CN111030490A - 一种升压型开关电容九电平逆变器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种升压型开关电容九电平逆变器。该逆变器包括直流输入源模块和开关电容模块，所述直流输入源模块包括第一直流电压源、第一～第五MOSFET管、第一二极管；所述开关电容模块包括第一电容、第二电容、第六～第十MOSFET管、第二二极管、第三二极管。拓扑主电路包括10只主控开关管、3只二极管、2只分压电容，其中开关电容模块中的2个开关电容被直流输入源充电时成串联关系，各自电压维持在0.5Vin；2只开关电容放电时可并联作为电压源0.5Vin，亦可串联作为电压源1Vin。本发明以更轻小的拓扑、更少的主控开关管驱动、更低的电压应力，实现了交流侧更低的电压谐波和更优的电能质量。

Description

一种升压型开关电容九电平逆变器
技术领域
本发明涉及电力电子应用技术领域，特别是一种升压型开关电容九电平逆变器。
背景技术
在可再生能源联合发电系统中，分布式电网与电动汽车的应用离不开直流端到交流端高效的电能变换，而且大多数这类DC-AC的电能变换中存在电压等级提升的需求。
自20世纪80年代日本长冈科技大学学者A Nabae提出较为实用的二极管箝位型多电平逆变器以来，飞跨电容型与级联H桥型多电平逆变器拓扑也陆续出现，自此逆变器进入多电平时代。较之传统的两电平逆变器，多电平逆变器具有输出电压的总谐波失真少、输出电能质量高、开关器件电压应力低以及所需输出滤波器轻小等优点。然而，这三类传统的MLI拓扑应用于电动汽车或者分布式电网中仍存在一定问题：单一直流输入源的二极管箝位型和飞跨电容型拓扑，将耗用大量的箝位二极管和直流电容以达到交流侧多电平输出，二极管损耗与电容均压难题不容小觑，这两类拓扑并无直流输入侧到交流输出侧电压等级的提升能力；多个直流输入源的级联H桥型拓扑虽然具备升压能力，但难以实现多个输入源的功率匹配，多个输入源也限制了拓扑的适用场合；这三类拓扑耗用的主控功率开关管数量随着输出电平需求的提升，成倍数剧增，而且在直流侧低压输入场合拓扑前级还需增设基于笨重磁性元件的升压部分。
为了使逆变器兼备电压等级提升和多电平逆变的能力，学术界开始研究具有升压能力的无磁结构。20世纪90年代，开关电容变换器最初由日本熊本一研究机构的UmenoT等学者提出，其主旨是将充电后的开关电容作为额外直流电压源，不使用电感或变压器等笨重的磁性元件，实现直流升压。随着电力电子技术的发展，开关电容原理开始被学术界应用于逆变领域，但早期结构过于复杂。2012年，东京理工大学的学者HinagoYouhei对简化早期开关电容多电平逆变器结构，仅用10只主控开关管，构建出基于开关电容变换器与传统全桥逆变器级联的七电平逆变器，该拓扑具有一定升压能力且可以扩展至更高电平输出(九电平场合需要13只主控开关管)，为后续各国学者对开关电容多电平逆变器拓扑的推演改进提供了灵感。前期学术界对开关电容多电平逆变器的研究热点，主要集中于在更高电压增益与更多电平的需求下减少主控开关管的数目，2016年中国华南理工大学学者曾君所提的精简升压型关电容九电平逆变器拓扑已将主控开关管数量压缩至8只。后期学术界对开关电容多电平逆变器的研究热点开始转向降低拓扑中开关管的电压应力，不同于前期学者所提拓扑中使用高电压应力全桥逆变器变化输出极性，2019年伊朗Babol Noshirvani技术大学的Amir Taghvaie提出一种开关管低电压应力的升压型开关电容九电平逆变器，但牺牲了拓扑精简性，使用了19只主控开关管(传统九电平逆变器拓扑均使用16只)。
因而，为了使得多电平技术与开关电容技术优势互补，对于升压型开关电容多电平逆变器有待深入研究。
发明内容
本发明的目的在于提供一种结构简单、控制驱动简便、适用范围广泛、应用灵活的升压型开关电容九电平逆变器。
实现本发明目的的技术解决方案为：一种升压型开关电容九电平逆变器，包括直流输入源模块和开关电容模块；
