CN111082644B

CN111082644B - 宽压输入的降压电源变换器

Info

Publication number: CN111082644B
Application number: CN201911352329.3A
Authority: CN
Inventors: 张华�; 苏俊熙; 辛海
Original assignee: Shenzhen Nanyun Microelectronics Co ltd
Current assignee: Shenzhen Nanyun Microelectronics Co ltd
Priority date: 2019-12-25
Filing date: 2019-12-25
Publication date: 2021-07-16
Anticipated expiration: 2039-12-25
Also published as: CN111082644A

Abstract

本发明公开了一种宽压输入的降压电源变换器，包括开关管的控制电路，所述开关管的控制电路采用逻辑电路，包括电压反馈控制电路、电流反馈控制电路和与门，其中，所述电压反馈控制电路包括第一滞回比较器，第一滞回比较器的负端为反馈电压输入端。正端为第一基准输入端，输出端连接与门的第一输入端；所述电流反馈控制电路包括第二滞回比较器，第二滞回比较器的负端为输出电流采样端，第二滞回比较器的正端为第二基准输入端，输出端连接与门的第二输入端；与门的输出端作为功率开关管的控制电路的输出端，用于与开关管的驱动端连接。本发明采用滞回电压、滞回电流的控制方案就可以降低无用的损耗。

Description

宽压输入的降压电源变换器

技术领域

本发明涉及低功耗电源领域，特别涉及宽压输入的降压电源变换器和其开关管的控制方法。

背景技术

现阶段电源控制方案行业，宽压(120～374VDC输入电压范围)降压方案普遍为反激方案，具有成本高，体积大的特征，同时轻载功耗高，对于整个社会能源、资源的浪费较大。现阶段零待机功耗电源，采用的控制方案有COT(是constant on-time的英文缩写，中文译为恒定导通时间)方案、浮地控制方案、轻载计时检测输出电压等控制策略，都不能做到宽压范围的应用，同时牺牲输出电压性能，使电源功能、性能受限。其中，浮地控制方案输出电压间接采样，轻载计时检测输出电压存在一段时间输出电压反馈盲区，二者都无法做到动态下满足输入电压全范围的应用需求，电源产品在宽压场合无法通用，现阶段的COT以最小导通时间结合波谷检测的控制方案，最小频率大于100Hz，其他方案的最小频率在大于100Hz-1000HZ不等，功耗仍然偏大，且控制电路复杂。因此需要全新的控制方案，满足社会发展的需要，以用来解决轻载零待机功耗输出电压质量的同时，满足宽压输入范围的动态响应应用需求。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种可以实现零待机功耗降压电路及其控制方法，可以达到宽压输入全范围的动态响应应用要求。并且本发明的宽压范围为：8～380VDC，满足电源的通用性要求。在全负载，全输入电压下，输出电压性能正常，优于其他方案的应用范围。

其中零待机功耗是指，输出电压质量得到保证的情况下，达到零待机功耗的标准的待机功耗。要实现零待机功耗，需要解决的问题就是，降低工作频率，这是治本的解决问题的方法。因为每一个工作周期都会有能量的损耗，因此降低频率就能降低无用的损耗，本发明采用滞回电压、滞回电流的控制方案就可以达到这样的效果。

为了实现上述发明目的，本发明提供一种宽压输入的降压电源变换器，包括开关管的控制电路，其特征在于：所述开关管的控制电路采用逻辑电路，包括电压反馈控制电路、电流反馈控制电路和与门，用以根据输出电压和电流所形成的双滞回控制信号提供可降低开关管工作频率的驱动信号，其中，所述电压反馈控制电路包括第一滞回比较器，第一滞回比较器的负端为反馈电压输入端，正端为第一基准输入端，输出端连接与门的第一输入端；所述电流反馈控制电路包括第二滞回比较器，第二滞回比较器的负端为输出电流采样端，第二滞回比较器的正端为第二基准输入端，输出端连接与门的第二输入端；与门的输出端作为功率开关管的控制电路的输出端，用于与开关管的驱动端连接。

作为本发明的进一步改进，所述电压反馈控制电路，包括比较器U2、电阻R1、R2、R3和二极管D3，比较器U2的负端引出作为第一滞回比较器的负端，用于作为反馈电压输入端；比较器U2的正端通过电阻R3连接电源V1；比较器U2的输出端通过电阻R1后引出作为第一滞回比较器的输出端；比较器U2的输出端还通过电阻R2连接二极管D3的阳极，二极管 D3的阴极接比较器U2的正端。

