CN111147002B - 一种基于双向无线电能传输的矩阵式电机驱动系统 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种基于双向无线电能传输的矩阵式电机驱动系统,在该系统中，能量传输方式采用耦合线圈型无线电能传输，信号传输方式采用无线通信技术。利用直接式矩阵变换器实现高频交流到低频交流的一步式功率变换，不仅去除了故障率高的直流母线电容，也减少了功率变换级数，极大地提高了可靠性和功率密度。通过车体内和车轮内变换器的协调控制实现双向功率传输能力，使制动能量回馈到电池侧，提高了能量利用效率。所设计的基于双向无线电能传输的矩阵式电机驱动系统，其应用范围不仅限于轮毂电机，对于具有无线化需求的特殊工业应用，例如机器人的关节驱动电机，也具有重要的参考价值。

Description

一种基于双向无线电能传输的矩阵式电机驱动系统
技术领域
本发明涉及一种驱动系统，具体涉及一种基于双向无线电能传输的矩阵式电机驱动系统，属于矩阵式电机驱动系统技术领域。
背景技术
轮毂电机(IWM)作为一种新型的电动汽车驱动电机，在轮毂内复合了电机、变速器、电气电路。相比于传统电动汽车在车体内安装电机的结构，轮毂电机省略了离合器、变速器、传动轴和机械差速器等结构，因此增加了车内利用面积、提高了机械传动效率。而且，轮毂电机使驱动汽车各个车轮的转矩能够实现直接独立控制，能够显著减小转向半径，增加汽车行驶轨迹控制的灵活性。更具有优势的是，利用各车轮的电气制动，回馈的能量可以给汽车电池充电，提高了能量的利用率。基于上述原因，对轮毂电机的研究已是新能源汽车领域的热点。
目前，在轮毂电机驱动系统中，电池与电力电子变换装置一般安装在车体里，利用线缆与车轮内的轮毂电机交换能量和控制信号。由于汽车行驶时的机械震动与摩擦，这部分电缆容易出现断路故障，需要经常维护。为了避免此类故障的频发，日本东京大学的研究人员设计了一种基于双向无线电能传输的电机驱动样机(样机框架参考下图6)。它将基于电缆的有线电能传输替换成基于耦合线圈的无线电能传输，同时通过无线通信来实现信号交流。这种系统具有高可靠性、高效率、转矩可控性好、允许能量回馈的优点。然而，车轮部分的控制系统包含有直流储能电容和整流-逆变的两级式功率变换器，尚有改进的空间：直流储能电容作为功率变换器稳定性最差的部件，长期处于车轮内高温、震动的工况中、极易发生故障；轻便性也是有待改进的指标，两级式的功率变换结构和直流储能电容使系统集成度不高，会使车轮本就有限的空间更加局促，也增加了电机驱动系统的重量，从而会增加车轮簧下质量和轮毂的转动惯性，最终降低车轮操控的灵活性。
发明内容
本发明正是针对现有技术中存在的问题，提供一种基于双向无线电能传输的矩阵式电机驱动系统，本发明的目的是解决现有轮毂电机驱动系统功率转化级数多、功率密度低、轻便性不足、电缆和直流母线电容导致的运行不可靠的问题。
为了实现上述目的，本发明的技术方案如下，一种基于双向无线电能传输的矩阵式电机驱动系统，其特征在于，所述驱动系统包括：
汽车电池(1.1)、全桥变换器(1.2)、副边无线充电系统的LCC补偿网络(1.3)、副边无线充电线圈(1.4)、原边无线充电线圈(1.5)、原边无线充电系统的LCC补偿网络(1.6)、三相-单相矩阵变换器(1.7)、三相电容滤波器(1.9)、永磁同步电机(1.8)；所述汽车电池(1.1)与全桥变换器(1.2)相连接；所述全桥变换器(1.2)与副边无线充电系统的LCC补偿网络(1.3)相连接；所述副边无线充电系统的LCC补偿网络(1.3)与副边无线充电线圈(1.4)相连接；所述副边无线充电线圈(1.4)对于原边无线充电线圈(1.5)，通过耦合磁场传递能量；所述原边无线充电线圈(1.5)与原边无线充电系统的LCC补偿网络(1.6)相连接；所述原边无线充电系统的LCC补偿网络(1.6)与三相-单相矩阵变换器(1.7)的单相交流输出接口(1、2)相连接；三相电容滤波器(1.9)的一端彼此连接，形成公共中性点，另一端分别与所述三相-单相矩阵变换器(1.7)的三相桥臂中心点(3、4、5)相连接；永磁同步电机(1.8)与三相电容滤波器(1.9)并联，永磁同步电机(1.8)的定子侧三相接口与所述三相-单相矩阵变换器(1.7)的三相桥臂中心点(3、4、5)相连接；永磁同步电机(1.8)的中性点与所述三相电容滤波器(1.9)的中性点同电位；所述基于双向无线电能传输系统的矩阵式电机驱动系统的功率方向与功率大小由三相-单相矩阵变换器(1.7)和全桥变换器(1.2)的控制模块决定，三相-单相矩阵变换器(1.7)由原边控制器(1.11)控制，全桥变换器(1.2)由副边控制器(1.10)控制。
作为本发明的一种改进，系统参数满足以下条件：
1)原副边LCC补偿网络各参数满足以下条件：
Figure GDA0003161396520000021