所述直流输入源模块包括第一直流电压源Vin、第一MOSFET管Sm11、第二MOSFET管Sm12、第三MOSFET管Sm13、第四MOSFET管Sm14、第五MOSFET管Sm15、第一二极管D0；
所述开关电容模块包括第一电容C1、第二电容C2、第六MOSFET管Sm21、第七MOSFET管Sm22、第八MOSFET管Sm23、第九MOSFET管Sm24、第十MOSFET管S0、第二二极管D1、第三二极管D2；
所述第一直流电压源Vin的正极同时与第一MOSFET管Sm11漏极、第三MOSFET管Sm13漏极、第五MOSFET管Sm15漏极相连；第一直流电压源Vin的负极同时与第二MOSFET管Sm12源极、第四MOSFET管Sm14源极相连；第一MOSFET管Sm11源极与第二MOSFET管Sm12漏极相连，并共同连接交流正向输出端；第八MOSFET管Sm23源极与第九MOSFET管Sm24漏极相连，并共同连接交流负向输出端；第一二极管D0的阳极与第五MOSFET管Sm15源极相连，其阴极同时与第六MOSFET管Sm21漏极、第一电容C1正极性端相连；第六MOSFET管Sm21源极同时与第三MOSFET管Sm13源极、第四MOSFET管Sm14漏极、第七MOSFET管Sm22漏极相连；第二二极管D1的阳极同时与第七MOSFET管Sm22源极、第九MOSFET管Sm24源极、第二电容C2负极性端相连，其阴极同时与第十MOSFET管S0源极、第一电容C1负极性端相连；第三二极管D2的阳极同时与第二电容C2正极性端、第十MOSFET管S0漏极相连，其阴极同时与第六MOSFET管Sm21漏极、第一电容C1正极性端、第八MOSFET管Sm23漏极相连。
进一步地，所述MOSFET管均附加反并联二极管，具有双向通流能力。
进一步地，所述MOSFET管栅极和源极之间均接收外部电路提供的控制驱动信号，而每只MOSFET管的控制驱动信号是由正弦调制波em与自上而下垂直分布的8路同幅、同频三角载波ei,i＝1,2,3,4,5,6,7,8比较决定的；
调制波每次与一路载波进行比较，将改变拓扑中部分主控开关管的通断状态，进而引起输出电压九种电平按如下正弦规律的依次增减：
0—+0.5Vin—+1Vin—+1.5Vin—+2Vin—+1.5Vin—+1Vin—+0.5Vin—0—-0.5Vin—-1Vin—-1.5Vin—-2Vin—-1.5Vin—-1Vin—-0.5Vin—0。
进一步地，所述调制波每次与一路载波进行比较，将改变拓扑中部分主控开关管的通断状态，具体如下：
正弦调制波em大于第一路三角载波e1期间，交流端输出电压为+2Vin，第一MOSFET管Sm11、第四MOSFET管Sm14、第六MOSFET管Sm21、第九MOSFET管Sm24、第十MOSFET管S0处于导通状态；
正弦调制波em大于第二路三角载波e2、小于第一路三角载波e1期间，交流端输出电压为+1.5Vin，第一MOSFET管Sm11、第四MOSFET管Sm14、第六MOSFET管Sm21、第九MOSFET管Sm24处于导通状态；
正弦调制波em大于第三路三角载波e3、小于第二路三角载波e2期间，交流端输出电压为+1Vin，第一MOSFET管Sm11、第四MOSFET管Sm14、第七MOSFET管Sm22、第九MOSFET管Sm24处于导通状态；
正弦调制波em大于第四路三角载波e4、小于第三路三角载波e3期间，交流端输出电压为+0.5Vin，第二MOSFET管Sm12、第四MOSFET管Sm14、第六MOSFET管Sm21、第九MOSFET管Sm24处于导通状态；
正弦调制波em大于第五路三角载波e5、小于第四路三角载波e4期间，交流端输出电压为0Vin，第二MOSFET管Sm12、第四MOSFET管Sm14、第五MOSFET管Sm15、第七MOSFET管Sm22、第九MOSFET管Sm24处于导通状态；
