CN111095797B - 用于低功率低相位噪声振荡器的自注入锁定 - Google Patents

用于低功率低相位噪声振荡器的自注入锁定 Download PDF

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Abstract

为了产生低功率、低相位的噪声振荡信号，使用振荡器(102)产生具有基频分量和N次谐波分量的信号(112)。N为选择的整数，并且N>1。信号通过Q因子≥5的带通滤波器(108)进行滤波。滤波器(108)使N次谐波分量作为滤波后的N次谐波分量(106)通过。将滤波后的N次谐波分量(106)注入到振荡器(102)中以自注入锁定信号的基频。

Description

用于低功率低相位噪声振荡器的自注入锁定
技术领域
本发明大体上涉及振荡器电路，并且更具体地涉及低功率、低相位噪声时钟信号发生器。
背景技术
存在各种具有各种类型的限制的用于生成电子器件时钟信号的方法。例如，石英晶体振荡器可能对约200MHz以下的频率有用，并且可以提供具有很少相位噪声的高度稳定的频率输出，但可能对温度和振动敏感，并且可能面临大小或频率的限制。连接至分频器(和MEMS(微机电系统)振荡器的LC振荡器(诸如体声波(BAW)谐振器)也可以用于产生在实际情况中有用的时钟。然而，由于振荡器频率的跃迁，分频器电路通常会耗电，并且处于相对较低频率(诸如200MHz至1GHz)的MEMS振荡器可能太大而无法配合器件面积预算。
图2A示出了振荡器的锁定范围图200的示例。对于以特定基频ω0 202工作的振荡器，将促使振荡器进行注入锁定的注入信号的振幅和频率范围(如下所述)称为振荡器的“锁定范围”204。当第一振荡器受到工作在附近频率的第二振荡器的干扰，并且耦合足够强并且频率足够接近时，第二振荡器可以“捕获”第一振荡器，从而促使第一振荡器以与第二振荡器近似相同的频率振荡。这是注入锁定。因此，对于具有不同工作频率的第一和第二振荡器，第二振荡器信号的最小振幅将促使第一振荡器注入锁定至第二振荡器的工作频率。在该最小振幅之下，在区域206处，第一振荡器将不会锁定。用于注入锁定的最小振幅主要由第一和第二振荡器的工作频率、这些频率之间的差以及振荡器的相应结构来确定。当第二振荡器的信号继续以足够的振幅注入第一振荡器时，第一振荡器将继续以(约)第二振荡器的工作频率输出信号。关于注入锁定，尤其是关于振荡器对注入信号的时间相关灵敏度，参见例如图5。
当第一振荡器的工作频率在第二振荡器的工作频率的谐波附近时；或当第一振荡器的工作频率的谐波在第二振荡器的工作频率附近时；或者当第一振荡器的工作频率的谐波接近第二振荡器的工作频率的谐波时，也会发生注入锁定。
振荡器的输出可以输入回振荡器中，以引起自注入锁定。由充分组延迟的振荡器输出信号在振荡器上引起的自注入锁定可以致使自注入锁定振荡器输出信号中的相位噪声大大降低。
图2B示意性地示出了自注入锁定锁相环208(SILPLL)的示例。参见在2014年在台北的《2014IEEE国际频率控制论文集(FCS)》(“2014IEEE International FrequencyControl Symposium(FCS)”)第1-4页由L.Zhang、A.Daryoush、A.Poddar和U.Rohde发表的“使用自注入锁定和锁相环(SILPLL)降低振荡器相位噪声(Oscillator phase noisereduction using self-injection locked and phase locked loop(SILPLL))”，其通过引用并入本文。如图所示，SILPLL 208包括串联成环的压控振荡器210(VCO)、自锁相环212(SPLL)、1km至3km的光纤214和自注入锁定(SIL)块216，1km至3km的光纤214用于引入群延迟，使得注入锁定将降低VCO 210输出中的相位噪声，自注入锁定(SIL)块216将群延迟的VCO 210的输出注入回VCO 210中。VCO 210的输出包括SILPLL 208的输出(通过10dB耦合器)，并被反馈回SPLL 212。(MZM代表马赫曾德尔调制器。)如图所示，SILPLL 208中的相位噪声改善与由光纤214引入的延迟时间成比例。由于实现相位噪声改善所需的光纤214的长度，器件面积的地板(如图所示由SILPLL 208要求)在VCO 210输出中实现明显的相位噪声降低。
图2C示意性地示出了自注入锁定振荡器218的示例。参见2003年9月《IEEE微波理论与技术学报》(IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques)第51卷第9期第1989-1993页Heng-Chia Chang的“自注入锁定振荡器的稳定性分析(Stabilityanalysis of self-injection-locked oscillators)”；以及2003年9月《IEEE微波理论与技术学报》(IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques)第51卷第9期第1994-1999页Heng-Chia Chang的“自注入锁定振荡器中的相位噪声-理论和实验(Phasenoise in self-injection-locked oscillators-theory and experiment)”；两者均通过引用并入本文。来自振荡器222的输出信号220由循环器224引导到延迟线、高Q谐振器或调谐到与振荡器222的频率相同的频率的放大器226(诸如，长度约为五到六厘米并包含驻波的微波谐振腔)。(此示例中不涉及功率分配器和频谱分析仪。)延迟线、高Q谐振器或放大器226的群延迟输出信号228然后由循环器224引导回振荡器222。然后将群延迟输出信号228注入到振荡器222中，使得振荡器222锁定至它自己的群延迟输出信号228。
注入锁定也可以与环形振荡器一起使用以提供分频。图2D示出了三分频注入锁定分频器230(ILFD)的晶体管级图的示例。参见2011年10月《IEEE微波和无线组件通讯》(IEEEMicrowave and Wireless Components Letters)第21卷第10期第559-561页X.Yi、C.C.Boon、M.A.Do、K.S.Yeo和W.M.Lim的“具有单相输入的基于环形振荡器的注入锁定分频器的设计(Design of Ring-Oscillator-Based Injection-Locked Frequency DividersWith Single-Phase Inputs)”，其通过引用并入本文。图2C所示的电路基于三级环形振荡器232。
如图2C所示，输入信号RF通过电容器和电感器(T型偏置器(Bias Tee))连接至注入电路节点Vinj。Vinj偏置三个晶体管M1、M2和M3的栅极，这三个晶体管的源极连接至漏极M3至M2至M1至M3。M1的源极连接至节点V1，M2的源极连接至节点V2，以及M3的源极连接至节点V3。Cp,1、Cp,2和Cp,3分别为节点V1、V2和V3的寄生电容。晶体管234的源极连接至VDD，其漏极连接至节点V1，并且由振荡器232的输入电压Vb偏置。Vb为用于环形振荡器232的控制电压；Vb通过增加或减少通过相应的PMOS晶体管234、238、242的可用于每一级的电流来控制环形振荡器232的频率。晶体管236的源极接地，其漏极连接至节点V1，其偏置连接至节点V3和M3的源极。晶体管238的源极连接至VDD，其漏极连接至节点V2，并且由振荡器232的输入电压Vb偏置。晶体管240的源极接地，其漏极连接至节点V2，以及其偏置连接至节点V1。晶体管242的源极连接至VDD，其漏极连接至节点V3，并且由振荡器232的输入电压Vb偏置。晶体管244的源极接地，其漏极连接至节点V3，并且其偏置连接至节点V2。晶体管246的源极接地，其漏极连接至振荡器输出OUT，并且其偏置连接至节点V3和M3的源极。