其中，ω是补偿网络的谐振频率和原副边变换器的开关频率，Lpi是原边输入补偿电感，Lsi是副边输入补偿电感，Cpi是原边并联补偿电容，Csi是副边并联补偿电容。Lpe是原边线圈等效自感，Lpe＝Lpi＝Lp-1/(ω2Cpt)，其数值等于原边线圈自感Lp和原边自感削弱电容Cpt的串联等效电感值；Lse是副边线圈等效自感，Lse＝Lsi＝Ls-1/(ω2Cst)，其数值等于副边线圈自感Ls和副边自感削弱电容Cst的串联等效电感值；
2)当以上条件都满足时，由三相-单相矩阵变换器(1.7)传递给全桥变换器(1.2)的传输功率表示为P＝MVpi.rms.ωVsi.rms.ωsin(θ)/(ωLpiLsi)，三相-单相矩阵变换器(1.7)对原边LCC补偿网络(1.6)输出电流有效值表示为Ipi.rms.ω＝MVsi.rms.ω/(ωLpiLsi)，以上公式中M是线圈互感，Vpi.rms.ω是三相-单相矩阵变换器(1.7)输出的原边激励电压基波有效值，Vsi.rms.ω是全桥变换器(1.2)输出的副边激励电压基波有效值，θ是原边激励电压基波vpi.ω超前于副边激励电压基波vsi.ω的相角；
3)为了消除两侧变换器的无功电流，vpi.ω超前于vsi..ω的相角θ取90°或者-90°，当θ＝90°时，功率由电机(1.8)传递给汽车电池(1.1)；当θ＝-90°时，功率由汽车电池(1.1)传递给电机(1.8)。
作为本发明的一种改进，功率方向控制的方式包括以下过程：
1)所述原副边激励电压vpi和vsi的电压极性分别由原副边激励电压翻转信号S、Sdelay控制。原边激励电压翻转信号S与原边激励电压vpi的关系是：S是50％占空比的脉冲信号；S的上升沿时刻，三相-单相矩阵变换器(1.7)执行正相电流空间矢量调制，输出由正电平和零电平组成的阶梯电压vpi；S的下降沿时刻，三相-单相矩阵变换器(1.7)执行反相空间矢量调制，输出由负电平和零电平组成的阶梯电压vpi；副边激励电压翻转信号Sdelay与副边激励电压vsi的关系是：Sdelay是50％占空比的脉冲信号；Sdelay的上升沿时刻，全桥变换器(1.2)输出由正电平和零电平组成的阶梯电压vsi；Sdelay的下降沿时刻，全桥变换器(1.2)输出由负电平和零电平组成的阶梯电压vsi，副边激励电压vsi的零电平在一个开关周期内持续角等于αrad；
2)所述vpi和vsi的基波vpi.ω和vsi.ω分别与S和Sdelay同步，以一个开关周期(0，Ts)为例(其他周期同理)，原边激励电压翻转信号S的上升沿超前于原边激励电压基波vpi.ω正峰值的时间近似为0.25Ts-0.5T0，副边激励电压翻转信号Sdelay的上升沿超前于副边激励电压基波vsi.ω正峰值的时间是0.25Ts；
3)所述原副边激励电压翻转信号S和Sdelay，当两者保持固定的相位差时，原副边激励电压基波vpi.ω和vsi.ω亦能保持固定的相位差θ，当功率由电机(1.8)传递给汽车电池(1.1)，需要vpi.ω超前于vsi.ω的相角θ＝90°，令电压翻转信号延迟时间Tdelay，即S超前于Sdelay的时间，是即0.25Ts-0.5T0可满足上述要求；当功率由汽车电池(1.1)传递给电机(1.8)，需要vpi.ω超前于vsi.ω的相角θ＝-90°，令电压翻转信号延迟时间Tdelay是0.75Ts-0.5T0即可满足上述要求；
4)所述电压翻转信号延迟时间Tdelay和vpi.ω超前于vsi.ω的相角θ是功率方向的控制参数，都由功率方向设定位Shift确定。当Shift＝1时，对应能量回馈制动工况，功率由电机(1.8)传递给汽车电池(1.1)；当Shift＝0时，对应电机驱动工况，功率由汽车电池(1.1)传递给电机(1.8)。
作为本发明的一种改进，所述的原边控制器(1.11)和副边控制器(1.10)，其通信方法包括以下步骤：
1)在副边控制器(1.10)设定功率方向，令副边控制器(1.10)利用无线通信模块(3.1)将功率方向设定位Shift传递给原边控制器(1.11)；
2)在原边控制器(1.11)产生原边激励电压翻转信号S、开关周期Ts、电流空间矢量调制的零矢量作用时间T0、副边激励电压零电平持续角α，令原边控制器(1.11)利用无线通信模块(3.1)将上述量，传递给副边控制器(1.10)。
作为本发明的一种改进，所述三相-单相矩阵变换器的(1.7)的原边控制器(1.11)，其采用的控制方法包括以下步骤：
1)永磁同步电机(1.8)的转子位置经编码器(4.1)，得到转子磁链位置角θr；转速计算模块(4.2)使用转子磁链角θr得到电机电角速度ωr；
2)根据转子磁链角θr(亦是d轴超前于a相轴的电角度)，三相电容滤波器(1.9)的三相端点电压UABC通过电压坐标系统转化模块(4.6)进行三相静止坐标到两相旋转坐标(abc/dq)的坐标变化，得到dq坐标系统下表示的电容电压分量udq；电容电流计算模块(4.7)根据电容电压分量udq和电机电角速度ωr得到在dq坐标系统下表示的电容电流分量幅值Icd,Icq；
3)工况选择器(4.3)根据功率方向设定位Shift输出原边功率方向控制因子kdir：当Shift＝1，对应能量回馈制动工况，工况选择器(4.3)输出kdir＝-1；当Shift＝0，对应电机驱动工况，工况选择器(4.3)输出kdir＝1；
