CN110995349B - 一种基于ddmzm的无ssbi的直接检测方法 - Google Patents

一种基于ddmzm的无ssbi的直接检测方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种基于DDMZM的无SSBI的直接检测方法。包括发送端数字信号处理DSP、光传输、接收端数字信号处理DSP；在发送端数字信号处理DSP过程中，首先，对产生的DMT信号s(t)进行希尔伯特变换，使双边带的DMT信号s(t)变成单边带信号
Figure DDA0002285143180000011
其中
Figure DDA0002285143180000012
为s(t)的希尔伯特变换；在传输光纤的情况下，对信号进行色散补偿，得到色散预补偿信号E'tx(t)，将信号E'tx(t)的实部和虚部分别送入到两个数模转换器DAC，将数字信号转换成模拟输出；在接收端数字信号处理DSP过程中，不使用KK算法，直接对数字信号进行处理。可以实现DDMZM的线性调制，从而在发射端DSP中实现色散的预补偿；并且实现了无SSBI的直接检测，在接收端不需要使用KK算法等方法来消除SSBI的干扰，在保证系统性能的情况下，降低了接收端DSP的复杂度。

Description

一种基于DDMZM的无SSBI的直接检测方法
技术领域
本发明属于光通信系统、高速光信号处理技术领域，更具体地，涉及一种基于DDMZM的无SSBI的直接检测方法。
背景技术
在现有技术中，IQ调制器的输出信号经过直接检测后，会有SSBI项，因此传输性能会受到一定的影响，通常可以用KK(Kramer-Kronigs)算法来消除SSBI的影响；KK算法可以有效消除直接检测后导致的SSBI的影响，但是增加了接收端DSP的复杂度。
色散预补偿：对于C波段的光纤通信系统，信号在光纤中传输会受到光纤色散的影响，一般可以在发送端对色散进行预补偿，或者在光纤链路中使用色散补偿光纤(DCF)来补偿色散，但是使用DCF会增加系统的成本开销。
对于以上现有技术，主要存在以下缺陷：由于在KK算法中使用了非线性运算，如根号和对数运算，会导致信号频谱展宽，因此在KK算法前，需要先对信号进行过采样。并且在接收端采用KK算法消除SSBI的影响，增加了接收端DSP的复杂度。
发明内容
本发明为克服上述现有技术中的缺陷，提供一种基于DDMZM的无SSBI的直接检测方法，基于DDMZM调制的单边带信号直接检测后不存在SSBI，在接收端无需使用KK算法，可降低接收端DSP的复杂度。
为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：一种基于DDMZM的无SSBI的直接检测方法，包括发送端数字信号处理DSP、光传输、接收端数字信号处理DSP；在发送端数字信号处理DSP过程中，首先，对产生的DMT信号s(t)进行希尔伯特变换，使双边带的DMT信号s(t)变成单边带信号
Figure GDA0002684601380000011
其中
Figure GDA0002684601380000012
为s(t)的希尔伯特变换；然后，在传输光纤的情况下，对信号进行色散预补偿，得到色散预补偿信号E'tx(t)，将信号E'tx(t)的实部和虚部分别送入到两个数模转换器(DAC)，将数字信号转换成模拟输出；在接收端数字信号处理DSP过程中，不使用KK算法，直接对数字信号进行处理。
在本发明中，不对DDMZM的调制进行近似，则拍频后的表达式为：
Figure GDA0002684601380000021
从上式可以看出，DDMZM调制后输出的信号，在直接检测后并不存在SSBI，可以不需要使用KK算法等方法来消除SSBI的影响，因此可以用DDMZM实现无SSBI的直接检测系统。
进一步的，在进行色散补偿之前，使用单边信号
Figure GDA0002684601380000022
重新构造一个信号：
Figure GDA0002684601380000023
在对信号进行色散补偿之后，对信号E'tx(t)进行笛卡尔-极坐标变换。
信号构造：因为DDMZM调制输出的单边带信号进行直接检测后，不存在SSBI，所以可以根据DDMZM的调制表达式构造出一个单边带信号，利用笛卡尔-极坐标变换，使得经过DDMZM调制输出后的信号还是之前构造的单边带信号，在经过直接检测后，不存在SSBI，并且可以有效对色散进行预补偿。设原来的单边带DMT信号为
Figure GDA0002684601380000024
虚部
Figure GDA0002684601380000025