鉴于以上描述，NMOS晶体管236为第一放大器，其栅极由PMOS晶体管242的漏极电压V3驱动，并且在节点V1处具有输出。NMOS晶体管240为第二放大器，其栅极由PMOS晶体管234的漏极电压V1驱动，并且在节点V2处具有输出。NMOS晶体管244为第三放大器，其栅极由PMOS晶体管238的漏极电压V2驱动，并且在节点V3处具有输出。节点V3驱动晶体管246的栅极，以便提供如OUT所示的振荡器输出，并且节点V3被反馈以如所描述地驱动NMOS晶体管236(第一放大器)的栅极。因此，第一、第二和第三放大器以带有按顺序的互补连接器的“环形”结构有效连接，从而产生振荡信号。
通常，在三级环形振荡器中，每个级之间存在三分之一的相位延迟(从V1到V2，从V2到V3，以及从V3到V1)。如图2C所示，注入信号Vinj(在M1、M2和M3处)被注入，从而它影响所有三个级(V1、V2、V3)。(Vinj、V1、V2和V3也用于指代ILFD 230中的相应节点。)设计的ILFD 230用作分频比为三(3)的分频器。因此，注入信号Vinj使振荡器232锁定至注入信号Vinj的频率的三分之一的频率。
发明内容
所描述的示例包括用于生成低功率、低相位噪声周期性振荡器信号(诸如电子器件时钟信号)的方法、器件和系统，如下文进一步描述。
示例实施例包括使用振荡器来产生具有基频分量、M次谐波分量和P次谐波分量的信号，其中M和P为选择的整数并且M>P>1；通过包括至少两个谐振器的一个或多个带通滤波器对信号进行滤波，所述滤波器的Q因子≥5，所述滤波器被配置为使M次和P次谐波分量通过；将滤波后的M次和P次谐波分量相乘以产生相乘后的信号，并使用低通滤波器对相乘后的信号进行滤波，以使滤波后的M次和P次谐波分量之间的差通过，该差包括滤波后的拍(beat)频波形；并且将滤波后的拍频波形注入振荡器中，以将该信号注入锁定至滤波后的拍频波形。
一种示例自注入锁定时钟电路包括：振荡器，其被配置为输出具有至少基频的周期信号，并且被配置为注入锁定至注入信号；Q因子≥5的一个或多个带通滤波器，所述滤波器被配置为使基频的M次谐波和P次谐波通过，以输出滤波后的M次谐波和滤波后的P次谐波，M和P为至少部分取决于基频选择的整数，并且M>P>1，所述滤波器可操作地耦合到振荡器以对振荡器输出进行滤波；乘法器，其被配置为将滤波后的M次谐波与滤波后的P次谐波相乘，以产生具有拍频分量的相乘后的M*P次谐波波形，所述拍频分量包括滤波后的M次谐波与滤波后的P次谐波之间的差；以及低通滤波器，其被配置为使拍频分量作为滤波后的拍频分量通过，从而将滤波后的拍频分量注入到振荡器中。
附图说明
图1示意性地示出了自注入锁定振荡器的示例，该自注入锁定振荡器注入锁定至其基频的谐波以产生低相位噪声输出信号。
图2A示出了振荡器的锁定范围图200的示例。
图2B示意性地示出了自注入锁定锁相环的示例。
图2C示意性地示出了自注入锁定振荡器的示例。
图2D示出了三分频注入锁定分频器的晶体管级图的示例。
图3示意性地示出了自注入锁定振荡器的示例，该自注入锁定振荡器使用振荡器的基频的注入谐波来注入锁定该振荡器。
图4A示意性地示出了三级环形振荡器的示例。
图4B示出了三级环形振荡器的晶体管级图的示例。
图5示出了由振荡器上的注入信号引起的扰动投影向量(PPV)的曲线图的示例。
图6示意性地示出了根据一种优选实施例的自注入锁定振荡器的示例，其注入锁定至振荡器基频的两个谐波之间的差。
图7A示出了使用通过基频的不同谐波的两个高Q滤波器产生的乘法器输出的示例波形。
图7B示出了根据优选实施例的通过基频的谐波的滤波器的输出之和的示例傅立叶变换。
图8示意性地示出了根据一种优选实施例的自注入锁定振荡器的示例，其注入锁定至振荡器基频的两个谐波之间的差。
图9示意性地示出了用于从包括基频的两个不同谐波之和的信号中选择拍频的混频器和滤波器的示例。
图10示出了BAW谐振器的结构的示例的截面图。
图11示意性地示出了可以用于实现自注入锁定振荡器的电流控制振荡器的晶体管级图的示例。
图12示出了自注入锁定振荡器的电压-频率特性的示例，该自注入锁定振荡器注入锁定至振荡器基频的两个谐波之间的差。
图13A示出了根据优选实施例的用于通过将振荡器的基频的谐波注入到振荡器中来自注入锁定振荡器的过程的示例。
图13B示出了根据优选实施例的用于通过将包括振荡器的基频的两个谐波之间的差的拍频波形注入到振荡器中来自注入锁定振荡器的过程的示例。
具体实施方式
示例实施例(特别是使用可以被结合到集成电路(IC)封装中(优选地在芯片上)的电路和部件)生成低功率、低相位噪声时钟信号。
下文将在两个标题不同的部分中描述可以以潜在协同方式组合的多种相关方法。这两个部分通常涉及(a)自注入锁定至基频的谐波以产生低功率、低相位噪声振荡器的使用，以及(b)自注入锁定至基频的两个谐波之间的差以产生低功率、低相位噪声振荡器的使用。
一些示例参数说明了这些参数与其他参数之间的关系。然而，这些值仅为说明性的，并且将通过其他器件生成的缩放来修改，并且如果使用，将被进一步修改以适应于不同的材料或架构。
I.自注入锁定至振荡器基频的谐波
图1示意性地示出了根据一种优选实施例的自注入锁定振荡器100的示例，该自注入锁定振荡器注入锁定至其基频的谐波以产生低相位噪声输出信号。振荡器102以基频ω0振荡，并产生振荡器输出信号104。振荡器102通常还产生并且输出信号104包括基频ω0的谐波(倍数)。振荡器102还被配置为接收输入注入信号106，使得当注入信号具有适当的频率(如下文进一步描述)并且具有足够的振幅时，振荡器102锁定至注入信号106。
基频为ω0时的输出信号104也可以在数学上用ejθ表示，它是周期振荡信号的一般表示。
优选地，振荡器102被选择为在设计、制造和操作上相对简单和/或便宜和/或小尺寸和/或其他方便(通过自注入锁定至振荡器输出信号的群延迟谐波的功率和相位噪声优势而实现)。环形振荡器为满足这些标准的振荡器的一个示例。
如果由振荡器102生成的谐波不方便用作继而驱动振荡器102(下面进一步描述)的高Q滤波器108的输入，或者如果振荡器102不生成谐波(诸如，如果它产生正弦波)，则可以将振荡器102的输出信号104馈入谐波发生器110(诸如方波发生器或窄脉冲发生器)中。“不方便”是指由振荡器102生成的输出信号104在基频ω0的期望谐波(诸如三次谐波3ω0)处不具有足够的振幅以可靠地实现注入锁定。谐波发生器110生成输入到谐波发生器110中的信号的频率的谐波。谐波发生器110使用振荡器输出信号104中的一部分能量来生成振荡器102基频ω0的谐波mω0。在此，mω0指代基频ω0的m倍。谐波发生器的输出112包含基频ω0的N次谐波。N次谐波也可以在数学上用ejNθ表示，它是周期振荡信号的N次谐波的一般表示。
谐波发生器的输出112被馈入高Q滤波器108中。高Q滤波器108为带通滤波器，其被调谐为使振荡器102的基频ω0的选择的N次谐波Nω0通过。例如，ω0的三次谐波为3ω0。高Q滤波器108仅使选择的N次谐波通过(通常基于滤波器质量)，降低发射信号中的相位噪声和振幅噪声，并引入群延迟。滤波后的N次谐波信号106也可以在数学上用H(jω)ejNθ表示，它是周期振荡信号的N次谐波的传递函数的一般表示。
高Q滤波器108用于对振荡器输出信号104进行带通滤波，以在基频ω0的选择的N次谐波Nω0处产生带群延迟的低相位噪声滤波后信号106。将频率为Nω0的此低相位噪声(或“干净”)群延迟的滤波后信号106注入振荡器102中。因此，在滤波(和可选的谐波生成)之后，振荡器输出信号104被注入回振荡器102中-因此是自注入。
高Q因子“隔离”系统并使之抵抗变化。较高的Q因子意味着需要更多的能量来改变高Q滤波器108的频率输出，并且需要更少的能量来保持恒定频率的滤波后信号106。因此，高Q因子产生高Q滤波器108效率和大的群延迟。