4)利用减法器(4.4)使参考电机电角速度ωr_ref减去电机电角速度ωr，得到电机电角速度误差ωr_error，ωr_error与原边功率方向控制因子kdir经乘法器(4.5)相乘得到校正电机电角速度误差
Figure GDA0003161396520000041
5)电容电流分量幅值Icd,Icq与原边功率方向控制因子kdir经乘法器(4.8)相乘得到校正电容电流分量幅值
Figure GDA0003161396520000042
6)校正电机电角速度误差
Figure GDA0003161396520000043
经转速闭环控制器一(4.9)生成定子电流q轴分量参考幅值Iqs_ref，利用加法器(4.10)使定子电流q轴分量参考值Iqs_ref加上校正电容q轴电流分量幅值
Figure GDA0003161396520000044
得到三相-单相矩阵变换器(1.7)的三相端口的q轴电流参考幅值Iq_ref；
7)永磁同步电机采用磁场定向控制，因此定子电流d轴分量参考幅值Ids_ref设定为0，利用加法器(4.14)使定子电流d轴参考幅值Ids_ref加上校正电容d轴电流分量幅值
Figure GDA0003161396520000045
得到三相-单相矩阵变换器(1.7)的三相端口的d轴电流参考幅值Id ref；
8)Id_ref和Iq_ref输入进极坐标转换模块(4.11)，生成综合电流矢量幅值Iref和综合电流矢量iref超前于d轴的相角θal，θal与转子磁链角θr相加得到三相-单相矩阵变换器(1.7)的开关脉冲相角θsec；
9)利用乘法器(4.12)得到综合电流矢量幅值Iref和空间矢量调制度倒数1/m的乘积，该乘积亦是三相-单相矩阵变换器(1.7)两相端口的输出电流Ipi的非精确参考有效值
Figure GDA0003161396520000046
空间矢量调制度m设定为定值0.9；
10)电流空间矢量调制型脉冲发生模块(4.13)依据空间矢量调制度m、开关脉冲相角θsec、原边激励电压翻转信号S，生成三相-单相矩阵变换器(1.7)的十二路开关脉冲S1～S12，以及零矢量作用时间T0；
11)校正电机电角速度误差
Figure GDA0003161396520000051
经转速闭环控制器二(4.16)生成电流修正系数kcor；三相-单相矩阵变换器(1.7)两相端口的输出电流非精确参考有效值
Figure GDA0003161396520000052
与电流修正系数kcor通过乘法器(4.17)，生成了三相-单相矩阵变换器(1.7)两相端口的输出电流精确参考值Ipi_ref；
12)根据权利要求2所述Ipi.rms.ω与Vsi.rms.ω的比例关系，三相-单相矩阵变换器(1.7)两相端口的输出电流精确参考值Ipi_ref与ωLpiLsi/M通过乘法器(4.18)，产生副边激励电压基波有效值参考量vsi.rms.ω.ref；
13)利用转换函数(4.19)将副边激励电压基波有效值参考量vsi.rms.ω.ref转换成副边激励电压零电平持续角α。
作为本发明的一种改进，全桥变换器(1.2)的副边控制器(1.10)，其采用的控制方法包括以下步骤：
1)工况选择器(5.2)根据功率方向设定位Shift(5.1)对两路时间信号进行选择输出：当Shift＝1，对应能量回馈制动工况，设定功率方向为电机(1.8)到汽车电池(1.1)，工况选择器(5.2)输出四分之一开关周期0.25Ts；当Shift＝0，对应电机驱动工况，设定功率方向为汽车电池(1.1)到电机(1.8)，工况选择器(5.2)输出四分之三开关周期0.75Ts。工况选择器输出时间信号通过减法器(5.3)，减去半个零矢量作用时间0.5T0得到延迟时间Tdelay；
2)原边激励电压翻转信号S，经信号延迟模块(5.4)，延迟Tdelay的时间后生成副边激励电压翻转信号Sdelay；
3)全桥变换器(1.2)的开关脉冲信号Q1等于副边激励电压翻转信号Sdelay；开关脉冲信号Q4由Sdelay经过延迟模块(5.6)延迟αrad后生成；开关脉冲Q2由Sdelay经过反相器(5.5)生成；开关脉冲Q3由反相后的Sdelay(5.5)经过延迟模块(5.7)延迟αrad后生成。
本发明设计的一种新型的基于双向无线电能传输的矩阵式电机驱动系统。在车轮侧，利用直接式矩阵变换器的一步式的低频交流到高频交流的功率转换替代了原来的两级式功率转换，并且去除了直流母线电容，极大地提高了可靠性和功率密度。选择功率密度高、体积小、重量轻、结构简单的永磁同步电机作为本系统的轮毂电机，满足轮毂电机轻便性的需求。通过车体内和车轮内变换器的协调控制实现双向功率传输能力，使制动能量回馈到电池侧，提高了能量利用效率。总而言之，所设计的系统继承了已有轮毂电机驱动系统的高效率、转矩可控性好、允许能量回馈的优点，在可靠性、体积、重量这些指标上进行了进一步的优化。更重要的是，所设计的系统的应用范围不限于轮毂电机，对于具有无线化需求的特殊工业应用，例如机器人的关节驱动电机，也具有重要的科学意义和实际应用价值。
