CN110896236B - 电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种能够使蓄电装置小型化的电源装置。电源装置具备：第一蓄电装置，能够向第一负载供给电力；第二蓄电装置，输出比所述第一蓄电装置的输出电压高的电压，并且与所述第一蓄电装置串联连接；电压转换器，与所述第一蓄电装置的输出端连接，并输出对所述第一蓄电装置的输出电压进行了电压转换所获得的转换电压；第二负载，与所述电压转换器的输出端连接，并被施加所述转换电压；以及控制部，以固定的升压率控制所述电压转换器，使得所述转换电压成为所述第一蓄电装置的输出电压和所述第二蓄电装置的输出电压的和，所述第一蓄电装置的输出端与所述第二蓄电装置连接，所述第二蓄电装置的输出端与所述电压转换器的所述输出端连接。

Description

电源装置
技术领域
本发明涉及电源装置。
本申请基于2018年9月12日申请的日本专利申请第2018-170515号要求优先权，并在此援用其内容。
背景技术
以往，已知一种在不损坏EV行驶动力的情况下向辅助负载供给电力的电源系统(例如，参照专利文献1)。在专利文献1记载的技术中，太阳能DC/DC转换器用于从太阳能电池向12V系统的电力供给，DC/DC转换器用于从主电池向辅助负载的电力供给。
然而，在专利文献1记载的技术中，分开设置有对向辅助负载供给的电力进行储存的辅助电池和对用于EV行驶的电力进行储存的主电池，辅助电池中储存的电力不用于EV行驶。因此，在专利文献1记载的技术中，需要充分增大主电池的容量，从而使得主电池大型化。
此外，以往，已知一种将通过太阳能电池发电所获得的电力对蓄电装置进行充电的充电控制装置(例如，参照专利文献2)。在专利文献2记载的技术中，主DC/DC转换器对从太阳能电池输入的发电电力进行升压或者降压并进行输出，第一DC/DC转换器将从主DC/DC转换器输出的电力升压到高压电池充电设定电压，第二DC/DC转换器将从主DC/DC转换器输出的电力升压或者降压到适于辅助电池的充电的辅助电池充电设定电压。
然而，在专利文献2记载的技术中，分开设置有对向低压负载供给的电力进行储存的辅助电池和对向行驶驱动用马达供给的电力进行储存的高压电池，辅助电池中储存的电力不向行驶驱动用马达供给。因此，在专利文献2记载的技术中，需要充分增大高压电池的容量，从而使得高压电池大型化。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2015-085707号公报
专利文献2：国际公开第2014/203602号
发明内容
发明要解决的课题
鉴于上述问题点，本发明的目的在于提供一种能够使蓄电装置小型化的电源装置。
用于解决课题的技术方案
(1)本发明的一个方式所涉及的电源装置具备：第一蓄电装置，能够向第一负载供给电力；第二蓄电装置，输出比所述第一蓄电装置的输出电压高的电压，并且与所述第一蓄电装置串联连接；电压转换器，与所述第一蓄电装置的输出端连接，并输出对所述第一蓄电装置的输出电压进行了电压转换所获得的转换电压；第二负载，与所述电压转换器的输出端连接，并被施加所述转换电压；以及控制部，以固定的升压率控制所述电压转换器，使得所述转换电压成为所述第一蓄电装置的输出电压和所述第二蓄电装置的输出电压的和，所述第一蓄电装置的输出端与所述第二蓄电装置连接，所述第二蓄电装置的输出端与所述电压转换器的输出端连接。
(2)在上述(1)所述的电源装置中，可以设置为：即使在所述第一蓄电装置以及所述第二蓄电装置各自的剩余容量发生了变化的情况下，也可以由所述控制部将所述第一蓄电装置的输出电压和所述第二蓄电装置的输出电压的比维持恒定。
(3)在上述(2)所述的电源装置中，可以设置为：所述第一蓄电装置的输出电压被控制为成为所述第一负载能够工作的范围的电压，所述第一蓄电装置的输出电压和所述第二蓄电装置的输出电压的和被控制为成为所述第二负载能够工作的范围的电压。