作为本发明的进一步改进，所述电流反馈控制电路，包括比较器U3、电阻R9、电阻R10、电阻R13、电阻R15、开关管S1和开关管S5，比较器U3的负端引出为第二滞回比较器的负端，用于作为电流采样端；比较器U3的正端分别连接电阻R9及电阻R10的一端，电阻R9 的另一端接电源端V3，电阻R10的另一端连接开关管S1的一端，开关管S1的另一端连接比较器U3的输出端，比较器U3的输出端引出作为第二滞回比较器的输出端；开关管S1的驱动端分别连接电阻R15的一端及开关管S5的一端，开关管S5的另一端接地；开关管S5 的驱动端通过电阻R13连接比较器U3的输出端；电阻R15的另一端接电源端V8。

本发明还提供一种宽压输入的降压电源变换器的开关管的控制方法，采用逻辑电路控制开关管在四种状态下的通断，逻辑电路采用与运算关系，即AB，其中A为第一滞回比较器的比较结果信号，B为第二滞回比较器的比较结果信号，逻辑电路所控制的四种状态是，第一种状态，在输出电压没有达到设定的第一基准的高阈值，但是电流达到了峰值电流，第一滞回比较器输出高电平，第二滞回比较器输出低电平，与门输出低电平，控制开关管关断；第二种状态，在输出电压没有达到设定的第一基准的高阈值，电流也没有达到设定的第二基准的高阈值，第一滞回比较器输出高电平，第二滞回比较器输出高电平，与门输出高电平，控制开关管导通；第三种状态，在输出电压达到设定的第一基准的高阈值，电流也达到了峰值电流，第一滞回比较器输出低电平，第二滞回比较器输出低电平，与门输出低电平，控制开关管关断；第四种状态，在输出电压达到设定的第一基准的高阈值，电流没有达到第二基准的高阈值，第一滞回比较器输出低电平，第二滞回比较器输出高电平，与门输出低电平，控制开关管关断。

作为本发明方法的进一步改进，所述逻辑电路控制的第一种状态，开关管所实现的工作频率为，

其中，Ipk为输出电感的峰值电流，Iout为输出电流，Vout为输出电压，L为励磁电感的感量，f为系统的工作频率。

作为本发明方法的进一步改进，所述逻辑电路控制的第四种状态，开关管所实现的工作频率为，

其中，Toff为开关管关断的时间，du为输出电压的高值到低值的差，C为输出电容容值，Iout为输出电流。

本发明宽压输入的降压电源变换器的有益效果：

1、待机状态下，轻载状态工作于高压(380V)输入条件下时，系统的工作频率非常的低，可由峰值电流的控制方式降低至70Hz以下，工作频率。正因为有了这样的控制方式，系统才能达到高压输入时的零待机的标准。

2、待机状态下，轻载状态工作于低压(8V输入)时，系统的工作频率非常的低，也可实现由电压滞回的控制方式降低至70Hz以下，从而达到低压输入时的零待机功耗的标准。

3、由于输出采用逻辑控制，不存在环路问题，其中滞回控制周期不同于能量平衡周期，滞回的周期由两个比较器的阈值与系统的参数决定。因为当电压低于设定的低阈值，系统瞬间响应，打开开关管，补充能量；当系统电压阈值高于高阈值，系统瞬间响应，关断开关管，消耗掉储存的能量，并且有峰值电流和峰值电压的双量控制关系，即使在最大峰值电流时刻负载跳变成空载，或当系统从空载电压下降到低阈值时突然带满载(Iout＝200mA)，并且这时输入电压Vin＝8V为最低电压，仍可在一个开关回合的瞬间就可以让输出电压恢复正常范围，系统的动态响应非常快。