相对于现有技术，本发明的优点如下：
(1)能量传输方式采用耦合线圈型无线电能传输，信号传输方式采用无线通信技术，避免传统的轮毂电机驱动系统的频发的电缆断路故障。
(2)利用直接式矩阵变换器实现低频交流到高频交流的一步式功率变换，不仅去除了故障率高的直流母线电容，也减少了功率变换级数，极大地提高了可靠性和功率密度。
(3)选择功率密度高、体积小、重量轻、结构简单的永磁同步电机作为轮毂电机，满足轮毂电机轻便性设计的需求。
(4)通过车体内和车轮内变换器的协调控制实现双向功率传输能力，使制动能量回馈到电池侧，提高了能量利用效率。
附图说明
图1为基于双向无线电能传输系统的矩阵式电机驱动系统的结构示意图。
图2为功率方向控制的实施方式。
图3为原边控制器和副边控制器的通信方法。
图4为三相-单相矩阵变换器的原边控制器的控制方法。
图5为全桥变换器的副边控制器的控制方法。
图6为现有技术结构示意图。
具体实施方式：
为了加深对本发明的理解，下面结合附图对本实施例做详细的说明。
实施例1：参见图1，一种基于双向无线电能传输系统的矩阵式电机驱动系统，包括：汽车电池(1.1)、全桥变换器(1.2)、副边无线充电系统的LCC补偿网络(1.3)、副边无线充电线圈(1.4)、原边无线充电线圈(1.5)、原边无线充电系统的LCC补偿网络(1.6)、三相-单相矩阵变换器(1.7)、单相交流输出接口(1、2)、三相电容滤波器(1.9)、永磁同步电机(1.8)，其中：
汽车电池(1.1)与全桥变换器(1.2)相连接；
所述全桥变换器(1.2)与副边无线充电系统的LCC补偿网络(1.3)相连接；
所述副边无线充电系统的LCC补偿网络(1.3)与副边无线充电线圈(1.4)相连接；
所述副边无线充电线圈(1.4)对于原边无线充电线圈(1.5)，通过耦合磁场传递能量；
所述原边无线充电线圈(1.5)与原边无线充电系统的LCC补偿网络(1.6)相连接；
所述原边无线充电系统的LCC补偿网络(1.6)与三相-单相矩阵变换器(1.7)的单相交流输出接口(1、2)相连接；
三相电容滤波器(1.9)的一端彼此连接，形成公共中性点，另一端分别与所述三相-单相矩阵变换器(1.7)的三相桥臂中心点(3、4、5)相连接；
永磁同步电机(1.8)与所述三相电容滤波器(1.9)是并联关系：永磁同步电机(1.8)的定子侧三相接口与所述三相-单相矩阵变换器(1.7)的三相桥臂中心点(3、4、5)相连接；永磁同步电机(1.8)的中性点与所述三相电容滤波器(1.9)的中性点同电位；
所述基于双向无线电能传输系统的矩阵式电机驱动系统的功率方向与功率大小由三相-单相矩阵变换器(1.7)和全桥变换器(1.2)的控制模块决定，三相-单相矩阵变换器(1.7)由原边控制器(1.11)控制，全桥变换器(1.2)由副边控制器(1.10)控制。
如图1所示，所述基于双向无线电能传输系统的矩阵式电机驱动系统，其系统参数满足以下条件：
1)原副边LCC补偿网络各参数满足以下条件：
Figure GDA0003161396520000071
其中，ω是补偿网络的谐振频率和原副边变换器的开关频率，Lpi是原边输入补偿电感，Lsi是副边输入补偿电感，Cpi是原边并联补偿电容，Csi是副边并联补偿电容。Lpe是原边线圈等效自感，Lpe＝Lpi＝Lp-1/(ω2Cpt)，其数值等于原边线圈自感Lp和原边自感削弱电容Cpt的串联等效电感值；Lse是副边线圈等效自感，Lse＝Lsi＝Ls-1/(ω2Cst)，其数值等于副边线圈自感Ls和副边自感削弱电容Cst的串联等效电感值；
2)当以上条件都满足时，由三相-单相矩阵变换器(1.7)传递给全桥变换器(1.2)的传输功率表示为P＝MVpi.rms.ωVsi.rms.ωsin(θ)/(ωLpiLsi)，三相-单相矩阵变换器(1.7)对原边LCC补偿网络(1.6)输出电流有效值表示为Ipi.rms.ω＝MVsi.rms.ω/(ωLpiLsi)，以上公式中M是线圈互感，Vpi.rms.ω是三相-单相矩阵变换器(1.7)输出的原边激励电压基波有效值，Vsi.rms.ω是全桥变换器(1.2)输出的副边激励电压基波有效值，θ是原边激励电压基波vpi.ω超前于副边激励电压基波vsi.ω的相角；
3)为了消除两侧变换器的无功电流，vpi.ω超前于vsi..ω的相角θ取90°或者-90°。当θ＝90°时，功率由电机(1.8)传递给汽车电池(1.1)；当θ＝-90°时，功率由汽车电池(1.1)传递给电机(1.8)。
如图2所示，所述基于双向无线电能传输系统的矩阵式电机驱动系统，其功率方向控制的实施方式包括以下过程：