(4)在上述(1)至(3)中的任一项所述的电源装置中，可以设置为：所述电压转换器具备多个转换电路，所述多个转换电路分别由所述控制部以固定的升压率进行控制，所述多个转换电路各自的升压率和所述第一蓄电装置的输出电压的积与所述第一蓄电装置的输出电压和所述第二蓄电装置的输出电压的和相等。
(5)在上述(4)所述的电源装置中，可以设置为：所述多个转换电路具备第一转换电路和第二转换电路，所述第一转换电路具有第一上臂、第一下臂、第一电抗器、第二上臂、第二下臂以及第二电抗器，并以固定的升压率将所述第一蓄电装置的输出电压转换为中间电位线的电压，其中，所述第一上臂与所述中间电位线连接，所述第一下臂与共用电位线连接，所述第一电抗器连接在第一连接点和所述第一蓄电装置的输出端之间，所述第一连接点是所述第一上臂和所述第一下臂的连接点，所述第二上臂与所述中间电位线连接，所述第二下臂与所述共用电位线连接，所述第二电抗器连接在第二连接点和所述第一蓄电装置的输出端之间，并与所述第一电抗器磁耦合，所述第二连接点是所述第二上臂和所述第二下臂的连接点，所述第二转换电路具有第三上臂、第三下臂、第三电抗器、第四上臂、第四下臂以及第四电抗器，并以固定的升压率将所述中间电位线的电压转换为所述电压转换器的输出电压，所述第三上臂与所述电压转换器的输出端连接，所述第三下臂与所述共用电位线连接，所述第三电抗器连接在第三连接点和所述中间电位线之间，所述第三连接点是所述第三上臂和所述第三下臂的连接点，所述第四上臂与所述电压转换器的输出端连接，所述第四下臂与所述共用电位线连接，所述第四电抗器连接在第四连接点和所述中间电位线之间，并与所述第三电抗器磁耦合，所述第四连接点是所述第四上臂和所述第四下臂的连接点，所述第一转换电路的升压率、所述第二转换电路的升压率和所述第一蓄电装置的输出电压的积与所述第一蓄电装置的输出电压和所述第二蓄电装置的输出电压的和相等。
(6)在上述(5)所述的电源装置中，可以设置为：所述第一转换电路的升压率固定为两倍，所述第二转换电路的升压率固定为两倍，所述第二蓄电装置的输出电压是所述第一蓄电装置的输出电压的三倍。
发明效果
在上述(1)所述的电源装置中，具备能够向第一负载供给电力的第一蓄电装置。此外，从电压转换器输出并施加到第二负载的转换电压是对第一蓄电装置的输出电压进行了电压转换所获得的转换电压，且成为第一蓄电装置的输出电压和第二蓄电装置的输出电压的和。
也就是说，在上述(1)所述的电源装置中，第一蓄电装置中储存的电力能够供给到第一负载(也就是说，能够驱动第一负载)，并且还能够供给到第二负载(也就是说，还能够驱动第二负载)。
因此，在上述(1)所述的电源装置中，分开设置有能够向第一负载供给电力的第一蓄电装置和能够向第二负载供给电力的第二蓄电装置，与在电压转换器的非升压时不向第二负载供给第一蓄电装置中储存的电力的情况相比，能够使电源装置中具备的(搭载的)第二蓄电装置小型化。
在上述(2)所述的电源装置中，可以设置为：即使在第一蓄电装置以及第二蓄电装置各自的剩余容量发生了变化的情况下，也可以将第一蓄电装置的输出电压和第二蓄电装置的输出电压的比维持恒定。
在这样构成的情况下，通过以固定的升压率控制电压转换器，能够将第一蓄电装置的输出电压和第二蓄电装置的输出电压的比维持恒定。
在上述(3)所述的电源装置中，可以设为：将第一蓄电装置的输出电压和第二蓄电装置的输出电压的和控制为成为第二负载能够工作的范围的电压。
在这样构成的情况下，与仅通过第二蓄电装置使第二负载工作的情况相比，能够使电源装置整体小型化。
在上述(4)所述的电源装置中，可以设为：电压转换器中具备的多个转换电路分别以固定的升压率进行控制，多个转换电路各自的升压率和第一蓄电装置的输出电压的积与第一蓄电装置的输出电压和第二蓄电装置的输出电压的和相等。
在这样构成的情况下，“多个转换电路各自的升压率”乘以“多个转换电路的”的数量所获得的升压率和“第一蓄电装置的输出电压”的积与“第一蓄电装置的输出电压和第二蓄电装置的输出电压的和”相等。