即为实部s(t)的希尔伯特变换，用实部和虚部构造信号：
Figure GDA0002684601380000026
该信号在直接检测后的结果为：
Figure GDA0002684601380000027
从上式可以看出，该构造的信号实现了在经过直接检测后，不存在SSBI的干扰。
笛卡尔-极坐标转换：DDMZM调制输出信号的高阶项会使得色散的预补偿不理想。为了能够在发送端实现色散的预补偿，使用笛卡尔-极坐标变换，实现DDMZM的线性调制：
假设希望DDMZM输出的单边带信号为：
Etx(t)＝I(t)+jQ(t)
将单边信号写成指数形式：
Etx＝|Etx|ejθ
将DDMZM的调制输出表达式简写为：
Figure GDA0002684601380000031
其中
Figure GDA0002684601380000032
Figure GDA0002684601380000033
可以得到：
Figure GDA0002684601380000034
Figure GDA0002684601380000035
进一步可以得到需要输入到DDMZM中的两路信号为：
Figure GDA0002684601380000036
Figure GDA0002684601380000037
所以，DDMZM输出的信号为：
Figure GDA0002684601380000038
从上式可以看出，DDMZM的输出即为期望的信号，因此笛卡尔-极坐标变换可以实现DDMZM的线性调制，所以在笛卡尔-极坐标变换之前对单边带信号Etx进行色散补偿，可以有效补偿色散。
进一步的，在所述的发送端数字信号处理DSP过程中，使用下式实现对信号的色散补偿：
Figure GDA0002684601380000041
式中，D为色散系数，λ为波长，ω为频率，c为光速，z为光纤长度，FFT为傅里叶变换，IFFT为傅里叶逆变换。
进一步的，在背靠背(BTB)或在光纤链路中使用色散补偿光纤(DCF)时，则无需对信号进行色散预补偿，即E'tx(t)＝Etx(t)。
进一步的，在进行笛卡尔-极坐标变换之后，分别对笛卡尔-极坐标变换后信号的实部I'(t)和虚部Q'(t)做幅值的裁剪，降低信号的峰均功率比(PAPR)；裁剪的具体实现方式是设定固定的峰均功率比，利用该值将不满足设定范围的信号幅值限定为固定值；最后再将做完裁剪的信号的实部I'(t)和虚部Q'(t)分别送入到两个数模转换器(DAC)，将数字信号转换成模拟输出。
进一步的，所述的光传输具体包括以下步骤：
S21.将双驱动马赫曾德尔调制器(DDMZM)的直流偏置点，偏置在正交点；
S22.将两个数模转换器(DAC)的输出分别加载到DDMZM的上下两个臂上，使得将信号调制到光载波上；
S23.在BTB情况下，DDMZM输出的光信号直接在接收端接收；在传输光纤的情况下，DDMZM输出的光信号被送入光纤中传输，并使用掺铒光纤放大器EDFA将光纤传输后的信号进行放大；
S24.在接收端使用一个光电二极管(PD)进行接收，将光信号转换为电信号；
S25.电信号经过模数转换器(ADC)，转换成数字信号，用于接收端的数字信号处理。
进一步的，所述的接收端数字信号处理DSP包括以下步骤：
S31.同步：利用已知的训练序列，先对接收到的信号进行同步；这里同步采用的是相关算法，同步之后可以得到接收序列的起始点；
S32.信道均衡：同步后，利用接收到的训练序列和已知的训练序列，对信道进行估计，用估计出来的信道，对信号进行信道均衡；
S33.星座点逆映射：对均衡后的信号进行星座点逆映射，解调得到二进制比特序列；
S34.误比特率计算：使用接收端解调得到的二进制比特序列和原始发送的二进制比特序列，计算出系统的误比特率。
与现有技术相比，有益效果是：本发明提供的一种基于DDMZM的无SSBI的直接检测方法，可以实现DDMZM的线性调制，从而在发射端DSP中实现色散的预补偿；并且实现了无SSBI的直接检测，在接收端不需要使用KK算法等方法来消除SSBI的干扰，在保证系统性能的情况下，降低了接收端DSP的复杂度。
附图说明
图1是本发明实施例1方法流程示意图，虚线框部分表示选做步骤。
图2是本发明实施例2方法流程示意图，虚线框部分表示选做步骤。
图3是笛卡尔-极坐标变换原理框图。
图4是本发明整体方法流程示意图。
图5是实施例1中背靠背情况下不同CSPR对应的BER曲线。
图6是实施例1中传输80km光纤后不同CSPR下的BER曲线。
图7是实施例2中坐标变换后背靠背情况下不同CSPR的BER曲线。
图8是实施例2中坐标变换后传输80km光纤情况下不同CSPR的BER曲线。
具体实施方式