正弦调制波em大于第六路三角载波e6、小于第五路三角载波e5期间，交流端输出电压为-0.5Vin，第二MOSFET管Sm12、第四MOSFET管Sm14、第七MOSFET管Sm22、第八MOSFET管Sm23处于导通状态；
正弦调制波em大于第七路三角载波e7、小于第六路三角载波e6期间，交流端输出电压为-1Vin，第二MOSFET管Sm12、第三MOSFET管Sm13、第七MOSFET管Sm22、第九MOSFET管Sm24处于导通状态；
正弦调制波em大于第八路三角载波e8、小于第七路三角载波e7期间，交流端输出电压为-1.5Vin，第二MOSFET管Sm12、第三MOSFET管Sm13、第七MOSFET管Sm22、第八MOSFET管Sm23处于导通状态；
正弦调制波em小于第八路三角载波e8期间，交流端输出电压为-2Vin，第二MOSFET管Sm12、第三MOSFET管Sm13、第七MOSFET管Sm22、第八MOSFET管Sm23、第十MOSFET管S0处于导通状态。
本发明与现有技术相比，其显著优点在于：(1)单级拓扑兼备升压与九电平逆变功能，作为升压型DC-AC变换器，省略了笨重的磁性升压元件，以及大量箝位二极管、分压电容、独立直流输入源，并且拓扑所需的主控开关器件数量较少，因此具有拓扑紧凑精简、控制驱动容易的优点；(2)将所有10只主控开关管电压应力限制在直流输入源电压等级以内，为使用电压应力较小的主控开关管提供应用场合，降低了拓扑成本，在电动汽车及分布式电网高效的升压型DC-AC电能变换中都有着明显的优势，有着广泛的应用前景。
附图说明
图1是本发明一种升压型开关电容九电平逆变器的拓扑结构图。
图2是本发明所用调制策略下的输出电平与开关序列。
图3是本发明的调制过程示意图。
具体实施方式
本发明升压型开关电容九电平逆变器，包括直流输入源模块和开关电容模块；
所述直流输入源模块包括第一直流电压源Vin、第一MOSFET管Sm11、第二MOSFET管Sm12、第三MOSFET管Sm13、第四MOSFET管Sm14、第五MOSFET管Sm15、第一二极管D0；
所述开关电容模块包括第一电容C1、第二电容C2、第六MOSFET管Sm21、第七MOSFET管Sm22、第八MOSFET管Sm23、第九MOSFET管Sm24、第十MOSFET管S0、第二二极管D1、第三二极管D2；
所述第一直流电压源Vin的正极同时与第一MOSFET管Sm11漏极、第三MOSFET管Sm13漏极、第五MOSFET管Sm15漏极相连；第一直流电压源Vin的负极同时与第二MOSFET管Sm12源极、第四MOSFET管Sm14源极相连；第一MOSFET管Sm11源极与第二MOSFET管Sm12漏极相连，并共同连接交流正向输出端；第八MOSFET管Sm23源极与第九MOSFET管Sm24漏极相连，并共同连接交流负向输出端；第一二极管D0的阳极与第五MOSFET管Sm15源极相连，其阴极同时与第六MOSFET管Sm21漏极、第一电容C1正极性端相连；第六MOSFET管Sm21源极同时与第三MOSFET管Sm13源极、第四MOSFET管Sm14漏极、第七MOSFET管Sm22漏极相连；第二二极管D1的阳极同时与第七MOSFET管Sm22源极、第九MOSFET管Sm24源极、第二电容C2负极性端相连，其阴极同时与第十MOSFET管S0源极、第一电容C1负极性端相连；第三二极管D2的阳极同时与第二电容C2正极性端、第十MOSFET管S0漏极相连，其阴极同时与第六MOSFET管Sm21漏极、第一电容C1正极性端、第八MOSFET管Sm23漏极相连。
进一步地，所述MOSFET管均附加反并联二极管，具有双向通流能力。
进一步地，所述MOSFET管栅极和源极之间均接收外部电路提供的控制驱动信号，而每只MOSFET管的控制驱动信号是由正弦调制波em与自上而下垂直分布的8路同幅、同频三角载波ei,i＝1,2,3,4,5,6,7,8比较决定的；