可以使用各种类型的高Q滤波器来实现图1的振荡器，但是高Q滤波器108优选地为MEMS(微机电系统)滤波器，诸如使用体声波(BAW)谐振器制成的滤波器。使用如图1所示的振荡器来产生200MHz至1GHz范围内的时钟信号是特别有利的。该频率范围通常太高，无法使用石英晶体振荡器直接产生时钟信号，并且足够小的用于片上使用的BAW谐振器通常在明显高于1GHz的频率下谐振(诸如，将2.5GHz BAW谐振器输出分频，这通常会带来相对高的功耗)。然而，如图1和图3所示，可以使用高Q、高频MEMS谐振器(其可以紧凑且方便地制造，并且其可以足够小以包含在芯片上)以产生低功率、低相位噪声时钟信号。
在将频率为Nω0的滤波后信号106注入振荡器102之后，振荡器102注入锁定至低相位噪声滤波后信号106。因此，通过注入信号106重复地校正(相移，如本文相对于图5进一步描述的)输出信号104的波形的频率以产生具有最终稳态频率的注入锁定输出信号104。例如，在N级振荡器中，这可以包括具有频率Nω0的注入信号106，其同时校正与振荡器的N个级相对应的N个时移版本的振荡器波形。因为注入的N次谐波频率Nω0为基频ω0的倍数，所以注入Nω0信号将振荡器102注入锁定在(大致，如下所述)其基频ω0，这进一步致使同时注入锁定谐波mω0。
由于高Q滤波器108引起的群延迟，在ω0和稳态注入锁定频率之间存在差异(通常很小)。这可以在数学上描述，诸如/>其中，/>为注入锁定振荡器输出信号104的稳态频率，以及Δω0为群延迟引起的变化并且通常很小。因为基频ω0和N次谐波频率Nω0为耦合的(一者是另一者的倍数)，所以使用振荡器的N次谐波的注入锁定包括将振荡器102注入锁定在其基频ω0。此外，自注入信号106中的群延迟产生振荡器基频ω0处的低相位噪声输出信号104，而基频ω0额外由于群延迟而略有变化。与由高Q滤波器108通过的谐波频率Nω0相比，由于振荡器102的输出频率ω0相对较低，因此维持稳定的、低相位噪声振荡所需的功率相对较低。
最初，由振荡器102产生的输出信号104具有升高的相位噪声，当自注入锁定振荡器100稳定并且振荡器102进入自注入锁定状态时，相位噪声被显著降低。
使用高Q滤波器108还有助于实现所描述的实施例的低功率工作，这既因为高Q滤波器108本身是有效率的，又由于在一个优选实施例中，来自自由运行(free running)振荡器102的输出信号104与稳态注入锁定振荡器102的输出信号104相比，相位噪声的改善与注入信号的振幅和高Q滤波器108的Q因子成比例。(“自由运行”是指在注入信号扰动之前或与注入信号扰动隔离的振荡器102。)高Q滤波器108的Q因子与增加的群延迟成比例，而增加的Q因子(因此，增加的群延迟)与相位噪声的改善成比例。
如下面进一步描述的，本文描述的实施例中的相位噪声改善还与选择的N次谐波处的扰动投影向量(参见图5)以及选择的谐波的次数N成比例。选择N的一些考虑因素在下文描述。
使用高Q(窄带宽)滤波器108，以便可以将非常“干净的”低相位噪声信号注入自由运行的相对高相位噪声振荡器102中。例如，自由运行的振荡器102的输出信号104的边沿不精确。低相位噪声滤波后信号106为振荡器102提供了一个相对精确的频率以注入锁定，并定期校正振荡器的输出信号104的边沿时序。
还使用了高Q滤波器108，因为它将显著的群延迟引入振荡器的输出信号104中。振荡器102自注入锁定到其滤波后的群延迟的谐波大大降低了振荡器输出信号104的相位噪声。作为附加结果，尽管将振荡器输出信号104(在诸如谐波发生器110和高Q滤波器108的某些操作之后)注入回振荡器102中，但是振荡器输出信号104通常不会精确注入锁定至振荡器102自己的基频ω0。相反，由于(例如)所引入的群延迟，相对于原始基频ω0，在稳定的注入锁定的振荡器输出信号104中通常将存在细微的差异。
从高Q滤波器108输出的基频ω0的低相位噪声N次谐波被注入回振荡器102中。振荡器102然后注入锁定至频率Nω0信号，由于注入锁定，振荡器输出信号104中的相位噪声大大降低(诸如-30dB)。
与将Nω0频率BAW谐振器代之为与1/N分频器一起使用来产生时钟信号相比，(例如)将振荡器102实现为N级环形振荡器并使用BAW谐振器(也称为“BAW滤波器”)实现高Q滤波器108通常将需要较少的功率(诸如功率的一半)来产生稳定的低噪声时钟信号。此优点与巴克豪森稳定性准则相关：在带有反馈环路的线性电路中，该电路仅在环路增益的绝对值等于1的频率下并且环路周围的相移为零或2π(360°)的整数倍才能保持稳态振荡。如图1所示的电路使单位环路增益与相位噪声性能分离。
优选地，在如图1所示的实施例中，高Q滤波器108将具有至少5的Q因子，以使时钟电路节省功率(诸如，与使用BAW谐振器作为振荡器并且使用分频器产生最终的低频输出信号的时钟相比)。而且，优选地，在如图1所示的实施例中，高Q滤波器将具有至少10的Q因子，以使振荡器电路表现出明显的相位噪声改善。对于较低的Q因子，热噪声和与带有最小群延迟的噪声滤波器输出相关的低效率可能会超过来自自注入锁定的优势。
如图5所示并在下面进行描述，振荡器102的基频ω0的频率(约)Nω0的相对噪声(直到注入锁定)谐波应足够接近于频率Nω0的注入信号106以使振荡器输出信号104相移进入注入锁定状态。这里，“足够接近”是指自由运行的振荡器102的基频ω0的谐波Nω0：在振荡器102的锁定范围内并且在高Q滤波器108的带宽之内-优选地，接近高Q滤波器108的中心频率-使得滤波后的谐波Nω0信号的振幅足(不会被高Q滤波器108衰减)以引起注入锁定在振荡器102中(参见图2A)。当振荡器102自由运行或尚未注入锁定时，振荡器输出信号104具有特定的边沿时序(尽管边沿不精确)。注入波形反复(周期性地)微调(nudge)该时序以注入锁定振荡器输出信号104波形。
如下面关于图6(诸如功率检测器626)和图11所述，优选地提供反馈和控制以调谐振荡器102的基频ω0，使得自由运行的振荡器102的基频ω0的N次谐波Nω0与频率为Nω0的注入信号106“足够接近”以实现注入锁定(参见上文“足够接近”的描述)。可以诸如通过改变环形振荡器中的偏置电流或通过改变环形振荡器的节点处的电容来调谐振荡器(对于振荡器102为环形振荡器的实施例)。通常，在(通过反馈和控制)检测到足以进行注入锁定的条件之后，可以停止调谐，此时注入锁定将倾向于调节振荡器102的基频ω0，使得基频ω0的N次谐波Nω0紧密匹配高Q滤波器108的中心频率。
如图1所示的实施例的稳定的、注入锁定的输出信号104(在自由运行的输出信号104上)的相位噪声改善与选择的N次谐波的次数N成比例(具有小的由群延迟引起的差异)。因此，通常，谐波随着输出信号104的相位噪声减小而增加。谐波次数N也可以诸如基于以下项进行选择：所需的电路大小(例如，BAW谐振器在较高频率下谐振时较小)；振荡器102的期望复杂度，因为适于接收信号注入的振荡器102的电路设计通常越复杂，则注入的谐波就越高；以及容许的器件噪声贡献量，因为在高次谐波下器件噪声可能会更明显-高次谐波通常具有较低的振幅，从而成比例明显增加器件的噪声。奇数N是优选的，因为方波主要包含(理想的方波仅包含)基频为ω0的奇整数谐波的分量。然而，使用偶数谐波的实施例也是可能的，诸如以LC振荡器的基频的2次或4次谐波注入LC振荡器中。
如图1所示的自注入锁定振荡器(诸如可以用于在集成电路器件中实现时钟电路的振荡器)可以在诸如具有200μm×200μm的面积的器件的器件内实现。如图1所示的自注入锁定时钟可以完全集成到同一芯片封装中，或者(在某些实施例中)完全集成到与由输出时钟信号驱动的器件相同的衬底中。
图3示意性地示出了自注入锁定振荡器300的示例，该自注入锁定振荡器300使用振荡器302的基频ω0的注入谐波Nω0以自注入锁定振荡器302。脉冲发生器304(其本质上是图1的谐波发生器110)产生信号306，其分量处于振荡器302基频ω0(诸如840MHz)和振荡器302基频ω0的谐波mω0(在m≥2的宽范围内)，脉冲发生器304连接至高Q滤波器308(诸如Q＝1000的2.52GHz BAW滤波器)，该滤波器被配置为主要使振荡器302基频ω0的选择的N次谐波(在此示例中，为三次谐波)通过。例如，振荡器302可以为环形振荡器。图3的进一步描述假设振荡器302为环形振荡器。尽管高Q滤波器308会阻塞大部分脉冲发生器信号306，选择的滤波器频率除外-即，在由高Q滤波器308的Q因子确定的程度上阻塞基频ω0和大部分谐波mω0(N次谐波Nω0除外)-如果使用相对低的基频ω0(诸如≤1GHz)，则功率损耗可以保持相对较低。