附图仅用于示例性说明，不能理解为对本发明的限制；为了更好说明本实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；对于本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。附图中描述位置关系仅用于示例性说明，不能理解为对本发明的限制。
实施例1：
如图1所示，一种基于DDMZM的无SSBI的直接检测方法，包括以下步骤：
(1)发送端DSP：
S11.DMT信号的生成：将二进制比特序列映射成16-QAM的星座点，调制成DMT信号s(t)；
S12.对产生的DMT信号进行希尔伯特(Hilbert)变换，使双边带的DMT信号s(t)变成单边带信号
Figure GDA0002684601380000061
其中
Figure GDA0002684601380000062
为s(t)的希尔伯特变换；
S13.色散预补偿：在传输光纤的情况下，需要对信号进行色散补偿，色散预补偿信号E'tx(t)由下式实现：
Figure GDA0002684601380000063
其中，D为色散系数，λ为波长，ω为频率，c为光速，z为光纤长度，FFT为傅里叶变换，IFFT为傅里叶逆变换。
在背靠背(BTB)或在光纤链路中使用色散补偿光纤(DCF)时，则无需对信号进行色散预补偿，即E'tx(t)＝Etx(t)。
S14.将信号E'tx(t)的实部和虚部分别送入到两个数模转换器(ADC)，将数字信号转换成模拟输出。
(2)光传输系统
S21.将双驱动马赫曾德尔调制器(DDMZM)的直流偏置点，偏置在正交点；
S22.将两个数模转换器(DAC)的输出分别加载到DDMZM的上下两个臂上，使得将信号调制到光载波上；
S23.在BTB情况下，DDMZM输出的光信号直接在接收端接收；在传输光纤的情况下，DDMZM输出的光信号被送入光纤中传输，并使用掺铒光纤放大器(EDFA)将光纤传输后的信号进行放大；
S24.在接收端使用一个光电二极管(PD)进行接收，将光信号转换为电信号；
S25.电信号经过模数转换器(ADC)，转换成数字信号，用于接收端的数字信号处理。
(3)接收端DSP：
S31.KK算法：该过程为选做，本发明不需要使用KK算法，在这里用于比较本发明与现有技术的系统性能；在KK算法前，需要对接收到的信号进行上采样；
S32.同步：利用已知的训练序列，先对接收到的信号进行同步；这里同步采用的是相关算法，同步之后可以得到接收序列的起始点；
S33.信道均衡：同步后，利用接收到的训练序列和已知的训练序列，对信道进行估计，用估计出来的信道，对信号进行信道均衡；
S34.星座点逆映射：对均衡后的信号进行星座点逆映射，解调得到二进制比特序列；
S35.误比特率计算：使用接收端解调得到的二进制比特序列和原始发送的二进制比特序列，计算出系统的误比特率。
如图5所示，基于DDMZM调制的单边带信号直接检测后不存在SSBI，在接收端无需使用KK算法，相比于现有技术，可降低接收端DSP的复杂度。但是由于DDMZM调制输出的信号存在高阶项，会使得色散的预补偿效果不理想，使得在发送端对信号进行色散预补偿传输光纤这种情况的性能降低，如图6所示。因此，在这一基础上继续改进，实现发送端的色散预补偿。
实施例2
如图2所示，一种基于DDMZM的无SSBI的直接检测方法，包括以下步骤：
(1)发送端DSP：
S11.DMT信号的生成：将二进制比特序列映射成16-QAM的星座点，调制成DMT信号s(t)；
S12.对产生的DMT信号进行希尔伯特(Hilbert)变换，使双边带的DMT信号变成单边带信号
Figure GDA0002684601380000071
S13.使用第二步中的单边带信号，重新构造一个信号：
Figure GDA0002684601380000072
S14.色散预补偿：在传输光纤的情况下，需要对信号进行色散补偿，色散预补偿信号E'tx(t)由下式实现：
Figure GDA0002684601380000073
其中，D为色散系数，λ为波长，ω为频率，c为光速，z为光纤长度，FFT为傅里叶变换，IFFT为傅里叶逆变换。
在背靠背(BTB)或在光纤链路中使用色散补偿光纤(DCF)时，则无需对信号进行色散预补偿，即E'tx(t)＝Etx(t)。
S15.笛卡尔-极坐标变换：对信号E'tx(t)进行笛卡尔-极坐标变换；为了能在发送端实现色散预补偿，使用笛卡尔-极坐标变换，实现DDMZM的线性调制，其过程如下：
将信号写成指数形式：
E'tx＝|E'tx|ejθ
根据上式可以得到：