由于能够通过如何设定多个转换电路各自的升压率来变更电压转换器整体的升压率，因此能够提高第一蓄电装置的输出电压和第二蓄电装置的输出电压的和的组合的自由度。
在上述(5)所述的电源装置中，可以设为：多个转换电路具备第一转换电路和第二转换电路，第一转换电路具有：第一电抗器，连接在中间电位线和第一蓄电装置的输出端之间；和第二电抗器，连接在中间电位线和第一蓄电装置的输出端之间，并与第一电抗器磁耦合，第二转换电路具有：第三电抗器，连接在电压转换器的输出端和中间电位线之间；和第四电抗器，连接在电压转换器的输出端和中间电位线之间，并与第三电抗器磁耦合。
在这样构成的情况下，通过以反相位进行对第一电抗器的通电和对第二电抗器的通电，从而减少磁通的直流分量以使得其抵消，并且由自感引起的磁通变化和由互感引起的磁通变化相互加强，因此能够抑制用于产生使电压产生的磁通变化的线圈电流的增加。此外，通过以反相位进行对第三电抗器的通电和对第四电抗器的通电，从而减少磁通的直流分量以使得其抵消，并且由自感引起的磁通变化和由互感引起的磁通变化相互加强，因此能够抑制用于产生使电压产生的磁通变化的线圈电流的增加。
即，由于能够抑制电抗器所需的自感的增加，因此能够使电抗器小型化或者减少电抗器的成本。
在上述(6)所述的电源装置中，可以设为：第一转换电路的升压率固定为两倍，第二转换电路的升压率固定为两倍，第二蓄电装置的输出电压是第一蓄电装置的输出电压的三倍。
在这样构成的情况下，无需设置具有第一蓄电装置的输出电压的四倍的输出电压的蓄电装置，就能够通过第一蓄电装置的输出电压的四倍的电压使能够工作的第二负载工作。
附图说明
图1是示出一般的电源装置的一个例子的图。
图2是示出第一实施方式的电源装置的一个例子的图。
图3是详细示出图2所示的电压转换器等的图。
图4是用于对通过固定升压使得第一蓄电装置的输出电压和第二蓄电装置的输出电压的比始终恒定的理由等进行说明的图。
图5是用于说明电磁感应的原理的图。
图6是用于对与第一实施方式的电源装置同样地由两个电抗器构成紧耦合电抗器，并且针对一个电抗器的通电定时和针对另一个电抗器的通电定时重叠的例子中的电磁感应进行说明的图。
图7是用于对针对构成紧耦合电抗器的图3所示的第一电抗器以及第二电抗器的通电定时等进行说明的图。
图8是示出使针对一个电抗器的通电量进行增减的情况(非磁耦合方式)下的自感磁通等的图。
图9是用于对由两个电抗器构成的紧耦合电抗器和松耦合电抗器进行说明的图。
图10是示出使针对第一实施方式的电源装置的电抗器的通电量(线圈电流)进行增减的情况下的自感磁通等的图。
图11是示出使针对构成松耦合电抗器的两个电抗器的通电量进行增减的情况(松耦合的磁耦合方式)下的自感磁通等的图。
图12是示出第二实施方式的电源装置的一个例子的图。
具体实施方式
在对本发明的电源装置的实施方式进行说明之前，对一般的电源装置进行说明。
图1是示出一般的电源装置的一个例子的图。在图1所示的例子中，电源装置具备第一蓄电装置B1(12V电池)、第二蓄电装置B2(48V电池)以及电压转换器(DC-DC转换器)。第一蓄电装置B1能够向第一负载L1(12V负载)供给电力。第二蓄电装置B2能够向第二负载L2(48V负载)供给电力。电压转换器输出对第一蓄电装置B1的输出电压进行电压转换(升压)所获得的转换电压，或者输出对第二蓄电装置B2的输出电压进行电压转换(降压)所获得的转换电压。电压转换器具备上臂UH、下臂UL、电抗器L、电容器CL以及电容器CH。上臂UH具备开关元件和与该开关元件反并联连接的续流二极管。下臂UL具备开关元件和与该开关元件反并联连接的续流二极管。
在图1所示的例子中，第一负载L1的一端与第一蓄电装置B1的高电位侧端子(输出端)1A连接。第一负载L1的另一端与第一蓄电装置B1的低电位侧端子1B连接。第二负载L2的一端与第二蓄电装置B2的高电位侧端子2A连接。第二负载L2的另一端与第二蓄电装置B2的低电位侧端子2B连接。
