所述的相位噪声补偿系统，其特征在于：

第i个聚类中心点与第j个标准星座点的范数距离满足：d_ij＝||C_i-S_j||²,i＝1,...,M,j＝1,...,M，其中，C_i为第i个聚类中心点，S_j为第j个标准星座点，M为多进制频移键控系统的调制阶数。

10.根据权利要求6所述的相位噪声补偿系统，其特征在于：

所述聚类模型采用K均值聚类算法、K中心点聚类算法和凝聚层次聚类算法中的一种。

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