高Q滤波器308的输出310被注入振荡器302，诸如环形振荡器中。尽管滤波器输出310通常将是相对低振幅的信号，但是适当设计的环形振荡器通常将能够注入锁定至该低振幅信号。为此目的可以很容易地配置环形振荡器(或其他类型的振荡器)，并且图4B中示出了示例电路设计。环形振荡器302的输出312被反馈到脉冲发生器304中，并且还包括振荡器电路的输出。
假设注入的谐波在相应的锁定范围内，则振荡器302的结构通常确定哪次谐波将在振荡器302中引起注入锁定。例如，由于将基频的N次谐波注入所有N个级中，因此N级环形振荡器(参见图4A)通常将锁定至其基频。将N级环形振荡器注入锁定至其基频将同时也注入锁定环形振荡器的谐波(如果有的话)。例如，如果N为3，则三级环形振荡器在注入其三次谐波时注入锁定至所有三个级(在自由运行基频ω0和由高Q滤波器308引起的群延迟引起的稳态注入锁定基频之间存在微小差异)。
图4A示意性地示出了三级环形振荡器400的示例。如图所示，三级环形振荡器400可以包括串联连接的三个反相器402，其中第三反相器402的输出被反馈到第一反相器的输入中。
图4B示出了三级环形振荡器的晶体管级图的示例，该三级环形振荡器被配置为将注入信号接收到其三级中的每一级中。如图所示，图4B的设计实现了可用作振荡器102(参见图1)或振荡器302(参见图3)的环形振荡器的实施例。
图5示出了由振荡器上的注入信号引起的扰动投影向量(PPV)的曲线图的示例。PPV显示如果在其周期内的特定时间注入特定信号(PPV是周期性的，并且与振荡器具有相同的周期)，则振荡器信号将如何变化。因此，PPV基于注入信号的时序和振幅，显示出振荡器信号的相位变化了多少，即提前还是延迟。在由图5表示的系统中，振荡器的周期为注入信号的三倍(约1.2ns相对于约0.4ns)。
如果在振荡器信号的电压相对于时间的导数(振荡器波形的斜率)不为零的情况下注入了增量(delta)函数(脉冲)，则振荡器信号的相位将发生相移。相反，如果在振荡器信号的电压相对于时间的导数为零的情况下注入了增量函数，则注入的增量函数将不会使振荡器信号的相位发生相移。
如图5所示，PPV的中值电压(v)值表示系统的零值，系统围绕该电压值振荡。在如图5所示的PPV的中值电压值处，振荡器信号的相位不会因注入信号而发生偏移。如图5所示，PPV与时间相关，因此在振荡器信号周期内不同时间点的注入引起振荡器信号的相位发生不同的偏移。另外，PPV为周期性的；对于频率为Nω0的注入信号，PPV通常将具有频率Nω0，并将使振荡器注入锁定至N次谐波。
如果注入振荡器的信号产生扰动投影向量乘以注入信号(电压/时间)的积分等于零，则振荡器不受注入信号的影响。这也对应于振荡器被注入锁定至注入信号，其中振荡器和注入信号彼此同相。如果PPV乘以注入信号的积分等于常数值，则振荡器以特定且固定相位差注入锁定至注入信号。如果PPV乘以注入信号的积分等于时间t的线性函数(诸如Δω0t)，则振荡器将以频率差Δω0锁定至注入信号。通常，其他结果(PPV乘以注入信号的积分的其他值)将对应于扰动振荡器的注入信号。在该后一种情况下，诸如根据振荡器的结构以及在振荡器中注入信号的情况下，注入信号通常会扰动振荡器，该扰动方式使振荡器微调以更接近具有PPV乘以注入信号的零或其他常数值的注入锁定。
当振荡器的频率和相位使得PPV与注入信号的乘积的积分等于零、常数或时间t的线性函数时，即可实现注入锁定。如果振荡器相位偏离其注入锁定状态，以致PPV乘以注入信号的积分不再等于这些类型的值中的一者，则注入信号将再次扰动振荡器相位，以使其返回注入锁定状态。注入锁定可以被认为是由接收注入信号的振荡器的结构中固有的负反馈引起的。出于这个理由，注入锁定至“干净的”信号降低振荡器的相位噪声。
如本文所述，方法和系统使用自注入锁定振荡器生成低功率、低相位噪声周期振荡信号。例如，N级振荡器可以被配置为将注入的信号接收到振荡器的N级的每个级中，并可选地与谐波发生器和高Q滤波器成环串联连接。高Q滤波器优选地包括紧凑的MEMS谐振器，使振荡器的基频的N次谐波以群延迟通过。振荡器基频的群延迟的N次谐波自注入到振荡器中-因此，振荡器的修改后的输出被注入回到振荡器中。振荡器的输出被注入的N次谐波注入锁定至振荡器的基频。因此，振荡器的基频注入锁定至自身，具有由于群延迟引起的轻微变化。这大大降低了注入锁定振荡器输出信号中的相位噪声(诸如-30dB)。
II.自注入锁定至振荡器基频的两个谐波之间的差
图6示意性地示出了根据一种优选实施例的自注入锁定振荡器600的示例，其注入锁定至振荡器602的基频ω0的两个谐波之间的差。振荡器602以基频ω0振荡，并产生振荡器输出信号604。振荡器602通常还产生并且输出振荡器输出信号604包括基频ω0的谐波(倍数)mω0。振荡器602还被配置为接收输入注入信号606，使得当注入信号具有适当的频率(如下文进一步描述)并且具有足够的振幅时，振荡器602锁定至注入信号606。在振荡器602达到稳态注入锁定振荡之后，振荡器602的基频被称为
振荡器输出信号604可选地被馈入脉冲发生器608中，该脉冲发生器可以被配置为谐波发生器和/或用于驱动自注入锁定振荡器600的能量源。作为能量源的角色，脉冲发生器608可以有助于保持振荡器电路中的单位环路增益，进一步保持到巴克豪森稳定性准则。脉冲发生器608产生信号610，其分量处于振荡器602的基频ω0处以及振荡器602的基频ω0的谐波mω0(对于m≥2的宽范围)处。关于图1(谐波发生器110)和图3(脉冲发生器304)进一步描述了自注入锁定振荡器中的谐波发生器的目的和功能。
脉冲发生器608的输出610由两个紧密匹配的高Q滤波器612、614滤波，该高Q滤波器为带通滤波器，每个高Q滤波器被调谐为使振荡器102的基频ω0的频率为Mω0和Pω0的相应的不同选择的M次和P次谐波通过。
如关于图10进一步描述的，“紧密匹配”是指两个滤波器612、614被设计为使得它们对其通过的频率中的绝对漂移的响应基本相同，优选地，在设计和制造极限内相同。绝对漂移是滤波器的通过频率中的固定值变化，即与滤波器的通过频率不成比例的变化。例如，绝对漂移可能由以下原因引起：器件老化，诸如由于反复的热和/或振动引起的应力；器件封装应力；以及器件制造过程中的随机变化，诸如不足以引起器件故障的重叠或临界尺寸误差。这些现象也会引起相对偏移，即滤波器的通过频率中的成比例的变化。
在紧密匹配的高Q滤波器612、614的设计和制造中，滤波器612、614在诸如集成电路的同一器件上彼此靠近定位是有利的。在同一芯片上彼此靠近地制造滤波器612、614通常将致使滤波器612、614在制造期间和在操作期间在基本上相同的时间单独地和累积地接收基本上相同的应力。如果滤波器612、614紧密匹配，则接收相同应力的滤波器612、614将致使它们经历相同的绝对漂移。因为振荡器602注入锁定至谐波Mω0和Pω0之间的差，或者注入锁定至该差的谐波(倍数)(如下文进一步描述的)，所以施加到两个滤波器的绝对漂移被有效地抵消了。因此，对于绝对漂移ΔMω0和ΔPω0，其中ΔMω0＝ΔPω0，在下面的公式1中示出抵消：
公式1：(Mω0+ΔMω0)-(Pω0+ΔPω0)＝(Mω0+ΔMω0)-(Pω0+ΔMω0)＝Mω0-Pω0
可以使用各种类型的高Q滤波器来实现图6的振荡器，但是高Q滤波器612、614优选地为MEMS滤波器，诸如使用BAW谐振器制成的滤波器。例如，BAW谐振器是特别有利的，因为它们可以彼此非常靠近地制造(诸如在同一芯片上)。在同一芯片上制造使BAW谐振器能够紧密匹配，通常比在不同芯片上或不同制造批次中制造的滤波器要更紧密匹配。
