CN110995163A - 一种基波混频和谐波混频杂交型毫米波双频带无源混频器 - Google Patents

一种基波混频和谐波混频杂交型毫米波双频带无源混频器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基波混频和谐波混频杂交型毫米波双频带无源混频器，其包括第一级环形混频核、第二级环形混频核、本振分配网络、准双工器、射频巴伦和负载电容；通过在两级环形混频核之间引入准双工器，得到了两条不同的变频路径，其中一条变频路径(路径一)为基波混频，适用于毫米波低频带，另一条变频路径(路径二)为谐波混频，适用于毫米波高频带；通过合理配置本振频率，该混频器不仅能在两个不同的毫米波频段之间切换使用，还能在两个频段同时工作。

Description

一种基波混频和谐波混频杂交型毫米波双频带无源混频器
技术领域
本发明属于毫米波技术领域，涉及一种毫米波双频带无源混频器，尤其涉及一种既能在两个不同的毫米波频段切换使用、也能在两个频段同时工作的基波混频和谐波混频杂交型毫米波双频带无源混频器。
背景技术
随着5G时代的来临，毫米波频段的应用成为了各国通信产业关注的热点。当前，世界上多个国家和地区都已发布了用于5G部署的毫米波频谱，例如中国的24.75-27.5GHz和37-42.5GHz频段，欧盟的24.25-27.5GHz频段，以及美国的27.5-28.35GHz、37-40GHz和47.2-48.2GHz等多个频段。为了使同一芯片/系统支持多个毫米波频段的应用，传统上需要在该芯片/系统中集成多个针对单一频段设计的毫米波收发通道，导致芯片/系统的面积、复杂度、功耗和成本等成倍地增加。另一种更具吸引力的方法是在多个毫米波频段之间实现尽可能多的器件共用，从而降低了毫米波多频带芯片/系统的面积、功耗和成本。
毫米波双频带混频器是毫米波双频带系统中的关键部件。现有的双频带混频器大多采用传统的基波混频结构，再通过精心设计的阻抗匹配网络使其本振与射频端在两个不同频段同时获得匹配。然而，双频带基波混频器要求其本振覆盖带宽与射频带宽基本一致，这对于毫米波双频带应用所需的本振提出了较高的要求。另一种双频带混频器是在基波混频器的基础上，选择将输入信号与本振的基波分量或谐波分量进行混频，从而在本振的基波频率范围和谐波频率范围实现双频带应用。除此之外，通过调整混频器的工作模式，使其在基波混频模式和谐波混频模式之间切换，也可以获得类似的双频带混频功能。这两种双频带混频器在较高的毫米波频带使用了本振的谐波分量或谐波混频模式，有效地降低了本振的工作频率，从而缓解了毫米波高频段的本振设计难题，但它们只能在两个频带之间切换使用，无法在两个频带同时工作，导致其功能和应用范围受到了很大的限制。
因此，需要一种新型的毫米波双频带混频器，在降低本振设计难度的同时，实现既能在两个不同频带之间切换使用，也能在两个频带同时工作，这对于扩展现代毫米波系统的功能、带宽及减小系统的尺寸、功耗和成本等方面具有重要的作用。
发明内容
本发明提供一种基波混频和谐波混频杂交型毫米波双频带无源混频器。该混频器既能在两个不同的毫米波频带之间切换使用，也能在两个频带同时工作，有利于扩展其功能和应用范围。
本发明采用如下技术方案：
一种基波混频和谐波混频杂交型毫米波双频带无源混频器，包括第一级环形混频核、第二级环形混频核、本振分配网络、准双工器、射频巴伦、负载电容；
所述第一级环形混频核包括四个相同的晶体管以双差分对的形式连接；
所述第二级环形混频核也包括四个相同的晶体管以双差分对的形式连接，第二级环形混频核的漏极与负载电容CL的两端连接，作为差分的第二中频IF2端口；
所述准双工器连接在第一级环形混频核的输出和第二级环形混频核的输入之间，准双工器中第一电感L1的一端与第三电容C3的一端、第一级环形混频核的一个漏极连接，第一电感L1的另一端与第一电容C1的一端连接，第一电容C1的另一端接地，第二电感L2的一端与第四电容C4的一端、第一级环形混频核的另一个漏极连接，第二电感L2的另一端与第二电容C2的一端连接，第二电容C2的另一端接地，第三电容C3的另一端与第二级环形混频核的一个源极连接，第四电容C4的另一端与第二级环形混频核的另一个源极连接；第一电感L1和第一电容C1的连接点、第二电感L2和第二电容C2的连接点作为差分的第一中频IF1端口。
其中第一级环形混频核的输出到第一中频IF1端口之间的路径记为路径一，具有低通特性；第一级环形混频核的输出到第二级环形混频核的输入之间的路径记为路径二，具有高通特性。