4、控制实现简单，输出电压质量以及控制响应速度都要快于传统的控制方案。

附图说明

图1为本发明宽压输入的降压电源变换器的电路原理框图；

图2为本发明宽压输入的降压电源变换器的实际电路原理图；

图3为本发明宽压输入的降压电源变换器的电压环工作波形图；

图4为本发明宽压输入的降压电源变换器的电流环工作波形图；

图5为本发明第一实施例宽压输入的降压电源变换器的降压功率电路的原理图；

图6为本发明第一实施例宽压输入的降压电源变换器的电流环的电路原理图；

图7为本发明第一实施例宽压输入的降压电源变换器的电压环的电路原理图；

图8为本发明第一实施例宽压输入的降压电源变换器的逻辑门电路；

图9为本发明第一实施例宽压输入的降压电源变换器的控制电路的工作时序图；

图10为本发明第一实施例宽压输入的降压电源变换器在输入380V时的工作时序图；

图11为本发明第一实施例宽压输入的降压电源变换器在输入8V时的工作时序图；

图12为本发明第一实施例宽压输入的降压电源变换器的电压、电流、逻辑控制器的工作时序图。

具体实施方式

为了使本发明更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

第一实施例

如图1所示，为本发明宽压输入的降压电源变换器的电路原理框图，图2为本发明宽压输入的降压电源变换器的电路原理图，包括功率电路和开关管的控制电路，其中功率开关管 S3的控制电路采用逻辑电路，包括电压反馈控制电路(以下简称为电压环)、电流反馈控制电路(以下简称为电流环)和与门，电压环和电流环两部分协同控制。功率电路主要包括输入端Vin、开关管S3、电感L1、续流二极管D、电阻R5、电阻R7、电阻RCS、电容C1和输出端VOUT，开关管S3一端连接母线输入端Vin，开关管S3另一端分别连接续流二极管 D1的阴极和励磁电感L1的一端，开关管S3控制端口接驱动电路的输出。励磁电感L1的另一端连接输出电容C1的一端，电容C1另一端连接电流采样电路的一端，电流采样电路的另一端分别连接地电位与续流二极管D1的阳极。其中电压采样电路为两个电阻R5、R7串联，然后与电容C1并联，其中R5、R7的连接点为采样电压端FB，采样电压端FB提供反馈电压FB，反馈电压FB接入电压滞回控制电路。电流采样电路包括电阻RCS，电阻RCS的一端为电流采样端CS，CS连接电流滞回控制电路。

首先介绍功率开关管S3的控制电路的电压环，电压环主要由一个滞回比较器COMP1构成，其中的比较器COMP1的参考端为滞回的参考电压信号VRout，此电压的选取特征为IN1 输出高时，该电压为VRout_H，IN1输出低时，该电压为VRout_L。比较器的负端口为实际输出电压的反馈电压Vfb，比较器COMP1的输出端输出比较结果电平IN1到后续的与门AND。从原理图可看出Vfb＝R1/(R1+R2)*Vout，因此反馈电压Vfb可以实时反映输出电压的变化。电压环的工作过程如图3所示，IN1输出高电平，当Vout升高，Vfb也跟着升高直到高于VRout_H时，IN1输出低电平，开关管关断。然后由于负载耗电，输出电压Vout会逐渐降低，直到低于Vrout_L时，IN1输出高电平，这时如果IN2为高电平，则开关管导通，再次让输出电压上升。重复工作下去。其工作过程计算如下：

ΔV_out＝ΔV_fb*k；其中

显而易见，通过调节采样电阻R1、R2的比例，就可以达到设定的输出电压值。

电流环，电流控制环路也主要由一个简单的滞回比较器COMP2构成，其中采样电压Vcs＝IL*Rcs，因此通过电流检测采样电压Vcs的大小，就可以知道系统励磁电流的大小。其中滞回比较器的正端接阈值电压信号VRcs，此电压特征为IN2输出高时为VRcs-H,IN2输出低时为VRcs-L；比较器COMP2负端接Vcs电压，比较器COMP2的输出端输出比较结果电平IN2到后续的与门AND。电流环的工作过程如图4所示，当开关管导通期间，电感L励磁， IL上升，Vcs逐渐上升，直到高于VRcs_H时，IN2变为低电平，这时关断开关管，这时电感L开始消磁，IL逐渐降低，Vcs逐渐降低，直到Vcs降低到VRcs_L时，IN2变为高电平，如果IN1也为高电平，那么驱动将会打开，这时电感励磁，IL上升，循环往复的工作。

ΔIL＝ΔV_cs*k1；其中

显而易见，通过调节采样电阻Rcs的大小，就可以得到任何想要的电流大小。并且很容易得到，这个电流越大，代表着输出电流越大的结论。

比较结果电平IN1与IN2输出到与门AND的输入端上，与门AND的输出端用于连接开关管S3的驱动端，输出作为开关管开通、断开的控制信号，当与门AND输出高电平时，开关管导通，与门AND输出低电平时，开关管关断，其中工作真值表为：

状态	IN1	IN2	Gate
				1	1	0	0
2	1	1	1
				3	0	0	0
4	0	1	0

从上表可得出以下结论：

状态1，输出电压没有达到设定的基准1的高阈值处，但是电流达到了峰值电流(即基准2的高阈值)，因此这时必须关断开关管。此时，IN1输出高电平，IN2输出低电平，与门AND输出的Gate信号为低电平，对应于高输入电压(典型380V)状态，因为高压输入励磁速度快，但是输出电压并没有那么快就上升到设定的值。或者短路状态。