Figure GDA0002684601380000081
Figure GDA0002684601380000082
进一步可以得到需要输入到DDMZM中的两路信号为：
Figure GDA0002684601380000083
Figure GDA0002684601380000084
S16.裁剪：分别对笛卡尔-极坐标变换后信号的实部I'(t)和虚部Q'(t)做幅值的裁剪，降低信号的峰均功率比(PAPR)。裁剪的具体实现方式是设定固定的峰均功率比，利用该值将不满足设定范围的信号幅值限定为固定值；
S17.将做完裁剪的信号的实部I'(t)和虚部Q'(t)分别送入到两个数模转换器(ADC)，将数字信号转换成模拟输出。
(2)光传输系统
S21.将双驱动马赫曾德尔调制器(DDMZM)的直流偏置点，偏置在正交点；
S22.将两个数模转换器(DAC)的输出分别加载到DDMZM的上下两个臂上，使得将信号调制到光载波上；
S23.在BTB情况下，DDMZM输出的光信号直接在接收端接收；在传输光纤的情况下，DDMZM输出的光信号被送入光纤中传输，并使用掺铒光纤放大器(EDFA)将光纤传输后的信号进行放大；
S24.在接收端使用一个光电二极管(PD)进行接收，将光信号转换为电信号；
S25.电信号经过模数转换器(ADC)，转换成数字信号，用于接收端的数字信号处理。
(3)接收端DSP：
S31.KK算法：该过程为选做，本发明不需要使用KK算法，在这里用于比较本发明与现有技术的系统性能；在KK算法前，需要对接收到的信号进行上采样；
S32.同步：利用已知的训练序列，先对接收到的信号进行同步；这里同步采用的是相关算法，同步之后可以得到接收序列的起始点；
S33.信道均衡：同步后，利用接收到的训练序列和已知的训练序列，对信道进行估计，用估计出来的信道，对信号进行信道均衡；
S34.星座点逆映射：对均衡后的信号进行星座点逆映射，解调得到二进制比特序列；
S35.误比特率计算：使用接收端解调得到的二进制比特序列和原始发送的二进制比特序列，计算出系统的误比特率。
如图2所示，在该实施例中，相比于实施例1，在发送端增加了信号构造和笛卡尔-极坐标变换这两个步骤。其中笛卡尔-极坐标变换是为了实现在发送端的色散预补偿；信号构造的目的是实现接收端直接检测后不存在SSBI。因此在接收端不需要使用KK算法等处理，来消除SSBI的影响，降低了接收端DSP的复杂度，同时也实现了在发送端的色散预补偿，与使用DCF在光纤链路上补偿色散的方案相比，节省了成本。
方案分析：
如图5至图8所示，对实施例1和实施例2进行分析。
发送端和接收端的DSP过程均在MATLAB中完成，光纤系统的仿真由VPItransmissionMaker 9.1实现。
首先对DDMZM调制方案进行仿真分析，分别讨论了背靠背和传输80km光纤两种情况。仿真案例的主要参数如表1所示。
表1：仿真案例的主要参数
Figure GDA0002684601380000101
在实施例1中，如图5所示，从图中可以看出，在背靠背情况下，不使用KK算法和使用KK算法的BER性能基本一致，说明在接收端直接检测后并不存在SSBI的影响，在不使用KK算法的情况下依然具有较好的BER性能，使得在能够获得相同BER性能的情况下，减少了接收端DSP的复杂度。因此，这里仿真验证了传统的DDMZM方案中，接收信号不存在SSBI的影响。
在实施例1中，如图6所示，分别比较了在传输80km光纤后，使用DCF和在发送端预补偿色散这两种色散补偿方法的效果。从图中可以看出，用DCF可以补偿掉光纤色散，不使用KK算法的系统的BER性能和使用KK算法的相似，可以达到硬判决门限以下。但是在发送端对色散进行预补偿的效果并不理想，并不能将色散完美地补偿。
为了能在发送端实现色散预补偿，在发送端进行了笛卡尔－极坐标变换，并且为了使直接检测后能够没有SSBI的影响，在进行坐标变换前，先将单边带信号变形为
Figure GDA0002684601380000102
仿真结果分别从背靠背和传输80km光纤两种情况来进行说明。其中OSNR设为28dB。
在实施例2中，如图7所示，从图中可以看出，在BTB情况下，构造的信号在经过笛卡尔-极坐标变换、DDMZM调制和直接检测后，KK算法不起作用，因此说明接收信号不存在SSBI的影响，发明方案实现了无SSBI的传输。
在实施例2中，如图8所示，图中给出了使用笛卡尔-极坐标变换，在传输80km光纤后，使用DCF和在发送端预补偿色散这两种色散补偿方法的效果。对比图6和8可知，使用笛卡尔-极坐标变换后，采用色散预补偿的接收性能大大提升，说明色散得到了有效的补偿。另外，在采用笛卡尔-极坐标变换的方案中，在发送端预补偿色散的性能接近采用DCF得到的结果，而DCF方案虽然有更好的性能，但需要额外的成本开销，因此本发明方案有更低的成本，更具可行性。