为了叙述方便，下面称毫米波双频带中频率较低的频带为“低频带”，频率较高的频带为“高频带”。
当输入毫米波低频带的射频信号时，设置本振信号频率为射频频率加/减中频频率，经过第一级环形混频核混频后得到的所有信号分量中频率最低的是中频频率，该频率位于准双工器路径一的通带、路径二的阻带内，因此该中频分量将从准双工器的路径一输出，形成基波混频；
当输入毫米波高频带的射频信号时，设置本振信号频率为射频频率加/减中频频率后再除以二，经过第一级环形混频核混频后得到的所有信号分量中频率最低的是本振频率减去中频频率，该频率位于准双工器路径一的阻带、路径二的通带内，因此第一级混频后得到的所有信号分量都将通过准双工器的路径二到达第二级环形混频核进行二次混频，当驱动两级环形混频核的本振信号满足所需的相位差时，便形成了谐波混频；
当同时输入分属于两个不同毫米波频带的射频信号时，设置一个本振信号频率为低频带射频信号频率减去中频频率，设置另一个本振信号频率为高频带射频信号频率的一半，低频带射频信号经过路径一的基波混频得到中频信号，从第一中频IF1端口输出，高频带射频信号经过路径二的谐波混频得到零中频基带信号，从第二中频IF2端口输出；通过合理设置两个本振频率可以避免这两种混频同时工作造成的相互干扰，实现毫米波双频带同时混频。
本发明具有如下优点：
1)本发明既能在两个不同的毫米波频带之间切换使用，也能在两个频带同时工作，扩展了混频器的功能和应用范围；
2)本发明具有两条变频路径和两个中频端口，可以在两个中频端口之后添加带宽和增益不同的中频滤波及放大网络，有利于解决双频带应用中可能存在的信道带宽及增益需求不同的问题；
3)本发明采用无源混频器结构，不受制作工艺对于电源电压的限制，同时还能有效降低闪烁噪声对于零中频和低中频接收机性能的影响。
附图说明
图1是基波混频和谐波混频杂交型毫米波双频带无源混频器的电路原理图；
图2是本发明在毫米波双频带同时工作时各端口的信号频谱示意图，其中，(a)为RF端口，(b)为LO端口，(c)为IF1端口，(d)为IF2端口；
图3是本发明在基波混频和谐波混频模式下的变频增益的测试和仿真结果；
图4是本发明在基波混频和谐波混频模式下的中频带宽的测试结果。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作更进一步的说明。
如图1所示，本发明提供的一种基波混频和谐波混频杂交型毫米波双频带无源混频器，包括第一级环形混频核1、第二级环形混频核2、本振分配网络3、准双工器4、射频巴伦5、负载电容CL；所述第一级环形混频核1包括晶体管M1-M4,第二级环形混频核2包括晶体管M5-M8，本振分配网络3包括90度功分器3a、第一本振巴伦3b、第二本振巴伦3c、补偿电感LC，准双工器4包括第一电感L1、第二电感L2、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4。
具体电路连接关系如下：本振分配网络3中90度功分器3a的0°端口与第一本振巴伦3b的IN端口连接，90度功分器3a的90°端口与补偿电感LC的一端连接，补偿电感LC的另一端与第二本振巴伦3c的IN端口连接；第一级环形混频核1中第一晶体管M1的栅极与第四晶体管M4的栅极、第一本振巴伦3b的0°端口连接，第二晶体管M2的栅极与第三晶体管M3的栅极、第一本振巴伦3b的180°端口连接，第一晶体管M1的源极与第二晶体管M2的源极、射频巴伦5的0°端口连接，第三晶体管M3的源极与第四晶体管M4的源极、射频巴伦5的180°端口连接；第二级环形混频核2中第五晶体管M5的栅极与第八晶体管M8的栅极、第二本振巴伦3c的0°端口连接，第六晶体管M6的栅极与第七晶体管M7的栅极、第二本振巴伦3c的180°端口连接，第五晶体管M5的漏极与第七晶体管M7的漏极、负载电容CL的一端连接，第六晶体管M6的漏极与第八晶体管M8的漏极、负载电容CL的另一端连接，负载电容CL的两端作为差分的第二中频IF2端口；准双工器4中第一电感L1的一端与第三电容C3的一端、第一晶体管M1的漏极、第三晶体管M3的漏极连接，第一电感L1的另一端与第一电容C1的一端连接，第一电容C1的另一端接地，第二电感L2的一端与第四电容C4的一端、第二晶体管M2的漏极、第四晶体管M4的漏极连接，第二电感L2的另一端与第二电容C2的一端连接，第二电容C2的另一端接地，第三电容C3的另一端与第五晶体管M5的源极、第六晶体管M6的源极连接，第四电容C4的另一端与第七晶体管M7的源极、第八晶体管M8的源极连接；第一电感L1和第一电容C1的连接点、第二电感L2和第二电容C2的连接点组成差分的第一中频IF1端口。