使用如图6所示的振荡器电路来产生100MHz至1GHz范围内的时钟信号是特别有利的。本文诸如关于图1的高Q滤波器108以及图10描述了使用包括MEMS谐振器的滤波器的优点。如图6和图8所示，可以使用高Q、高频MEMS谐振器以产生低功耗、低相位噪声的时钟信号，该谐振器可以紧凑且方便地制造，并且可以足够小以包含在芯片上。
高Q滤波器612、614如关于图1的高Q滤波器108所描述的那样工作，从而产生“干净的”群延迟的信号。高Q滤波器612产生具有包括基频ω0的M次谐波Mω0的频率的输出信号616，而高Q滤波器614产生具有包括基频ω0的P次谐波Pω0的频率的输出信号618。两个高Q滤波器输出信号616、618也可以数学地表示为时间t的函数cos(Mω0t)和cos(Pω0t)。
高Q滤波器输出信号616、618被乘法器620乘在一起，以产生乘法器输出622。该操作在通信系统中通常由混频器执行，诸如下面关于图9所描述的。乘法器输出622可以在数学上表示为：
公式2：cos(Mω0t)cos(Pω0t)＝1/2[cos(Mω0-Pω0)t+cos(Mω0+Pω0)t
在公式2中，乘法器输出622的cos(Mω0-Pω0)t项为两个滤波器输出信号616、618的拍频，即两个频率之间的差。如上文所描述且关于图10进一步描述的，将拍频(差)注入振荡器602中以使振荡器602注入锁定意味着高Q滤波器612、614可以被设计为降低或消除由绝对漂移和热漂移引起的注入信号606中的不期望的频率变化。
图7A示出了使用两个高Q滤波器612、614产生的乘法器输出622的示例波形700，两个高Q滤波器612、614使基频ω0的不同谐波Mω0和Pω0通过。如图7A所示，较低频率振幅包络704内包含相对较高频率的振荡702(具有偏差706，诸如由于滤波器612、614所通过的谐波而不是由于具有有限Q因子的滤波器612、614所选择的M次和P次谐波)。较高频率的振荡702对应于乘法器输出的cos(Mω0+Pω0)t项，而较低频率的振幅包络704对应于乘法器输出622的cos(Mω0-Pω0)t项。如下所述，cos(Mω0-Pω0)t项还将描述将被注入(自注入)到振荡器602中的注入信号606，并且对应于基频ω0或对应于基频ω0的N次谐波Nω0。
图7B示出了根据优选实施例的通过基频的谐波的滤波器的输出之和的示例傅立叶变换708。在图7B所示的示例中，滤波器输出716、718的基频ω0＝100MHz分量710相对较小；第一滤波器612主要通过第一频率712Mω0＝2.5GHz(25次谐波)，而第二滤波器614主要通过第二频率714Pω0＝2.4GHz(24次谐波)。关于图7A描述的来自振幅包络704的偏差706是由于滤波器612、614所通过的不想要的谐波所致。这样的高次谐波通常具有相对较低的振幅，但是它们之间的差(拍频波形)通常具有比BAW谐振器中的任一个单独的输出高的振幅的包络。
再次参考图6，低通滤波器624被用于从乘法器输出622中滤出具有相对较高频率的cos(Mω0+Pω0)t项。可以表示为cos(Mω0-Pω0)t-两个高Q滤波器输出信号616、618的拍频的剩余信号606被注入振荡器602中。
振荡器602优选地被调谐，使得ω0或Nω0等于高Q滤波器612、614的拍频。使用由功率检测器626提供的反馈来执行该调谐，以使振荡器602输出基频ω0，该基频ω0产生具有足够振幅(诸如最大振幅)的注入锁定振荡器输出信号604。诸如通过选择振荡器602的基频或通过电压控制用于控制振荡器602的基频的电容器来调谐振荡器602；优选地，基频ω0既可以增加也可以减少(诸如，取决于提供给电容器的控制输入)。此反馈和调谐用于基于过程变化、温度、电源的特性以及其他可能影响波形频率和包络振幅(诸如30％(或更多))的因素来解决电路变化问题。关于图11进一步描述调谐振荡器602。
如果两个高Q滤波器输出信号616、618的拍频接近自由运行振荡器602的基频ω0(即，与基频ω0的谐波mω0相比，更接近于基频ω0)，则振荡器602将注入锁定至其基频ω0。(如上所述，对群延迟信号的自注入锁定实际上将使振荡器602注入锁定至某种稍微不同的频率)。这种情况可以近似为Mω0-Pω0＝ω0。因此，M-P＝1，意味着由高Q滤波器612、614滤波的M次和P次谐波为基频ω0的相邻谐波。
可替代地，如果两个高Q滤波器输出信号616、618的拍频接近于基频ω0的N次谐波Nω0，则振荡器602将由于N次谐波Nω0的注入而锁定(诸如关于图1和图3所述)。这种情况可以近似为Mω0-Pω0＝Nω0。因此，M-P＝N，意味着由高Q滤波器612、614滤波的M次谐波与P次谐波之间的差为基频ω0的N次谐波Nω0。这证明了本说明书的标题为I和II的部分之间的协同作用：由于注入了其基频ω0或其基频的谐波Nω0而注入锁定振荡器602的能力，以及选择高Q滤波器612和614被调谐到的M次和P次谐波的能力，提供了如图6所示的自注入锁定振荡器600的部件、功率和频率要求以及性能方面的广泛可定制性。
图8示意性地示出了根据一种优选实施例的自注入锁定振荡器800的示例，其注入锁定至振荡器802的基频ω0的两个谐波之间的差。例如，振荡器802可以为片上环形振荡器(诸如具有ω0＝100MHz)，其具有输出804和输入806，通过它们可以将信号注入到振荡器802中以引起振荡器802注入锁定。可选的脉冲发生器808利用振荡器输出804中的一部分能量来生成振荡器输出804的谐波mω0(相应地，脉冲发生器808输出基频ω0和基频的谐波mω0)。
脉冲发生器输出810通过高Q滤波器812进行滤波，该高Q滤波器812包括两个紧密匹配的高Q谐振器，该两个高Q谐振器被调谐到M次和P次谐波，并被放置以产生滤波器输出814，该滤波器输出814将能够产生两个高Q谐振器的拍频(Mω0-Pω0)的波形；优选地，将高Q谐振器定位为便于生成其输出之和。例如，这可以包括将高Q谐振器串联放置并迫使电流流过它们，这通常会产生为两个高Q谐振器的响应之和的电压。
高Q谐振器优选地为MEMS谐振器，并且出于本文中所述的原因，诸如关于图1，更优选地为BAW谐振器。滤波器输出814为脉冲电流乘以滤波器阻抗的结果，可以针对滤波器在数学上进行描述，该滤波器依次包括多个谐振器：cos(Mω0t)+cos(Pω0t)。
滤波器输出814然后被馈送到混频器和滤波器816，其对滤波器输出814进行平方并施加低通滤波器以产生对应于上面关于图6所述的低频分量的波形，cos(Mω0-Pω0)t，即用于制造滤波器812的两个谐振器的输出的拍频。混频器和滤波器816的设计和性能在下面关于图9进一步描述。(“混频器”在这里用于描述具有二次非线性的非线性元件，诸如MOS晶体管。)
然后将群延迟的拍频波形自注入回振荡器802中，以使振荡器802将基频注入锁定至拍频，从而产生稳态振荡器输出804基频或将基频的谐波注入锁定至拍频，从而产生具有N次谐波的稳态振荡器输出804，使得/>其中，/>为稳态注入锁定振荡器802基频，而ω0为自由运行振荡器802基频。
图9示意性地示出了用于从包括基频的两个不同谐波之和的信号中选择拍频的混频器和滤波器900的示例。如图9所示，MOSFET晶体管可以用作混频器902，以及偏置电路904为混频器902提供偏置电压。混频器902对输入信号(诸如，根据在饱和状态下工作的MOSFET的传递函数)，即滤波器输出814进行平方，即Vin＝cos(Mω0t)+cos(Pω0t)。该输入信号Vin的平方的波形可以在数学上表示为：
公式3:(cos(Mω0t)+cos(Pω0t))2＝cos2(Mω0t)+cos2(Pω0t)+2cos(Mω0t)cos(Pω0t)
鉴于公式2，并且给定恒等式cos2θ＝1/2(l+cos2θ)，公式3的右侧可以改写为：
公式4:1/2(2+cos(2Mω0t)+cos(2Pω0t))+cos(Mω0-Pω0)t+cos(Mω0+Pω0)t