1)所述原副边激励电压vpi和vsi的电压极性分别由原副边激励电压翻转信号S、Sdelay控制。原边激励电压翻转信号S与原边激励电压vpi的关系是：S是50％占空比的脉冲信号；S的上升沿时刻，三相-单相矩阵变换器(1.7)执行正相电流空间矢量调制，输出由正电平和零电平组成的阶梯电压vpi；S的下降沿时刻，三相-单相矩阵变换器(1.7)执行反相空间矢量调制，输出由负电平和零电平组成的阶梯电压vpi；副边激励电压翻转信号Sdelay与副边激励电压vsi的关系是：Sdelay是50％占空比的脉冲信号；Sdelay的上升沿时刻，全桥变换器(1.2)输出由正电平和零电平组成的阶梯电压vsi；Sdelay的下降沿时刻，全桥变换器(1.2)输出由负电平和零电平组成的阶梯电压vsi，副边激励电压vsi的零电平在一个开关周期内持续角等于αrad；
2)所述vpi和vsi的基波vpi.ω和vsi.ω分别与S和Sdelay同步。以一个开关周期(0，Ts)为例(其他周期同理)，原边激励电压翻转信号S的上升沿超前于原边激励电压基波vpi.ω正峰值的时间近似为0.25Ts-0.5T0，副边激励电压翻转信号Sdelay的上升沿超前于副边激励电压基波vsi.ω正峰值的时间是0.25Ts；
3)所述原副边激励电压翻转信号S和Sdelay，当两者保持固定的相位差时，原副边激励电压基波vpi.ω和vsi.ω亦能保持固定的相位差θ。当功率由电机(1.8)传递给汽车电池(1.1)，需要vpi.ω超前于vsi.ω的相角θ＝90°，令电压翻转信号延迟时间Tdelay，即S超前于Sdelay的时间，是即0.25Ts-0.5T0可满足上述要求；当功率由汽车电池(1.1)传递给电机(1.8)，需要vpi.ω超前于vsi.ω的相角θ＝-90°，令电压翻转信号延迟时间Tdelay是0.75Ts-0.5T0即可满足上述要求；
4)所述电压翻转信号延迟时间Tdelay和vpi.ω超前于vsi.ω的相角θ是功率方向的控制参数，都由功率方向设定位Shift确定。当Shift＝1时，对应能量回馈制动工况，功率由电机(1.8)传递给汽车电池(1.1)；当Shift＝0时，对应电机驱动工况，功率由汽车电池(1.1)传递给电机(1.8)。
如图3所示，所述原边控制器(1.11)和副边控制器(1.10)，其通信方法包括以下步骤：
1)在副边控制器(1.10)设定功率方向，令副边控制器(1.10)利用无线通信模块(3.1)将功率方向设定位Shift传递给原边控制器(1.11)；
2)在原边控制器(1.11)产生原边激励电压翻转信号S、开关周期Ts、电流空间矢量调制的零矢量作用时间T0、副边激励电压零电平持续角α，令原边控制器(1.11)利用无线通信模块(3.1)将上述量，传递给副边控制器(1.10)。
如图4所示，所述三相-单相矩阵变换器的原边控制器，其采用的控制方法包括以下步骤：
1)永磁同步电机(1.8)的转子位置经编码器(4.1)，得到转子磁链位置角θr；转速计算模块(4.2)使用转子磁链角θr得到电机电角速度ωr；
2)根据转子磁链角θr(亦是d轴超前于a相轴的电角度)，三相电容滤波器(1.9)的三相端点电压UABC通过电压坐标系统转化模块(4.6)进行三相静止坐标到两相旋转坐标(abc/dq)的坐标变化，得到dq坐标系统下表示的电容电压分量udq；电容电流计算模块(4.7)根据电容电压分量udq和电机电角速度ωr得到在dq坐标系统下表示的电容电流分量幅值Icd,Icq；
3)工况选择器(4.3)根据功率方向设定位Shift输出原边功率方向控制因子kdir：当Shift＝1，对应能量回馈制动工况，工况选择器(4.3)输出kdir＝-1；当Shift＝0，对应电机驱动工况，工况选择器(4.3)输出kdir＝1；
4)利用减法器(4.4)使参考电机电角速度ωr_ref减去电机电角速度ωr，得到电机电角速度误差ωr_error，ωr_error与原边功率方向控制因子kdir经乘法器(4.5)相乘得到校正电机电角速度误差
Figure GDA0003161396520000091
5)电容电流分量幅值Icd,Icq与原边功率方向控制因子kdir经乘法器(4.8)相乘得到校正电容电流分量幅值
Figure GDA0003161396520000092
6)校正电机电角速度误差
Figure GDA0003161396520000093
经转速闭环控制器一(4.9)生成定子电流q轴分量参考幅值Iqs_ref，利用加法器(4.10)使定子电流q轴分量参考值Iqs_ref加上校正电容q轴电流分量幅值
Figure GDA0003161396520000094
得到三相-单相矩阵变换器(1.7)的三相端口的q轴电流参考幅值Iq_ref；
7)永磁同步电机采用磁场定向控制，因此定子电流d轴分量参考幅值Ids_ref设定为0，利用加法器(4.14)使定子电流d轴参考幅值Ids_ref加上校正电容d轴电流分量幅值
Figure GDA0003161396520000095
得到三相-单相矩阵变换器(1.7)的三相端口的d轴电流参考幅值Id ref；
8)Id_ref和Iq_ref输入进极坐标转换模块(4.11)，生成综合电流矢量幅值Iref和综合电流矢量iref超前于d轴的相角θal，θal与转子磁链角θr相加得到三相-单相矩阵变换器(1.7)的开关脉冲相角θsec；