在准双工器4中，第一级环形混频核1的输出到第一中频IF1端口之间的路径(路径一)具有低通特性，第一级环形混频核1的输出到第二级环形混频核2的输入之间的路径(路径二)具有高通特性。
假设驱动两级环形混频核的本振信号(LO1和LO2)是占空比为50％的方波，且环形混频核中的晶体管工作在理想开关状态，图1中第一级环形混频核1的输出电压即AA’处的电压可以表示为：
Figure BDA0002290083860000051
其中，n表示自然数，t表示时间，fLO表示本振频率，VRF和fRF分别表示射频信号的幅度和频率。
当输入毫米波高频带的射频信号时，设置本振频率为fLO＝(fRF±fIF)/2，其中fIF表示中频频率，式(1)中频率最低的分量为fLO-fIF。在毫米波应用中，fLO通常远大于fIF，fLO-fIF在准双工器路径一的阻带、路径二的通带内，所以式(1)中的所有频率分量都会通过路径二到达第二级环形混频核的输入端即BB’处进行二次混频。传统上，当LO2与LO1的相位差为90°时，二次混频的效果最好，但由于毫米波频段晶体管的寄生效应以及两级环形混频核之间准双工器的引入，二次混频效果最好的本振相位差偏离了90°，因此本发明在本振分配网络中引入了补偿电感对该相位偏移进行补偿。当输入毫米波低频带的射频信号时，设置本振频率为fLO＝fRF±fIF,式(1)中频率最低的分量为fIF，该频率在准双工器路径一的通带、路径二的阻带内，无法通过路径二到达BB’，只能通过路径一输出，从而实现基波混频。
当同时输入处于毫米波低频带的射频信号RFA(频率和带宽分别为fRFA和BWA)和处于毫米波高频带的射频信号RFB(频率和带宽分别为fRFB和BWB)时，设置一个本振LOA的频率fLOA＝fRFA-fIF，另一个本振LOB的频率fLOB＝fRFB/2,其中RFA和LOA进行基波混频得到的频率为fIF的中频信号从IF1端口输出，RFB和LOB进行谐波混频得到零中频基带信号从IF2端口输出。
图1中RF、LO、IF1和IF2等端口的频谱图分别如图2(a)-(d)所示。由图2(c)和(d)可见，IF1和IF2端口均存在一些干扰信号，但只要满足fIF＞(BWA+BWB)/2和|fLOA-fLOB|>fIF+(BWA+BWB)/2，这些干扰信号就能被有效滤除，得到所需的有用信号，如图2(d)和(f)所示。
图3是本发明在基波混频和谐波混频模式下变频增益的测试和仿真结果。该混频器在基波混频模式下的最大变频增益为-7.6dB,-3dB射频带宽范围为16-35GHz；在谐波混频模式下的最大变频增益为-13.7dB，-3dB射频带宽范围为30-53GHz；这两个频段覆盖了当前大部分国家和地区规划部署的5G毫米波频谱，因此本发明可获得多种5G毫米波应用。
图4是本发明在基波混频和谐波混频模式下-3dB中频带宽的测试结果。该混频器在基波混频模式下的-3dB中频带宽为1.5GHz,在谐波混频模式下的-3dB中频带宽为1.2GHz，可以支持高速率的5G毫米波通信。
本发明采用硅基互补金属氧化物半导体集成电路工艺实现。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种基波混频和谐波混频杂交型毫米波双频带无源混频器，其特征在于：该混频器包括第一级环形混频核、第二级环形混频核、本振分配网络、准双工器、射频巴伦、负载电容；
所述第一级环形混频核包括四个相同的晶体管以双差分对的形式连接；
所述第二级环形混频核也包括四个相同的晶体管以双差分对的形式连接，第二级环形混频核2的漏极与负载电容CL的两端连接，作为差分的第二中频IF2端口；
所述准双工器连接在第一级环形混频核的输出和第二级环形混频核的输入之间，准双工器4中第一电感L1的一端与第三电容C3的一端、第一级环形混频核1的一个漏极连接，第一电感L1的另一端与第一电容C1的一端连接，第一电容C1的另一端接地，第二电感L2的一端与第四电容C4的一端、第一级环形混频核1的另一个漏极连接，第二电感L2的另一端与第二电容C2的一端连接，第二电容C2的另一端接地，第三电容C3的另一端与第二级环形混频核2的一个源极连接，第四电容C4的另一端与第二级环形混频核2的另一个源极连接；第一电感L1和第一电容C1的连接点、第二电感L2和第二电容C2的连接点作为差分的第一中频IF1端口；