公式4中除了拍频波形(即，cos(Mω0-Pω0)t)之外的项具有比拍频明显更高的频率，并且优选地使用诸如RC滤波器的低通滤波器906滤除。所得的滤波后拍频波形cos(Mω0-Pω0)t包括在两个紧密匹配的高Q谐振器的拍频Mω0-Pω0处的“干净的”(低相位噪声)、群延迟信号，优选地用作振荡器802(或振荡器602)的注入信号。
图10示出了BAW谐振器1000的结构的示例的截面图。使用BAW谐振器制造高Q滤波器612、614或高Q滤波器812是特别有利的，因为被配置为在振荡器基频的不同谐波下谐振的BAW谐振器可以紧密匹配，以类似地(或相同地)对温度漂移和绝对漂移作出响应。
在如图10所示的实施例中，BAW谐振器1000包括顶部布拉格镜1002和底部布拉格镜1004(声镜)，它们由具有不同声阻抗特性的透声材料(诸如TiW和SiO2)的交替层制成。压电层1006(诸如AlN)在布拉格镜1002、1004之间。第一触点1008电连接至顶部电极1010，以及第二触点1012电连接至底部电极1014。例如，电极可以由钼制成。顶部电极1010和底部电极1014的激励在压电层1006上感应出电压，该电压使压电层1006主要在限制和隔离机械能的有效/有源区域1016内振荡。压电层1006的振荡频率与压电层1006的厚度成反比。压电层1006的振荡频率受温度的影响；如下文进一步所述，压电层1006的振荡频率的温度响应与压电层1006的厚度与设置在压电层1006和顶部布拉格镜1002之间的温度补偿氧化物1018(其被动地补偿压电层1006的频率中由温度引起的偏移)的厚度之间的比率相关。可以在Si衬底1020上制造BAW谐振器。BAW谐振器还优选地包括保护涂层1022，诸如SiN。
在BAW谐振器中，随温度T变化的频率变化Δω可以描述为Δω(T)＝(1+αT)ω，其中α为频率温度系数因数(TCF)，其取决于杨氏模量(刚度)、随温度变化的密度变化以及在BAW谐振器结构中考虑的材料中存储的振动能量的量。对于被调谐为在基频ω0的谐波Mω0和Pω0处谐振的BAW谐振器，BAW谐振器的温度响应由ΔωM(T)＝(1+αMT)Mω0和ΔωP(T)＝(l+αPT)Pω0描述。
这意味着，在Mω0-Pω0＝ω0的情况下，拍频温度响应为：
公式5:ΔωM(T)-ΔωP(T)＝(1+αMT)Mω0-(1+αPT)Pω0＝ω0+αMTMω0-αPTPω0
如果αM＝αP，则拍频温度响应等于(1+αT)ω0。
然而，通过调节温度补偿氧化物的厚度，可以校准α标量值以消除拍频的温度系数(实际上，几乎消除了，如下面提供的经验示例所示)。如果公式5中的温度相关项设为等于：αMTMω0＝αPTPω0，则将发生这种情况。如果则这为真的。如果设计BAW谐振器以使该条件为真的，则拍频温度响应为：
公式6:
因此，与温度相关的项被抵消，并且拍频温度响应变成不与温度相关的常数：ω0，拍频，其等于基频。如果Mω0-Pω0＝Nω0，则与温度相关的项会抵消，以留下拍频，该拍频等于基频的N次谐波。
控制TCF以抵消高Q滤波器612、614或高Q滤波器812中的BAW谐振器的温度相关性可以致使自注入振荡器600或800的温度相关性明显改善。例如，从TCF＝3,400ppm/℃至148ppm/℃，提高了23倍。
如关于图6所描述的，如果BAW谐振器对其通过的频率中的绝对漂移的响应基本相同，则他们“紧密匹配”。在振荡器602或802的基频取决于一对紧密匹配的高Q BAW谐振器的拍频的情况下，这意味着谐振器的绝对漂移被抵消，从而导致振荡器602或802具有高度稳定的注入锁定的基频，其相对于绝对漂移源基本不变。可以制造紧密匹配的BAW谐振器，诸如通过将它们放置在彼此邻近的位置，以使它们接收相似的应力，并通过尽可能少地改变它们相对于彼此的设计来实现振荡器600或800产生用于注入锁定振荡器600或800的拍频所需的不同频率(M次和P次谐波)。例如，可以修改顶部电极1010或压电层1006的厚度以调谐BAW谐振器1000(通常，需要修改压电层1006以在振荡器600或800基频的谐波之间调谐BAW谐振器1000)，或通过添加额外的金属或氧化物层(其通常将导致阻尼振荡)来执行质量加载。优选地，BAW谐振器并排地(side-by-side)制造在同一芯片上，除了单层之外，所有层都是相同的(除了温度补偿氧化物1018，其如上所述被调节以抵消温度对拍频的影响)；较小的失配是可取的，以补偿绝对漂移效应。
图11示意性地示出了可以用于实现自注入锁定振荡器的电流控制振荡器1100的晶体管级图的示例。如图11的示例所示，振荡器(诸如振荡器602或802)可以为3级电流饥饿型(current starved)环形振荡器，其包括三个反相器1102和三个压控电容器1104。在电流饥饿型环形振荡器中，较低的电流导致较低的振荡器频率，而较高的电流导致较高的振荡器频率。可以根据来自功率检测器626、818的反馈来调节电容器1104的功能，并且因此可以将其用于调谐振荡器1100的基频。其他类型的振荡器(其中频率是基于输入信号可调谐的)也可以用于实现示例实施例，诸如图6和图8所示。
图12示出了自注入锁定振荡器600、800的电压与频率特性1200的示例，该自注入锁定振荡器600、800注入锁定至振荡器602的基频ω0的两个谐波之间的差。使用具有2.5GHz和2.4GHz谐振频率的BAW谐振器以及压控环形振荡器来产生图12中所示的曲线图。在相对较低的控制电压1202(在约452.2mV与467.2mV之间)下，约96-97MHz的基频注入锁定至其25次和26次谐波(2400-2425MHz和2496-2522MHz)。在较高的控制电压1204(在约467.6mV与480.6mV之间)下，振荡器以某种程度上更稳定的100.4-101MHz注入锁定至24次和25次谐波(2409.6-2424MHz和2510-2525MHz)。如上所述，诸如关于图6，振荡器注入锁定至与输入信号稍有不同的频率即两个BAW谐振器的拍频。
图13A示出了根据优选实施例的用于通过将振荡器的基频的谐波注入到振荡器中来自注入锁定振荡器的过程1300的示例。如图13A所示，在步骤1302中，使用振荡器生成具有基频ω0的周期信号。可选地，如关于图1和图3所描述的，在步骤1304中，谐波发生器可以用于使用信号(在步骤1302中生成)来生成基频ω0的N次谐波Nω0。在步骤1306中，使用高Q滤波器对N次谐波Nω0进行滤波，以产生具有频率Nω0的低相位噪声、低振幅噪声、群延迟信号。然后在步骤1308中将具有频率Nω0的滤波后信号注入(自注入)到振荡器中，从而自注入锁定振荡器。
图13B示出了根据优选实施例的用于通过将包括振荡器的基频的两个谐波之间的差的拍频波形注入到振荡器中来自注入锁定振荡器的过程1310的示例。如图13B所示，在步骤1312中，使用振荡器生成具有基频ω0的周期信号。可选地，如关于图6和图8所描述的(也参见图1和图3)，在步骤1314中，谐波发生器可以用于使用信号(在步骤1312中生成)来生成M次谐波Mω0和P次谐波Pω0。在步骤1316中，使用至少一个高Q滤波器对M次和P次谐波进行滤波，该高Q滤波器包括两个谐振(诸如，一个滤波器具有两个谐振，或者两个滤波器中的每个滤波器具有一个谐振)。在步骤1318中，将M次谐波Mω0和P次谐波Pω0相乘，并且对相乘后的信号进行低通滤波以产生两个谐波的频率为Mω0-Pω0的拍频波形。在步骤1320中，将拍频波形注入到振荡器中，从而将振荡器自注入锁定至基频ω0。
在各种实施例中，所描述的创新(包括以上在第一部分和第二部分中)提供至少以下优点中的一个或多个优点。然而，并非所有这些优点都来自本文所述的每一项创新，并且该优点清单并不详尽。
·实现低功率、低相位噪声时钟；
·使时钟能够抵抗绝对漂移；
·实现时钟输出频率中的温度漂移的消除；
·实现紧凑的实施方式，该实施方式可以结合到集成电路封装中和/或在芯片上制造；
·包含(一个或多个)高频高Q滤波器，而无需维持高基频(诸如，明显高于1GHz)的振荡；
·不需要分频器，但可以以与振荡器的基频ω0和基频的选择的谐波Nω0之间的比率N成比例地改善相位噪声；