状态2，输出电压没有达到设定的基准1的高阈值，电流也没有达到设定的基准2的高阈值，因此开关管保持打开，继续励磁。这种状态处于突然带重载，或者正工作于重载状态下。

状态3，输出电压达到了设定基准1的高阈值，电流也到了峰值电流处。这种状态实际过程中很少出现，也就是电压和电流同时达到阈值点。这时开关管关断。

状态4，输出电压达到了设定的基准1的高阈值，电流没有达到基准的高阈值，这种状态是在低压(典型8V)输入下的工作方式。

以上就是本发明宽压输入的降压电源变换器的控制电路的工作原理。

本发明的工作过程及有益效果分析如下：

待机状态，轻载状态下，这时工作于高压(380V)输入条件下，这时峰值为峰值电流控制，由电流环控制，即系统处于状态1，这时系统工作于断续模式，每周期能量平衡：

其中，Ipk为电感的峰值电流，Iout为这时的输出电流，Toff为MOS管关断的时间，f为系统的工作频率，不妨带入一组数据：Vout＝5V，Iout＝500uA，Ipk＝300mA，L＝1mH得出：f<55.6Hz，因此系统的工作频率是非常的低。正因为有了这样的控制方式，系统才能在高压输入的待机状态下达到零待机的标准。

低压(8V输入)待机下，这时系统工作于状态4下，系统由电压环控制，每周期电压都会从高值到低值循环工作，然而从高值到低值的原因是负载耗电。因此每周期电压平衡，计算如下：

其中，du为输出纹波，也就是输出电压的高值到低值的差，C为输出电容，Iout为输出电流，不妨也来计算一组数据，纹波电压du＝165mV，C＝50uF，Iout＝500uA，得出：f<61Hz。因此系统的工作频率也是非常的低。从而达到低压输入的待机状态下的零待机功耗的标准。自此，本发明实现了宽压输入的全范围均能达到零待机功耗的标准。

关于其他方面的性能，由于控制电路输出采用逻辑控制，不存在环路问题，其中滞回控制周期不同于能量平衡周期，滞回的周期由两个比较器的阈值与系统的参数决定。能量平衡周期，等于电压环路的周期。因为每个电压环周期输出电压相等，有益效果是系统控制简单。因此输出电压质量，以及控制响应速度都要快于传统的方案。因为当输出电压低于设定的低阈值，系统瞬间响应，打开开关管，补充能量，当系统电压阈值高于高阈值，系统瞬间响应，关断开关管，消耗掉储存的能量，并且有峰值电流和峰值电压的控制关系，即使在最大峰值电流时刻负载跳变成空载，输出的最大电压变化为

其中，C为输出电容容值，直观点带入上面推导中的数据，可得出du＝180mV。当系统从空载电压下降到低阈值时突然带满载(Iout＝200mA)，并且这时输入电压Vin＝8V为最低电压，假设当电感电流没有上升到Iout时，输出功率全部由输出电容提供，可得出

实际上的电压跌落会小于du，因为忽略了输入端提供的能量，带入以上输出可得出du＝266.7mV。因此系统的动态响应非常快，一个开关回合就可以让输出电压恢复正常范围，无需计时功能，进一步降低系统功耗。

如图5所示为，本发明第一实施例的宽压输入的降压电源变换器的功率电路，主要包括输入端Vin、电容C1、电容C3、开关管S3、二极管D1、二极管D4、变压器原边绕组S1、变压器副边绕组P1、电感L1、电阻R5、电阻R7和输出端VOUT，其中开关管S3为功能开关管，开关管S3一端连接母线输入端Vin，另一端连接续流二极管D1的阴极和励磁电感L1 的一端，开关管S3控制端口接逻辑电路的输出。励磁电感L1的另一端连接输出电容C1， C1另一端连接电流采样电路的一端，电流采样的另一端连接地电位与续流二极管D1的阳极。其中电压采样电路为两个电阻R5、R7串联，然后与电容C1并联，其中R5、R7的连接点为采样电压FB，FB连接电压滞回控制电路。电流采样电路，由电流互感器P1、电阻R4、二极管D4、电阻R6构成，通过变压器原边绕组P1耦合到变压器副边绕组S1后，经过二极管 D4与采样电阻R6，连接电流滞回控制电路。