9)利用乘法器(4.12)得到综合电流矢量幅值Iref和空间矢量调制度倒数1/m的乘积，该乘积亦是三相-单相矩阵变换器(1.7)两相端口的输出电流Ipi的非精确参考有效值
Figure GDA0003161396520000096
空间矢量调制度m设定为定值0.9；
10)电流空间矢量调制型脉冲发生模块(4.13)依据空间矢量调制度m、开关脉冲相角θsec、原边激励电压翻转信号S，生成三相-单相矩阵变换器(1.7)的十二路开关脉冲S1～S12，以及零矢量作用时间T0；
11)校正电机电角速度误差
Figure GDA0003161396520000097
经转速闭环控制器二(4.16)生成电流修正系数kcor；三相-单相矩阵变换器(1.7)两相端口的输出电流非精确参考有效值
Figure GDA0003161396520000098
与电流修正系数kcor通过乘法器(4.17)，生成了三相-单相矩阵变换器(1.7)两相端口的输出电流精确参考值Ipi_ref；
12)根据权利要求2所述Ipi.rms.ω与Vpi.rms.ω的比例关系，三相-单相矩阵变换器(1.7)两相端口的输出电流精确参考值Ipi_ref与ωLpiLsi/M通过乘法器(4.18)，产生副边激励电压基波有效值参考量vsi.rms.ω.ref；
13)利用转换函数(4.19)将副边激励电压基波有效值参考量vsi.rms.ω.ref转换成副边激励电压零电平持续角α。
如图5所示，所述全桥变换器(1.2)的副边控制器(1.10)，其采用的控制方法包括以下步骤：
1)工况选择器(5.2)根据功率方向设定位Shift(5.1)对两路时间信号进行选择输出：当Shift＝1，对应能量回馈制动工况，设定功率方向为电机(1.8)到汽车电池(1.1)，工况选择器(5.2)输出四分之一开关周期0.25Ts；当Shift＝0，对应电机驱动工况，设定功率方向为汽车电池(1.1)到电机(1.8)，工况选择器(5.2)输出四分之三开关周期0.75Ts。工况选择器输出时间信号通过减法器(5.3)，减去半个零矢量作用时间0.5T0得到延迟时间Tdelay；
2)原边激励电压翻转信号S，经信号延迟模块(5.4)，延迟Tdelay的时间后生成副边激励电压翻转信号Sdelay；
3)全桥变换器(1.2)的开关脉冲信号Q1等于副边激励电压翻转信号Sdelay；开关脉冲信号Q4由Sdelay经过延迟模块(5.6)延迟αrad后生成；开关脉冲Q2由Sdelay经过反相器(5.5)生成；开关脉冲Q3由反相后的Sdelay(5.5)经过延迟模块(5.7)延迟αrad后生成。
需要说明的是上述实施例，并非用来限定本发明的保护范围，在上述技术方案的基础上所作出的等同变换或替代均落入本发明权利要求所保护的范围。

Claims (4)

1.一种基于双向无线电能传输的矩阵式电机驱动系统，其特征在于，所述驱动系统包括：
汽车电池(1.1)、全桥变换器(1.2)、副边无线充电系统的LCC补偿网络(1.3)、副边无线充电线圈(1.4)、原边无线充电线圈(1.5)、原边无线充电系统的LCC补偿网络(1.6)、三相-单相矩阵变换器(1.7)、三相电容滤波器(1.9)、永磁同步电机(1.8)；所述汽车电池(1.1)与全桥变换器(1.2)相连接；所述全桥变换器(1.2)与副边无线充电系统的LCC补偿网络(1.3)相连接；所述副边无线充电系统的LCC补偿网络(1.3)与副边无线充电线圈(1.4)相连接；所述副边无线充电线圈(1.4)对于原边无线充电线圈(1.5)，通过耦合磁场传递能量；所述原边无线充电线圈(1.5)与原边无线充电系统的LCC补偿网络(1.6)相连接；所述原边无线充电系统的LCC补偿网络(1.6)与三相-单相矩阵变换器(1.7)的单相交流输出接口(1、2)相连接；三相电容滤波器(1.9)的一端彼此连接，形成公共中性点，另一端分别与所述三相-单相矩阵变换器(1.7)的三相桥臂中心点(3、4、5)相连接；永磁同步电机(1.8)与三相电容滤波器(1.9)并联，永磁同步电机(1.8)的定子侧三相接口与所述三相-单相矩阵变换器(1.7)的三相桥臂中心点(3、4、5)相连接；永磁同步电机(1.8)的中性点与所述三相电容滤波器(1.9)的中性点同电位；所述基于双向无线电能传输系统的矩阵式电机驱动系统的功率方向与功率大小由三相-单相矩阵变换器(1.7)和全桥变换器(1.2)的控制模块决定，三相-单相矩阵变换器(1.7)由原边控制器(1.11)控制，全桥变换器(1.2)由副边控制器(1.10)控制；
系统参数满足以下条件：
1)原副边LCC补偿网络各参数满足以下条件：
Figure FDA0003172137160000011