·实现快速启动和稳定低功耗、低相位噪声时钟；
·使单位环路增益与相位噪声性能分离；
·允许使用高频、高Q的紧凑型MEMS谐振器作为滤波器；以及
·使时钟电路功耗与时钟信号相位噪声保持平衡，而不会影响振荡器的振幅或频率。
如本文所述，方法和系统使用自注入锁定振荡器产生低功率、低相位噪声周期振荡信号。例如，振荡器可配置为接收注入的信号，并与谐波发生器(可选)、两个紧密匹配的高Q带通滤波器、乘法器和低通滤波器成环串联连接。优选地包括紧凑型MEMS谐振器的高Q滤波器使振荡器的基频的M次和P次谐波以群延迟通过。这些信号被相乘在一起，然后馈入低通滤波器中，以产生对应于拍频(即M次谐波和P次谐波之间的差)的信号。群延迟的拍频波形自注入至振荡器中-因此，振荡器的修改后的输出被注入回到振荡器中。振荡器(基频或谐波)锁定至注入的拍频。因此，振荡器的基频注入锁定至自身，具有由于群延迟引起的轻微变化。这大大降低了注入锁定振荡器输出信号中的相位噪声(诸如-32dB)。另外，由于紧密匹配的高Q滤波器对绝对漂移的响应相同，并且振荡器注入锁定至滤波器输出频率之间的差，因此减去了绝对漂移。此外，可以设计和制造高Q滤波器来补偿彼此的温度漂移。因此，注入锁定振荡器的输出不仅为低相位噪声，而且还具有很高的弹性以抵抗各种类型的时间和条件相关的漂移。
修改和变化
在一些实施例中，振荡器的基频小于200MHz或大于1GHz。
在一些实施例中，可以基于来自振荡器电路外部和/或包括振荡器电路的器件外部的输入来改变振荡器的基频。在一些实施例中，可以基于来自包括振荡器电路的器件内的输入来改变振荡器的基频。
在一些实施例中，被配置成使振荡器基频的不同谐波通过的不同滤波器可用于振荡器电路，并且哪个滤波器用于提供滤波后的、群延迟的N次谐波(或M次和P次谐波)取决于来自振荡器电路外部的输入。
在一些实施例中，可以使用除环形振荡器之外的多级振荡器。在一些实施例中，可以使用单级振荡器。
在一些实施例中，可以使用具有偶数级的环形振荡器，诸如全差分环形振荡器。
在一些实施例中，诸如通过选择振荡器的哪个谐波将被锁定来选择输出频率ω0。在一些实施例中，选择振荡器的哪个谐波将被锁定包括从可用的(诸如可用的裸片上(on-die)的)多个不同的振荡器电路(诸如具有不同级数的多个不同的环形振荡器电路)中进行选择。在一些实施例中，要被锁定的谐波可以由用户选择。在一些实施例中，选择要被锁定的谐波以确定最终基频ω0。
在一些实施例中，可以使用MEMS谐振器或LC储能电路来制造(优选地紧凑的)高Q滤波器，在设计和制造中，MEMS谐振器或LC储能电路中的任一者通常能够与CMOS电路进行单片集成；或使用分子谐振(尽管LC储能电路通常将比同等的环形振荡器大得多)。各种其他高Q谐振结构和材料可以用于提供如本文所述的高Q滤波器。例如，片上LC储能器可以具有Q因子，诸如20至30的Q因子；芯片键合线可以具有的Q因子约为50；石英晶体可以具有的Q因子达到数百万；以及原子钟谐振可以具有的Q因子达到数万亿。
在一些实施例中，可以在最小功率模式(相对较高的相位噪声)中使用关于图1和图3描述的时钟电路来执行数字数据处理，并且可以在较高(但是仍然相对较低)功率模式(相对较低的相位噪声)中执行RF传输。在一些实施例中，根据与应用相关的相位噪声的容许电平来选择提供给如关于图1和图3所描述的振荡器电路的功率量。
在一些实施例中，可以使用具有近似相同的中心频率的多个谐振器来过滤单个频率。
在一些实施例中，除BAW谐振器之外的谐振器(诸如其他类型的MEMS谐振器)可以被配置为抵消谐振器的拍频中的热漂移。
BAW谐振器的温度响应匹配可以应用于其他谐振器，其中可以通过修改谐振器结构来控制对温度的频率响应。
在如图6和图8所示的一些实施例中，可以使用不紧密匹配的高Q谐振器。
在如图6和图8所示的一些实施例中，可以使用彼此不靠近制造的高Q滤波器或高Q谐振器。
根据一些但不一定是所有的实施例，一种产生时钟信号的方法包括：(a)使用振荡器产生具有基频分量和N次谐波分量的信号，其中，N为选择的整数并且N>1；(b)通过Q因子≥5的带通滤波器对信号进行滤波，该滤波器被配置为使N次谐波分量作为滤波后的N次谐波分量通过；以及(c)将滤波后的N次谐波分量注入到振荡器中，从而将信号的N次谐波分量注入锁定至滤波后的N次谐波分量，因此信号的基频被自注入锁定。
根据一些但不一定是所有的实施例，自注入锁定时钟电路包括：振荡器，其被配置为输出具有至少基频的周期信号并且被配置为注入锁定至注入的信号；以及Q因子≥5的带通滤波器，该滤波器被配置为使基频的N次谐波通过以输出通过的N次谐波，N为至少部分地取决于基频选择的整数并且N>1，该滤波器可操作地耦合到振荡器以对周期信号进行滤波，从而使通过的N次谐波被注入振荡器中。
根据一些但不一定是所有的实施例，一种产生时钟信号的方法包括：(a)使用振荡器来产生具有基频分量、M次谐波分量和P次谐波分量的信号，其中M和P为选择的整数并且M>P>1；(b)通过包括至少两个谐振器的一个或多个带通滤波器对信号进行滤波，所述滤波器的Q因子≥5，所述滤波器被配置为分别使M次和P次谐波分量作为滤波后的M次和P次谐波分量通过；(c)将滤波后的M和P次谐波分量相乘以产生相乘后的信号，并使用低通滤波器对相乘后的信号进行滤波，以使滤波后的M次和P次谐波分量之间的差通过，该差包括滤波后的拍频波形；以及(d)将滤波后的拍频波形注入振荡器中，以将该信号注入锁定至滤波后的拍频波形，因此信号的基频被自注入锁定。
根据一些但不一定是所有的实施例，自注入锁定时钟电路包括：(a)振荡器，其被配置为输出具有至少基频的周期信号，并且被配置为注入锁定至注入的信号；(b)Q因子≥5的一个或多个带通滤波器，所述滤波器被配置为使基频的M次谐波和P次谐波通过，以输出滤波后的M次谐波和滤波后的P次谐波，M和P为至少部分取决于基频选择的整数，并且M>P>1，所述滤波器可操作地耦合到振荡器以对振荡器输出进行滤波；(c)乘法器，其被配置为将滤波后的M次谐波与滤波后的P次谐波相乘，以产生具有拍频分量的相乘后的M*P次谐波波形，所述拍频分量包括滤波后的M次谐波与滤波后的P次谐波之间的差；以及(d)低通滤波器，其被配置为使拍频分量作为滤波后的拍频分量通过，从而将滤波后的拍频分量注入到振荡器中。
根据本文描述的一些但不一定是所有的实施例，方法和系统使用自注入锁定振荡器产生低功率、低相位噪声周期振荡信号。例如，N级振荡器可以被配置为将注入的信号接收到振荡器的N级的每个级中，并可选地与谐波发生器和高Q滤波器成环串联连接。高Q滤波器优选地包括紧凑的MEMS谐振器，使振荡器的基频的N次谐波以群延迟通过。振荡器基频的群延迟的N次谐波自注入到振荡器中-因此，振荡器的修改后的输出被注入回到振荡器中。振荡器的输出被注入的N次谐波注入锁定至振荡器的基频。因此，振荡器的基频注入锁定至自身，具有由于群延迟引起的轻微变化。这大大降低了注入锁定振荡器输出信号中的相位噪声(诸如-30dB)。
根据本文描述的一些但不一定是所有的实施例，方法和系统使用自注入锁定振荡器产生低功率、低相位噪声周期振荡信号。例如，振荡器可以被配置为接收注入的信号，并与谐波发生器(可选)、两个紧密匹配的高Q带通滤波器、乘法器和低通滤波器成环串联连接。优选地包括紧凑型MEMS谐振器的高Q滤波器使振荡器的基频的M次和P次谐波以群延迟通过。这些信号被相乘在一起，然后馈入低通滤波器中，以产生对应于拍频(即M次谐波和P次谐波之间的差)的信号。群延迟的拍频波形自注入至振荡器中-因此，振荡器的修改后的输出被注入回到振荡器中。振荡器(基频或谐波)锁定至注入的拍频。因此，振荡器的基频注入锁定至自身，具有由于群延迟引起的轻微变化。这大大降低了注入锁定振荡器输出信号中的相位噪声(诸如-32dB)。另外，由于紧密匹配的高Q滤波器对绝对漂移的响应相同，并且振荡器注入锁定至滤波器输出频率之间的差，因此减去了绝对漂移。此外，可以设计和制造高Q滤波器来补偿彼此的温度漂移。因此，注入锁定振荡器的输出不仅为低相位噪声，而且还具有很高的弹性以抵抗各种类型的时间和条件相关的漂移。