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种基于DDMZM的无SSBI的直接检测方法，包括发送端数字信号处理DSP、光传输、接收端数字信号处理DSP；其特征在于，在发送端数字信号处理DSP过程中，首先，对产生的DMT信号s(t)进行希尔伯特变换，使双边带的DMT信号s(t)变成单边带信号
Figure FDA0002684601370000011
其中
Figure FDA0002684601370000012
为s(t)的希尔伯特变换；然后，在传输光纤的情况下，对信号进行色散预补偿，得到色散预补偿信号E'tx(t)，将信号E'tx(t)的实部和虚部分别送入到两个数模转换器DAC，将数字信号转换成模拟输出；在接收端数字信号处理DSP过程中，不使用KK算法，直接对数字信号进行处理；其中，在进行色散补偿之前，使用单边信号
Figure FDA0002684601370000013
重新构造一个信号：
Figure FDA0002684601370000014
在对信号进行色散补偿之后，对信号E'tx(t)进行笛卡尔-极坐标变换，包括以下步骤：
将信号写成指数形式：
E'tx＝|E'tx|ejθ
根据上式可以得到：
Figure FDA0002684601370000015
Figure FDA0002684601370000016
进一步可以得到需要输入到DDMZM中的两路信号为：
Figure FDA0002684601370000017
Figure FDA0002684601370000018
2.根据权利要求1所述的基于DDMZM的无SSBI的直接检测方法，其特征在于，在所述的发送端数字信号处理DSP过程中，使用下式实现对信号的色散补偿：
Figure FDA0002684601370000021
式中，D为色散系数，λ为波长，ω为频率，c为光速，z为光纤长度，FFT为傅里叶变换，IFFT为傅里叶逆变换。
3.根据权利要求2所述的基于DDMZM的无SSBI的直接检测方法，其特征在于，在背靠背BTB或在光纤链路中使用色散补偿光纤DCF时，则无需对信号进行色散预补偿，即E'tx(t)＝Etx(t)。
4.根据权利要求1所述的基于DDMZM的无SSBI的直接检测方法，其特征在于，在进行笛卡尔-极坐标变换之后，分别对笛卡尔-极坐标变换后信号的实部I'(t)和虚部Q'(t)做幅值的裁剪，降低信号的峰均功率比PAPR；裁剪的具体实现方式是设定固定的峰均功率比，利用该值将不满足设定范围的信号幅值限定为固定值；最后再将做完裁剪的信号的实部I'(t)和虚部Q'(t)分别送入到两个数模转换器DAC，将数字信号转换成模拟输出。
5.根据权利要求4所述的基于DDMZM的无SSBI的直接检测方法，其特征在于，所述的光传输具体包括以下步骤：
S21.将双驱动马赫曾德尔调制器DDMZM的直流偏置点，偏置在正交点；
S22.将两个数模转换器DAC的输出分别加载到DDMZM的上下两个臂上，使得将信号调制到光载波上；
S23.在BTB情况下，DDMZM输出的光信号直接在接收端接收；在传输光纤的情况下，DDMZM输出的光信号被送入光纤中传输，并使用掺铒光纤放大器EDFA将光纤传输后的信号进行放大；
S24.在接收端使用一个光电二极管PD进行接收，将光信号转换为电信号；
S25.电信号经过模数转换器ADC，转换成数字信号，用于接收端的数字信号处理。
6.根据权利要求4所述的基于DDMZM的无SSBI的直接检测方法，其特征在于，所述的接收端数字信号处理DSP包括以下步骤：
S31.同步：利用已知的训练序列，先对接收到的信号进行同步；这里同步采用的是相关算法，同步之后可以得到接收序列的起始点；
S32.信道均衡：同步后，利用接收到的训练序列和已知的训练序列，对信道进行估计，用估计出来的信道，对信号进行信道均衡；
S33.星座点逆映射：对均衡后的信号进行星座点逆映射，解调得到二进制比特序列；
S34.误比特率计算：使用接收端解调得到的二进制比特序列和原始发送的二进制比特序列，计算出系统的误比特率。
CN201911157303.3A 2019-11-22 2019-11-22 一种基于ddmzm的无ssbi的直接检测方法 Active CN110995349B (zh)

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