调制波每次与一路载波进行比较，将改变拓扑中部分主控开关管的通断状态，进而引起输出电压九种电平按如下正弦规律的依次增减：
0—+0.5Vin—+1Vin—+1.5Vin—+2Vin—+1.5Vin—+1Vin—+0.5Vin—0—-0.5Vin—-1Vin—-1.5Vin—-2Vin—-1.5Vin—-1Vin—-0.5Vin—0。
进一步地，所述调制波每次与一路载波进行比较，将改变拓扑中部分主控开关管的通断状态，具体如下：
正弦调制波em大于第一路三角载波e1期间，交流端输出电压为+2Vin，第一MOSFET管Sm11、第四MOSFET管Sm14、第六MOSFET管Sm21、第九MOSFET管Sm24、第十MOSFET管S0处于导通状态；
正弦调制波em大于第二路三角载波e2、小于第一路三角载波e1期间，交流端输出电压为+1.5Vin，第一MOSFET管Sm11、第四MOSFET管Sm14、第六MOSFET管Sm21、第九MOSFET管Sm24处于导通状态；
正弦调制波em大于第三路三角载波e3、小于第二路三角载波e2期间，交流端输出电压为+1Vin，第一MOSFET管Sm11、第四MOSFET管Sm14、第七MOSFET管Sm22、第九MOSFET管Sm24处于导通状态；
正弦调制波em大于第四路三角载波e4、小于第三路三角载波e3期间，交流端输出电压为+0.5Vin，第二MOSFET管Sm12、第四MOSFET管Sm14、第六MOSFET管Sm21、第九MOSFET管Sm24处于导通状态；
正弦调制波em大于第五路三角载波e5、小于第四路三角载波e4期间，交流端输出电压为0Vin，第二MOSFET管Sm12、第四MOSFET管Sm14、第五MOSFET管Sm15、第七MOSFET管Sm22、第九MOSFET管Sm24处于导通状态；
正弦调制波em大于第六路三角载波e6、小于第五路三角载波e5期间，交流端输出电压为-0.5Vin，第二MOSFET管Sm12、第四MOSFET管Sm14、第七MOSFET管Sm22、第八MOSFET管Sm23处于导通状态；
正弦调制波em大于第七路三角载波e7、小于第六路三角载波e6期间，交流端输出电压为-1Vin，第二MOSFET管Sm12、第三MOSFET管Sm13、第七MOSFET管Sm22、第九MOSFET管Sm24处于导通状态；
正弦调制波em大于第八路三角载波e8、小于第七路三角载波e7期间，交流端输出电压为-1.5Vin，第二MOSFET管Sm12、第三MOSFET管Sm13、第七MOSFET管Sm22、第八MOSFET管Sm23处于导通状态；
正弦调制波em小于第八路三角载波e8期间，交流端输出电压为-2Vin，第二MOSFET管Sm12、第三MOSFET管Sm13、第七MOSFET管Sm22、第八MOSFET管Sm23、第十MOSFET管S0处于导通状态。
相对于以二极管箝位型、飞跨电容型、级联H桥型为代表的传统九电平逆变器拓扑，本发明单级拓扑兼备升压与九电平逆变功能。作为升压型DC-AC变换器，本发明省略了笨重的磁性升压元件，以及大量箝位二极管、分压电容、独立直流输入源，并且拓扑所需的主控开关器件数量较少，因此无论在拓扑紧凑性、拓扑精简性、控制驱动容易性方面，本发明在电动汽车及分布式电网高效的升压型DC-AC电能变换中都有着明显的优势，有着广泛的应用前景；相对于大多数开关电容五阶变换器和全桥逆变器级联而成的开关电容九电平逆变器，本发明虽然没有将主控开关管器件数目压缩至最小，但缓解了大多数学者所提拓扑全桥逆变器电压应力数倍于直流输入源电压的缺点，将所有10只主控开关管电压应力限制在直流输入源电压等级以内，为使用电压应力较小的主控开关管提供应用场合，降低了拓扑成本。
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明。
实施例
结合图1所示，本实施例一种升压型开关电容九电平逆变器，包括直流输入源模块和开关电容模块。