其中，ω是补偿网络的谐振频率和原副边变换器的开关频率，Lpi是原边输入补偿电感，Lsi是副边输入补偿电感，Cpi是原边并联补偿电容，Csi是副边并联补偿电容，Lpe是原边线圈等效自感，Lpe＝Lpi＝Lp-1/(ω2Cpt)，其数值等于原边线圈自感Lp和原边自感削弱电容Cpt的串联等效电感值；Lse是副边线圈等效自感，Lse＝Lsi＝Ls-1/(ω2Cst)，其数值等于副边线圈自感Ls和副边自感削弱电容Cst的串联等效电感值；
2)当以上条件都满足时，由三相-单相矩阵变换器(1.7)传递给全桥变换器(1.2)的传输功率表示为P＝MVpi.rmsωVsirms.ωsin(θ)/(ωLpiLsi)，三相-单相矩阵变换器(1.7)对原边LCC补偿网络(1.6)输出电流有效值表示为Ipi.rms.ω＝MVsi.rms.ω/(ωLpiLsi)，以上公式中M是线圈互感，Vpi.rms.ω是三相-单相矩阵变换器(1.7)输出的原边激励电压基波有效值，Vsi.rms.ω是全桥变换器(1.2)输出的副边激励电压基波有效值，θ是原边激励电压基波vpi.ω超前于副边激励电压基波vsi.ω的相角；
3)为了消除两侧变换器的无功电流，vpi.ω超前于vsi.ω的相角θ取90°或者-90°，当θ＝90°时，功率由电机(1.8)传递给汽车电池(1.1)；当θ＝-90°时，功率由汽车电池(1.1)传递给电机(1.8)；
功率方向控制的方式包括以下过程：
1)原副边激励电压vpi和vsi的电压极性分别由原副边激励电压翻转信号S、Sdelay控制，原边激励电压翻转信号S与原边激励电压vpi的关系是：S是50％占空比的脉冲信号；S的上升沿时刻，三相-单相矩阵变换器(1.7)执行正相电流空间矢量调制，输出由正电平和零电平组成的阶梯电压vpi；S的下降沿时刻，三相-单相矩阵变换器(1.7)执行反相空间矢量调制，输出由负电平和零电平组成的阶梯电压vpi；副边激励电压翻转信号Sdelay与副边激励电压vsi的关系是：Sdelay是50％占空比的脉冲信号；Sdelay的上升沿时刻，全桥变换器(1.2)输出由正电平和零电平组成的阶梯电压vsi；Sdelay的下降沿时刻，全桥变换器(1.2)输出由负电平和零电平组成的阶梯电压vsi，副边激励电压vsi的零电平在一个开关周期内持续角等于αrad；
2)所述vpi和vsi的基波vpi.ω和vsi.ω分别与S和Sdelay同步，在一个开关周期(0，Ts)里，原边激励电压翻转信号S的上升沿超前于原边激励电压基波vpi.ω正峰值的时间为0.25Ts-0.5T0，副边激励电压翻转信号Sdelay的上升沿超前于副边激励电压基波vsi.ω正峰值的时间是0.25Ts；其中Ts为开关周期Ts、T0为电流空间矢量调制的零矢量作用时间；
3)所述原副边激励电压翻转信号S和Sdelay，当两者保持固定的相位差时，原副边激励电压基波vpi.ω和vsi.ω亦能保持固定的相位差θ，当功率由电机(1.8)传递给汽车电池(1.1)，需要vpi.ω超前于vsi.ω的相角θ＝90°，令电压翻转信号延迟时间Tdelay，即S超前于Sdelay的时间，是即0.25Ts-0.5T0可满足上述要求；当功率由汽车电池(1.1)传递给电机(1.8)，需要vpi.ω超前于vsi.ω的相角θ＝-90°，令电压翻转信号延迟时间Tdelay是0.75Ts-0.5T0即可满足上述要求；
4)所述电压翻转信号延迟时间Tdelay和vpi.ω超前于vsi.ω的相角θ是功率方向的控制参数，都由功率方向设定位Shift确定；当Shift＝1时，对应能量回馈制动工况，功率由电机(1.8)传递给汽车电池(1.1)；当Shift＝0时，对应电机驱动工况，功率由汽车电池(1.1)传递给电机(1.8)。
2.根据权利要求1所述的基于双向无线电能传输的矩阵式电机驱动系统，其特征在于，所述原边控制器(1.11)和副边控制器(1.10)，其通信方法包括以下步骤：
1)在副边控制器(1.10)设定功率方向，令副边控制器(1.10)利用无线通信模块(3.1)将功率方向设定位Shift传递给原边控制器(1.11)；
2)在原边控制器(1.11)产生原边激励电压翻转信号S、开关周期Ts、电流空间矢量调制的零矢量作用时间T0、副边激励电压零电平持续角α，令原边控制器(1.11)利用无线通信模块(3.1)将上述量，传递给副边控制器(1.10)。
3.根据权利要求2所述的基于双向无线电能传输的矩阵式电机驱动系统，其特征在于，所述三相-单相矩阵变换器的(1.7)的原边控制器(1.11)，其采用的控制方法包括以下步骤：
1)永磁同步电机(1.8)的转子位置经编码器(4.1)，得到转子磁链位置角θr；转速计算模块(4.2)使用转子磁链角θr得到电机电角速度ωr；
2)根据转子磁链角θr，亦是d轴超前于a相轴的电角度，三相电容滤波器(1.9)的三相端点电压UABC通过电压坐标系统转化模块(4.6)进行三相静止坐标到两相旋转坐标abc/dq的坐标变化，得到dq坐标系统下表示的电容电压分量udq；电容电流计算模块(4.7)根据电容电压分量udq和电机电角速度ωr得到在dq坐标系统下表示的电容电流分量幅值Icd,Icq；