其中第一级环形混频核的输出到第一中频IF1端口之间的路径记为路径一，用于基波混频，适用于毫米波低频带；第一级环形混频核的输出到第二级环形混频核的输入之间的路径记为路径二，用于谐波混频，适用于毫米波高频带。
2.根据权利要求1所述的基波混频和谐波混频杂交型毫米波双频带无源混频器，其特征在于：
当输入毫米波低频带的射频信号时，设置本振信号频率fLO＝fRF±fIF,fRF表示射频频率，fIF表示中频频率，且经过第一级环形混频核混频后得到的所有信号分量中频率最低的是中频频率，则fIF位于准双工器路径一的通带、路径二的阻带内，因此fIF将从准双工器的路径一输出，形成基波混频。
3.根据权利要求1所述的基波混频和谐波混频杂交型毫米波双频带无源混频器，其特征在于：
当输入毫米波高频带的射频信号时，设置本振信号频率fLO＝(fRF±fIF)/2，fRF表示射频频率，fIF表示中频频率，且经过第一级环形混频核混频后得到的所有信号分量中频率最低的是fLO-fIF，则该频率fLO-fIF位于准双工器路径一的阻带、路径二的通带内，因此第一级环形混频核混频后得到的所有信号分量都将通过准双工器的路径二到达第二级环形混频核进行二次混频，当驱动两级环形混频核的本振信号满足相位差条件时，便形成了谐波混频。
4.根据权利要求1所述的基波混频和谐波混频杂交型毫米波双频带无源混频器，其特征在于：
当同时输入分属于两个不同毫米波频带的射频信号时，设置一个本振信号频率为fLOA＝fRFA-fIF，fRFA表示低频带射频信号频率，另一个本振信号频率为fLOB＝fRFB/2,fRFB表示高频带射频信号频率，则低频带射频信号经过路径一的基波混频得到中频信号，从第一中频IF1端口输出，高频带射频信号经过路径二的谐波混频得到零中频基带信号，从第二中频IF2端口输出。
5.根据权利要求4所述的基波混频和谐波混频杂交型毫米波双频带无源混频器，其特征在于：fIF＞(BWA+BWB)/2且|fLOA-fLOB|>fIF+(BWA+BWB)/2，BWA表示低频带射频信号带宽，BWB表示高频带射频信号带宽。
6.根据权利要求1-5任一所述的基波混频和谐波混频杂交型毫米波双频带无源混频器，其特征在于：
所述第一级环形混频核包括晶体管M1-M4,第二级环形混频核包括晶体管M5-M8，本振分配网络包括90度功分器3a、第一本振巴伦3b、第二本振巴伦3c、补偿电感LC，准双工器包括第一电感L1、第二电感L2、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4；
本振分配网络中90度功分器3a的0°端口与第一本振巴伦3b的IN端口连接，90度功分器3a的90°端口与补偿电感LC的一端连接，补偿电感LC的另一端与第二本振巴伦3c的IN端口连接；第一级环形混频核中第一晶体管M1的栅极与第四晶体管M4的栅极、第一本振巴伦3b的0°端口连接，第二晶体管M2的栅极与第三晶体管M3的栅极、第一本振巴伦3b的180°端口连接，第一晶体管M1的源极与第二晶体管M2的源极、射频巴伦5的0°端口连接，第三晶体管M3的源极与第四晶体管M4的源极、射频巴伦5的180°端口连接；第二级环形混频核中第五晶体管M5的栅极与第八晶体管M8的栅极、第二本振巴伦3c的0°端口连接，第六晶体管M6的栅极与第七晶体管M7的栅极、第二本振巴伦3c的180°端口连接，第五晶体管M5的漏极与第七晶体管M7的漏极、负载电容CL的一端连接，第六晶体管M6的漏极与第八晶体管M8的漏极、负载电容CL的另一端连接，负载电容CL的两端作为差分的第二中频IF2端口；准双工器中第一电感L1的一端与第三电容C3的一端、第一晶体管M1的漏极、第三晶体管M3的漏极连接，第一电感L1的另一端与第一电容C1的一端连接，第一电容C1的另一端接地，第二电感L2的一端与第四电容C4的一端、第二晶体管M2的漏极、第四晶体管M4的漏极连接，第二电感L2的另一端与第二电容C2的一端连接，第二电容C2的另一端接地，第三电容C3的另一端与第五晶体管M5的源极、第六晶体管M6的源极连接，第四电容C4的另一端与第七晶体管M7的源极、第八晶体管M8的源极连接；第一电感L1和第一电容C1的连接点、第二电感L2和第二电容C2的连接点组成差分的第一中频IF1端口。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111987993A (zh) * 2020-08-27 2020-11-24 中电科仪器仪表有限公司 宽带高谐波抑制太赫兹三平衡式二倍频器及方法