所述直流输入源模块包括第一直流电压源Vin、第一MOSFET管Sm11、第二MOSFET管Sm12、第三MOSFET管Sm13、第四MOSFET管Sm14、第五MOSFET管Sm15、第一二极管D0；所述开关电容模块包括第一电容C1、第二电容C2、第六MOSFET管Sm21、第七MOSFET管Sm22、第八MOSFET管Sm23、第九MOSFET管Sm24、第十MOSFET管S0、第二二极管D1、第三二极管D2。
在本发明实施例中，所述升压型开关电容多电平逆变器使用的10只MOSFET管都附加反并联二极管，具有双向通流能力。所述第一直流电压源Vin的正极同时与第一MOSFET管Sm11漏极、第三MOSFET管Sm13漏极、第五MOSFET管Sm15漏极相连；第一直流电压源Vin的负极同时与第二MOSFET管Sm12源极、第四MOSFET管Sm14源极相连；第一MOSFET管Sm11源极与第二MOSFET管Sm12漏极相连，并共同连接交流正向输出端；第八MOSFET管Sm23源极与第九MOSFET管Sm24漏极相连，并共同连接交流负向输出端；第一二极管D0的阳极与第五MOSFET管Sm15源极相连，其阴极同时与第六MOSFET管Sm21漏极、第一电容C1正极性端相连；第六MOSFET管Sm21源极同时与第三MOSFET管Sm13源极、第四MOSFET管Sm14漏极、第七MOSFET管Sm22漏极相连；第二二极管D1的阳极同时与第七MOSFET管Sm22源极、第九MOSFET管Sm24源极、第二电容C2负极性端相连，其阴极同时与第十MOSFET管S0源极、第一电容C1负极性端相连；第三二极管D2的阳极同时与第二电容C2正极性端、第十MOSFET管S0漏极相连，其阴极同时与第六MOSFET管Sm21漏极、第一电容C1正极性端、第八MOSFET管Sm23漏极相连。
结合图2～图3，在本实施例中，采用基于高频的多重载波正弦脉宽调制来获得10只主控开关管的10路控制驱动信号。在该调制策略中，对于输出电压九电平的场合，自上而下垂直分布有同幅Ac、同频fs的8路高频载波ei,i＝1,2,3,4,5,6,7,8和1路幅值为Am的正弦基频fo调制波em。调制波每次与一路载波进行比较，将改变拓扑中部分主控开关管的通断状态，进而引起输出电压九种电平按如下正弦规律的一次增减：
0—+0.5Vin—+1Vin—+1.5Vin—+2Vin—+1.5Vin—+1Vin—+0.5Vin—0—-0.5Vin—-1Vin—-1.5Vin—-2Vin—-1.5Vin—-1Vin—-0.5Vin—0。
正弦调制波em大于第一路三角载波e1期间，交流端输出电压为+2Vin，第一MOSFET管Sm11、第四MOSFET管Sm14、第六MOSFET管Sm21、第九MOSFET管Sm24、第十MOSFET管S0处于导通状态；正弦调制波em大于第二路三角载波e2、小于第一路三角载波e1期间，交流端输出电压为+1.5Vin，第一MOSFET管Sm11、第四MOSFET管Sm14、第六MOSFET管Sm21、第九MOSFET管Sm24处于导通状态；正弦调制波em大于第三路三角载波e3、小于第二路三角载波e2期间，交流端输出电压为+1Vin，第一MOSFET管Sm11、第四MOSFET管Sm14、第七MOSFET管Sm22、第九MOSFET管Sm24处于导通状态；正弦调制波em大于第四路三角载波e4、小于第三路三角载波e3期间，交流端输出电压为+0.5Vin，第二MOSFET管Sm12、第四MOSFET管Sm14、第六MOSFET管Sm21、第九MOSFET管Sm24处于导通状态；正弦调制波em大于第五路三角载波e5、小于第四路三角载波e4期间，交流端输出电压为0Vin，第二MOSFET管Sm12、第四MOSFET管Sm14、第五MOSFET管Sm15、第七MOSFET管Sm22、第九MOSFET管Sm24处于导通状态；正弦调制波em大于第六路三角载波