可以在下面出版物(包括上文列出的所有参考文献，在此重复)中找到有助于显示出各种变化和实现方式的额外的一般背景，在此将其全部通过引用并入本文：在2014年在台北的《2014IEEE国际频率控制论文集(FCS)》(2014IEEE International FrequencyControl Symposium(FCS))第1-4页由L.Zhang、A.Daryoush、A.Poddar和U.Rohde发表的“使用自注入锁定和锁相环(SILPLL)降低振荡器相位噪声(Oscillator phase noisereduction using self-injection locked and phase locked loop(SILPLL))”；在2003年9月《IEEE微波理论与技术学报》(IEEE Transactions on Microwave Theory andTechniques)第51卷第9期第1989-1993页由Heng-Chia Chang发表的“自注入锁定振荡器的稳定性分析(Stability analysis of self-injection-locked oscillators)”；在2003年9月《IEEE微波理论与技术学报》(IEEE Transactions on Microwave Theory andTechniques)第51卷第9期第1994-1999页由Heng-Chia Chang发表的“自注入锁定振荡器中的相位噪声-理论和实验(Phase noise in self-injection-locked oscillators-theoryand experiment)”；在2011年10月《IEEE微波和无线组件通讯》(IEEE Microwave andWireless Components Letters)第21卷第10期第559-561页由X.Yi、C.C.Boon、M.A.Do、K.S.Yeo和W.M.Lim发表的“具有单相输入的基于环形振荡器的注入锁定分频器的设计(Design of Ring-Oscillator-Based Injection-Locked Frequency Dividers WithSingle-Phase Inputs)”；以及在2017年6月5日访问的由R.Nancollas、S.Bhattarai发表于2012年3月21日的“带有环形振荡器的注入锁定时钟的仿真研究(ASimulation Study ofInjection Locked Clocking with Ring Oscillators)”(https://people.eecs.berkeley.edu/-suchitb/EE241_MidTermReport)；以及在2005年5月23日至26日在《IEEE电路与系统论文集》(IEEE Symposium on Circuits and Systems)由B.Mesgarzadeh、Atila Alvandpour发表的“环形振荡器注入锁定的研究(A Study ofInjection Locking in Ring Oscillators)”。
如本文所示和所述，示例实施例包括用于低功率低相位噪声振荡器的自注入锁定的多种新的和有用的方法。
在权利要求的范围内，在所描述的实施例中可以进行修改，并且其他实施例中也是可能的。

Claims (22)

1.一种产生时钟信号的方法，所述方法包括：
a)使用振荡器产生具有基频分量和N次谐波分量的信号，其中，N为整数，
并且N>1；
b)通过带通滤波器对所述信号进行滤波，其中，所述带通滤波器的Q因子≥5并且使所述N次谐波分量作为滤波后的N次谐波分量通过；以及
c)将所述滤波后的N次谐波分量注入所述振荡器中，以自注入锁定所述信号的基频。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述基频在200MHz和1GHz之间。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，N为≥3的奇数。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述产生包括：使用谐波发生器来使用所述振荡器的输出以生成所述信号。
5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述振荡器为包括N个级的环形振荡器，并且所述注入包括将所述滤波后的N次谐波分量注入到所述N个级的每个级中。
6.根据权利要求1所述的方法，还包括：使用所述带通滤波器在所述信号的所述N次谐波分量中引起群延迟。
7.根据权利要求1所述的方法，其中，所述N、所述Q因子和所述N次谐波分量的振幅足以相对于所述振荡器的自由运行输出在所述振荡器的注入锁定输出中产生相位噪声下降。
8.根据权利要求1所述的方法，还包括以下步骤：包括通过选择使用多个滤波器中的哪个来执行步骤b)来选择所述N。
9.根据权利要求1所述的方法，还包括：在步骤a)至步骤c)的不同迭代之间，调整所述振荡器的特性以选择所述振荡器的所述基频。
10.根据权利要求1所述的方法，其中，当所述振荡器自由运行时的所述信号的所述基频分量具有与当所述振荡器被注入锁定时的所述信号的所述基频分量不同的频率。
11.根据权利要求1所述的方法，其中：
所述信号还包括P次谐波分量和M次谐波分量，其中N＝P-M；并且
所述方法还包括将所述P次谐波分量和所述M次谐波分量相乘以产生相乘后的信号，对所述相乘后的信号进行滤波以产生具有所述滤波后的N次谐波分量的滤波后的拍频信号，以及将包括所述滤波后的N次谐波分量的所述滤波后的拍频信号注入所述振荡器中。
12.一种自注入锁定时钟电路，包括：
a)振荡器，所述振荡器被配置为输出具有至少基频的周期信号，并且被配置为注入锁定至注入信号；以及
b)Q因子≥5的带通滤波器，所述带通滤波器被配置为使所述基频的N次谐波通过以输出滤波后的N次谐波，N为至少部分地取决于所述基频的整数，其中N>1，并且所述带通滤波器可操作地耦合到所述振荡器并且被配置为对所述周期信号进行滤波，以将所述滤波后的N次谐波注入所述振荡器中。
13.根据权利要求12所述的电路，其中，所述振荡器为环形振荡器。
14.根据权利要求13所述的电路，其中，所述环形振荡器包括N个反相器。
15.根据权利要求14所述的电路，其中，N为奇数。
16.根据权利要求12所述的电路，其中，所述带通滤波器包括MEMS谐振器或LC储能器。
17.根据权利要求12所述的电路，其中，所述带通滤波器包括体声波谐振器。
18.根据权利要求12所述的电路，其中，所述振荡器为N级振荡器。
19.根据权利要求12所述的电路，还包括谐波发生器，所述谐波发生器使用所述周期信号来生成所述N次谐波。
20.根据权利要求12所述的电路，其中，所述带通滤波器包括多个滤波器，所述多个滤波器被配置为分别使所述基频的不同的N次谐波通过，并且所述电路还包括选择器，所述选择器被配置为选择所述多个滤波器中的哪个滤波器来输出所述滤波后的N次谐波。
21.根据权利要求12所述的电路，其中，所述振荡器被配置为至少部分地取决于来自所述电路外部的信号来调节所述振荡器的基频。
22.根据权利要求12所述的电路，其中，所述带通滤波器是第一带通滤波器，并且所述电路还包括：
第二带通滤波器，其耦合到所述振荡器的输出，并且被配置为使所述基频的P次谐波通过以输出P次谐波分量；
第三带通滤波器，其耦合到所述振荡器的所述输出，并且被配置为使所述基频的M次谐波通过以输出M次谐波分量，其中N＝P-M；
乘法器，其耦合到所述第二带通滤波器和所述第三带通滤波器的输出，并且被配置为通过将所述P次谐波分量和所述M次谐波分量相乘来产生相乘后的信号；并且
其中所述第一带通滤波器被配置为产生具有滤波后的N次谐波分量的滤波后的拍频信号并且将所述滤波后的拍频信号注入所述振荡器中。
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