CN114826162A (zh) * 2022-05-18 2022-07-29 成都通量科技有限公司 一种5g毫米波双频带双模混频器及无线通信终端
JP7466803B2 (ja) 2022-03-15 2024-04-12 三菱電機株式会社 高調波ミクサ

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4340975A (en) * 1979-10-09 1982-07-20 Matsushita Electric Industrial Company, Limited Microwave mixing circuit and a VHF-UHF tuner having the mixing circuit
US20080102777A1 (en) * 2006-10-27 2008-05-01 Vice Michael W Sub-harmonically pumped mixer
WO2015081983A1 (en) * 2013-12-02 2015-06-11 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) A sub-harmonic mixer and a method therein for converting radio frequency signals to intermediate frequency signals
CN107786168A (zh) * 2017-11-07 2018-03-09 四川大学 一种高增益高隔离毫米波双平衡无源亚谐波混频器
CN110401420A (zh) * 2019-07-04 2019-11-01 东南大学 一种基于有源毫米波倍频器基极偏置电压和基波输入信号功率幅度关系的毫米波倍频器电路

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4340975A (en) * 1979-10-09 1982-07-20 Matsushita Electric Industrial Company, Limited Microwave mixing circuit and a VHF-UHF tuner having the mixing circuit
US20080102777A1 (en) * 2006-10-27 2008-05-01 Vice Michael W Sub-harmonically pumped mixer
WO2015081983A1 (en) * 2013-12-02 2015-06-11 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) A sub-harmonic mixer and a method therein for converting radio frequency signals to intermediate frequency signals
CN107786168A (zh) * 2017-11-07 2018-03-09 四川大学 一种高增益高隔离毫米波双平衡无源亚谐波混频器
CN110401420A (zh) * 2019-07-04 2019-11-01 东南大学 一种基于有源毫米波倍频器基极偏置电压和基波输入信号功率幅度关系的毫米波倍频器电路

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111987993A (zh) * 2020-08-27 2020-11-24 中电科仪器仪表有限公司 宽带高谐波抑制太赫兹三平衡式二倍频器及方法
JP7466803B2 (ja) 2022-03-15 2024-04-12 三菱電機株式会社 高調波ミクサ
CN114826162A (zh) * 2022-05-18 2022-07-29 成都通量科技有限公司 一种5g毫米波双频带双模混频器及无线通信终端
CN114826162B (zh) * 2022-05-18 2023-11-10 成都通量科技有限公司 一种5g毫米波双频带双模混频器及无线通信终端

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