e6、小于第五路三角载波e5期间，交流端输出电压为-0.5Vin，第二MOSFET管Sm12、第四MOSFET管Sm14、第七MOSFET管Sm22、第八MOSFET管Sm23处于导通状态；正弦调制波em大于第七路三角载波e7、小于第六路三角载波e6期间，交流端输出电压为-1Vin，第二MOSFET管Sm12、第三MOSFET管Sm13、第七MOSFET管Sm22、第九MOSFET管Sm24处于导通状态；正弦调制波em大于第八路三角载波e8、小于第七路三角载波e7期间，交流端输出电压为-1.5Vin，第二MOSFET管Sm12、第三MOSFET管Sm13、第七MOSFET管Sm22、第八MOSFET管Sm23处于导通状态；正弦调制波Vm小于第八路三角载波e8期间，交流端输出电压为-2Vin，第二MOSFET管Sm12、第三MOSFET管Sm13、第七MOSFET管Sm22、第八MOSFET管Sm23、第十MOSFET管S0处于导通状态。
本实施例构建出的新型升压型开关电容九电平逆变器拓扑，可以通过单级拓扑同时实现直流输入电压2倍升压和交流输出九电平电压波形两个功能。实现升压功能是基于开关电容充放电的合理控制，电路中无需升压电感或变压器等笨重的磁性元件，大大减小了主电路的体积，并提高了功率密度。本发明实现双极性九电平波形的输出是利用开关器件构成的特定电流回路，而非采纳前期学者先通过开关电容变换器产生正极性阶梯电压再使用全桥逆变器翻转半个电压周期的极性，避免了全桥逆变器开关管承受正极性阶梯电压的叠加的大电压应力，进而大大降低了开关器件的成本。经开关管电压应力与主控开关管数量的权衡，所提拓扑使用10只主控开关管，较之3类传统九电平逆变器以及大部分已有的升压型开关电容九电平逆变器，拓扑仍不失精简性。
本发明可用于近几年研究火热的电动汽车和分布式发电系统的DC-AC变换器，以更轻小的拓扑、更少的主控开关管驱动、更低的电压应力，实现交流侧更低的电压谐波和更优的电能质量。

Claims (4)

1.一种升压型开关电容九电平逆变器，其特征在于，包括直流输入源模块和开关电容模块；
所述直流输入源模块包括第一直流电压源(Vin)、第一MOSFET管(Sm11)、第二MOSFET管(Sm12)、第三MOSFET管(Sm13)、第四MOSFET管(Sm14)、第五MOSFET管(Sm15)、第一二极管(D0)；
所述开关电容模块包括第一电容(C1)、第二电容(C2)、第六MOSFET管(Sm21)、第七MOSFET管(Sm22)、第八MOSFET管(Sm23)、第九MOSFET管(Sm24)、第十MOSFET管(S0)、第二二极管(D1)、第三二极管(D2)；
所述第一直流电压源(Vin)的正极同时与第一MOSFET管(Sm11)漏极、第三MOSFET管(Sm13)漏极、第五MOSFET管(Sm15)漏极相连；第一直流电压源(Vin)的负极同时与第二MOSFET管(Sm12)源极、第四MOSFET管(Sm14)源极相连；第一MOSFET管(Sm11)源极与第二MOSFET管(Sm12)漏极相连，并共同连接交流正向输出端；第八MOSFET管(Sm23)源极与第九MOSFET管(Sm24)漏极相连，并共同连接交流负向输出端；第一二极管(D0)的阳极与第五MOSFET管(Sm15)源极相连，其阴极同时与第六MOSFET管(Sm21)漏极、第一电容(C1)正极性端相连；第六MOSFET管(Sm21)源极同时与第三MOSFET管(Sm13)源极、第四MOSFET管(Sm14)漏极、第七MOSFET管(Sm22)漏极相连；第二二极管(D1)的阳极同时与第七MOSFET管(Sm22)源极、第九MOSFET管(Sm24)源极、第二电容(C2)负极性端相连，其阴极同时与第十MOSFET管(S0)源极、第一电容(C1)负极性端相连；第三二极管(D2)的阳极同时与第二电容(C2)正极性端、第十MOSFET管(S0)漏极相连，其阴极同时与第六MOSFET管(Sm21)漏极、第一电容(C1)正极性端、第八MOSFET管(Sm23)漏极相连。