3)工况选择器(4.3)根据功率方向设定位Shift输出原边功率方向控制因子kdir：当Shift＝1，对应能量回馈制动工况，工况选择器(4.3)输出kdir＝-1；当Shift＝0，对应电机驱动工况，工况选择器(4.3)输出kdir＝1；
4)利用减法器(4.4)使参考电机电角速度ωr_ref减去电机电角速度ωr，得到电机电角速度误差ωr_error，ωr_error与原边功率方向控制因子kdir经乘法器(4.5)相乘得到校正电机电角速度误差
Figure FDA0003172137160000041
5)电容电流分量幅值Icd,Icq与原边功率方向控制因子kdir经乘法器(4.8)相乘得到校正电容电流分量幅值
Figure FDA0003172137160000042
6)校正电机电角速度误差
Figure FDA0003172137160000043
经转速闭环控制器一(4.9)生成定子电流q轴分量参考幅值Iqs_ref，利用加法器(4.10)使定子电流q轴分量参考值Iqs_ref加上校正电容q轴电流分量幅值
Figure FDA0003172137160000044
得到三相-单相矩阵变换器(1.7)的三相端口的q轴电流参考幅值Iq_ref；
7)永磁同步电机采用磁场定向控制，因此定子电流d轴分量参考幅值Ids_ref设定为0，利用加法器(4.14)使定子电流d轴参考幅值Ids_ref加上校正电容d轴电流分量幅值
Figure FDA0003172137160000045
得到三相-单相矩阵变换器(1.7)的三相端口的d轴电流参考幅值Id_ref；
8)Id_ref和Iq_ref输入进极坐标转换模块(4.11)，生成综合电流矢量幅值Iref和综合电流矢量iref超前于d轴的相角θal，θal与转子磁链角θr相加得到三相-单相矩阵变换器(1.7)的开关脉冲相角θsec；
9)利用乘法器(4.12)得到综合电流矢量幅值Iref和空间矢量调制度倒数1/m的乘积，该乘积亦是三相-单相矩阵变换器(1.7)两相端口的输出电流Ipi的非精确参考有效值
Figure FDA0003172137160000048
空间矢量调制度m设定为定值0.9；
10)电流空间矢量调制型脉冲发生模块(4.13)依据空间矢量调制度m、开关脉冲相角θsec、原边激励电压翻转信号S，生成三相-单相矩阵变换器(1.7)的十二路开关脉冲S1～S12，以及零矢量作用时间T0；
11)校正电机电角速度误差
Figure FDA0003172137160000046
经转速闭环控制器二(4.16)生成电流修正系数kcor；三相-单相矩阵变换器(1.7)两相端口的输出电流非精确参考有效值
Figure FDA0003172137160000047
与电流修正系数kcor通过乘法器(4.17)，生成了三相-单相矩阵变换器(1.7)两相端口的输出电流精确参考值Ipi_ref；
12)三相-单相矩阵变换器(1.7)对原边LCC补偿网络(1.6)输出电流有效值表示为Ipi.rms.ω＝MVsi.rms.ω/(ωLpiLsi)，以上公式中M是线圈互感，Vsi.rms.ω是全桥变换器(1.2)输出的副边激励电压基波有效值，ω是补偿网络的谐振频率和原副边变换器的开关频率，Lpi是原边输入补偿电感，Lsi是副边输入补偿电感，根据上述Ipi.rms.ω与Vsi.rms.ω的比例关系，三相-单相矩阵变换器(1.7)两相端口的输出电流精确参考值Ipi_ref与ωLpiLsi/M通过乘法器(4.18)，产生副边激励电压基波有效值参考量vsi.rms.ω.ref；
13)利用转换函数(4.19)将副边激励电压基波有效值参考量vsi.rms.ω.ref转换成副边激励电压零电平持续角α。
4.根据权利要求3所述的基于双向无线电能传输的矩阵式电机驱动系统，其特征在于，全桥变换器(1.2)的副边控制器(1.10)，其采用的控制方法包括以下步骤：
1)工况选择器(5.2)根据功率方向设定位Shift(5.1)对两路时间信号进行选择输出：当Shift＝1，对应能量回馈制动工况，设定功率方向为电机(1.8)到汽车电池(1.1)，工况选择器(5.2)输出四分之一开关周期0.25Ts；当Shift＝0，对应电机驱动工况，设定功率方向为汽车电池(1.1)到电机(1.8)，工况选择器(5.2)输出四分之三开关周期0.75Ts，工况选择器输出时间信号通过减法器(5.3)，减去半个零矢量作用时间0.5T0得到延迟时间Tdelay；
2)原边激励电压翻转信号S，经信号延迟模块(5.4)，延迟Tdelay的时间后生成副边激励电压翻转信号Sdelay；
3)全桥变换器(1.2)的开关脉冲信号Q1等于副边激励电压翻转信号Sdelay；开关脉冲信号Q4由Sdelay经过延迟模块(5.6)延迟αrad后生成；开关脉冲Q2由Sdelay经过反相器(5.5)生成；开关脉冲Q3由反相后的Sdelay(5.5)经过延迟模块(5.7)延迟αrad后生成。
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