图6为本发明第一实施例的宽压输入的降压电源变换器的电流环控制电路原理图，一种电流环，包括比较器U3、电阻R9、电阻R10、电阻R13、电阻R15、开关管S1和开关管S5，比较器U3的负端引出为滞回比较器COMP2的负端，用于作为电流采样端；比较器U3的正端分别连接电阻R9及电阻R10的一端，电阻R9的另一端接电源端V3，电阻R10的另一端连接开关管S1的一端，开关管S1的另一端连接比较器U3的输出端，开关管S1的驱动端分别连接电阻R15的一端及开关管S5的一端，开关管S5的另一端接地；开关管S5的驱动端通过电阻R13连接比较器U3的输出端；电阻R15的另一端接电源端V8。当输出电压为高电平时，参考电压变为高阈值；输出电压为低电平时，参考电压为低阈值。

图7为本发明第一实施例的宽压输入的降压电源变换器的电压环的控制电路原理图，一种电压环，包括比较器U2、电阻R1、R2、R3和二极管D3，比较器U2的负端引出作为滞回比较器COMP1的负端，用于作为反馈电压输入端；比较器U2的正端通过电阻R3连接电源V1；比较器U2的输出端通过电阻R1后引出作为滞回比较器COMP1的输出端；比较器 U2的输出端还连接二极管D3的阳极，二极管D3的阴极接比较器的正端。当输出电压为高电平时，参考电压变为高阈值；输出电压为低电平时，参考电压为低阈值。

图8为本发明第一实施例的宽压输入的降压电源变换器的逻辑控制电路，完成的功能就是，当电压环和电流环都发出开通开关管的信号时，才开通开关管。因此为一个与门电路。

图9为本发明第一实施例的宽压输入的降压电源变换器的开关管控制电路的工作时序图 (380V输入，200mA输出)，其中各部分信号，同原理分析中的信号表达的意思一样。

图10为本发明第一实施例的宽压输入的降压电源变换器的开关管控制电路在高压380V 输入、输出5V/500uA时的系统工作时序图，其中Vin为输入电压、Gate为驱动、CS为电流检测电压、Vout为输出电压。此时驱动工作频率为：58.3Hz，并且CS电压为300mV，换算成电流就是300mA。此时工作在状态1模式下，与前面的分析一致。

图11为本发明第一实施例的宽压输入的降压电源变换器的开关管控制电路在低压8V输入、输出5V/500uA时的系统工作时序图，其中Vin为输入电压、Gate为驱动、CS为电流检测电压、Vout为输出电压。此时驱动工作频率为：60.24Hz。并且CS电压没达到阈值300mV，这时工作在状态4模式，与前面的分析一致。

图12为本发明第一实施例的宽压输入的降压电源变换器的时序图，其中CS为电流滞回的反馈信号、FB为电压滞回的反馈信号、IN1为电压滞回的输出、IN2为电流滞回的输出、 Gate为与门的输出即控制信号。

Claims

1.一种宽压输入的降压电源变换器，包括开关管的控制电路，其特征在于：所述开关管的控制电路采用逻辑电路，包括电压反馈控制电路、电流反馈控制电路和与门，用以根据输出电压和电流所形成的双滞回控制信号提供可降低开关管工作频率的驱动信号，其中，

所述电压反馈控制电路包括第一滞回比较器，第一滞回比较器的负端为反馈电压输入端，正端为第一基准输入端，输出端连接与门的第一输入端；

所述电流反馈控制电路包括第二滞回比较器，第二滞回比较器的负端为输出电流采样端，第二滞回比较器的正端为第二基准输入端，输出端连接与门的第二输入端；与门的输出端作为功率开关管的控制电路的输出端，用于与开关管的驱动端连接；

所述电流反馈控制电路，包括比较器U3、电阻R9、电阻R10、电阻R13、电阻R15、开关管S1和开关管S5，比较器U3的负端引出为第二滞回比较器的负端，用于作为电流采样端；比较器U3的正端分别连接电阻R9及电阻R10的一端，电阻R9的另一端接电源端V3，电阻R10的另一端连接开关管S1的一端，开关管S1的另一端连接比较器U3的输出端，比较器U3的输出端引出作为第二滞回比较器的输出端；开关管S1的驱动端分别连接电阻R15的一端及开关管S5的一端，开关管S5的另一端接地；开关管S5的驱动端通过电阻R13连接比较器U3的输出端；电阻R15的另一端接电源端V8。

2.根据权利要求1所述的宽压输入的降压电源变换器，其特征在于：所述电压反馈控制电路，包括比较器U2、电阻R1、R2、R3和二极管D3，比较器U2的负端引出作为第一滞回比较器的负端，用于作为反馈电压输入端；比较器U2的正端通过电阻R3连接电源V1；比较器U2的输出端通过电阻R1后引出作为第一滞回比较器的输出端；比较器U2的输出端还通过电阻R2连接二极管D3的阳极，二极管D3的阴极接比较器U2的正端。