2.根据权利要求1所述的升压型开关电容多电平逆变器，其特征在于，所述MOSFET管均附加反并联二极管，具有双向通流能力。
3.根据权利要求1或2所述的升压型开关电容多电平逆变器，其特征在于，所述MOSFET管栅极和源极之间均接收外部电路提供的控制驱动信号，而每只MOSFET管的控制驱动信号是由正弦调制波em与自上而下垂直分布的8路同幅、同频三角载波ei,i＝1,2,3,4,5,6,7,8比较决定的；
调制波每次与一路载波进行比较，将改变拓扑中部分主控开关管的通断状态，进而引起输出电压九种电平按如下正弦规律的依次增减：
0—+0.5Vin—+1Vin—+1.5Vin—+2Vin—+1.5Vin—+1Vin—+0.5Vin—0—-0.5Vin—-1Vin—-1.5Vin—-2Vin—-1.5Vin—-1Vin—-0.5Vin—0。
4.根据权利要求3所述的升压型开关电容多电平逆变器，其特征在于，所述调制波每次与一路载波进行比较，将改变拓扑中部分主控开关管的通断状态，具体如下：
正弦调制波(em)大于第一路三角载波(e1)期间，交流端输出电压为+2Vin，第一MOSFET管(Sm11)、第四MOSFET管(Sm14)、第六MOSFET管(Sm21)、第九MOSFET管(Sm24)、第十MOSFET管(S0)处于导通状态；
正弦调制波(em)大于第二路三角载波(e2)、小于第一路三角载波(e1)期间，交流端输出电压为+1.5Vin，第一MOSFET管(Sm11)、第四MOSFET管(Sm14)、第六MOSFET管(Sm21)、第九MOSFET管(Sm24)处于导通状态；
正弦调制波(em)大于第三路三角载波(e3)、小于第二路三角载波(e2)期间，交流端输出电压为+1Vin，第一MOSFET管(Sm11)、第四MOSFET管(Sm14)、第七MOSFET管(Sm22)、第九MOSFET管(Sm24)处于导通状态；
正弦调制波(em)大于第四路三角载波(e4)、小于第三路三角载波(e3)期间，交流端输出电压为+0.5Vin，第二MOSFET管(Sm12)、第四MOSFET管(Sm14)、第六MOSFET管(Sm21)、第九MOSFET管(Sm24)处于导通状态；
正弦调制波(em)大于第五路三角载波(e5)、小于第四路三角载波(e4)期间，交流端输出电压为0Vin，第二MOSFET管(Sm12)、第四MOSFET管(Sm14)、第五MOSFET管(Sm15)、第七MOSFET管(Sm22)、第九MOSFET管(Sm24)处于导通状态；
正弦调制波(em)大于第六路三角载波(e6)、小于第五路三角载波(e5)期间，交流端输出电压为-0.5Vin，第二MOSFET管(Sm12)、第四MOSFET管(Sm14)、第七MOSFET管(Sm22)、第八MOSFET管(Sm23)处于导通状态；
正弦调制波(em)大于第七路三角载波(e7)、小于第六路三角载波(e6)期间，交流端输出电压为-1Vin，第二MOSFET管(Sm12)、第三MOSFET管(Sm13)、第七MOSFET管(Sm22)、第九MOSFET管(Sm24)处于导通状态；
正弦调制波(em)大于第八路三角载波(e8)、小于第七路三角载波(e7)期间，交流端输出电压为-1.5Vin，第二MOSFET管(Sm12)、第三MOSFET管(Sm13)、第七MOSFET管(Sm22)、第八MOSFET管(Sm23)处于导通状态；
正弦调制波(em)小于第八路三角载波(e8)期间，交流端输出电压为-2Vin，第二MOSFET管(Sm12)、第三MOSFET管(Sm13)、第七MOSFET管(Sm22)、第八MOSFET管(Sm23)、第十MOSFET管(S0)处于导通状态。
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