第一负载L1的一端与电容器CL的一端连接。第一负载L1的另一端与电容器CL的另一端连接。
第二负载L2的一端与电容器CH的一端连接。第二负载L2的另一端与电容器CH的另一端连接。此外，第二负载L2的一端与上臂UH的一端连接。上臂UH的另一端经由连接点CP与下臂UL的一端连接。连接点CP经由电抗器L与第一蓄电装置B1的高电位侧端子1A连接。下臂UL的另一端与第二负载L2的另一端和第一蓄电装置B1的低电位侧端子1B连接。
在图1所示的例子中，12V电源系统具备第一蓄电装置B1，48V电源系统具备第二蓄电装置B2。12V电源系统和48V电源系统经由电压转换器(双向DC-DC转换器)连接。12V电源系统和48V电源系统之间进行电力的授受。电压转换器由升压(降压)斩波器构成。
在图1所示的例子中，分开设置有对向第一负载L1供给的电力进行储存的第一蓄电装置B1和对向第二负载L2供给的电力进行储存的第二蓄电装置B2，在升压时之外(也就是说，在电压转换器的非升压时)，不向第二负载L2供给第一蓄电装置B1中储存的电力。因此，在图1所示的例子中，需要充分增大第二蓄电装置B2的容量(也就是说，需要将第二蓄电装置B2设为与第二负载L2(48V负载)匹配的48V电池)，从而使得第二蓄电装置B2大型化。其结果，使得电源装置整体大型化，电源装置整体的重量增大。
以下，参照附图对本发明的电源装置的实施方式进行说明。
<第一实施方式>
图2是示出第一实施方式的电源装置1的一个例子的图。
在图2所示的例子中，具备第一蓄电装置B1(12V电池)、第二蓄电装置B2(36V电池)、电压转换器C(DC-DC转换器，升压斩波器)、第二负载L2(48V负载)以及控制部E。
第一蓄电装置B1能够向第一负载L1(12V负载)供给电力。第二蓄电装置B2输出比第一蓄电装置B1的输出电压高的电压，并且与第一蓄电装置B1串联连接。详细地，第一蓄电装置B1的高电位侧端子(输出端)1A与第二蓄电装置B2的低电位侧端子2B连接。串联连接的第一蓄电装置B1以及第二蓄电装置B2能够向第二负载L2(48V负载)供给电力。
电压转换器C输出对第一蓄电装置B1的输出电压进行了电压转换(升压)所获得的转换电压。将进行了电压转换(升压)所获得的转换电压施加到第二负载L2。电压转换器C具备端子CA、端子CB以及端子(输出端)CC。
控制部E通过固定的升压率(在图1所示的例子中，四倍)控制电压转换器C，使得由电压转换器C输出的转换电压成为第一蓄电装置B1的输出电压和第二蓄电装置B2的输出电压的和。
在图2所示的例子中，第一蓄电装置B1是12V电池，第二蓄电装置B2是36V电池，第一负载L1是通过12V电源能够工作的负载，第二负载L2是通过48V电源能够工作的负载。详细地，在图2所示的例子中，第一蓄电装置B1的输出电压被控制为成为第一负载L1能够工作的范围的电压。
在其他的例子中，第一蓄电装置B1是输出12V之外的直流电压的电池，第二蓄电装置B2是输出36V之外的直流电压的电池，第一负载L1是通过12V之外的直流电源能够工作的负载，第二负载L2可以是通过48V之外的直流电源能够工作的负载。在该例子中，第一蓄电装置B1的输出电压也被控制为成为第一负载L1能够工作的范围的电压。
在图2所示的例子中，第一负载L1的一端与第一蓄电装置B1的高电位侧端子(输出端)1A连接。第一负载L1的另一端与第一蓄电装置B1的低电位侧端子1B连接。第二负载L2的一端与第二蓄电装置B2的高电位侧端子2A连接。第二负载L2的另一端与第一蓄电装置B1的低电位侧端子1B连接。
电压转换器C的端子CA与第一蓄电装置B1的低电位侧端子1B和第二负载L2的另一端连接。电压转换器C的端子CB与第一蓄电装置B1的高电位侧端子(输出端)1A连接。电压转换器C的端子(输出端)CC与第二蓄电装置B2的高电位侧端子(输出端)2A和第二负载L2的一端连接。
也就是说，在图2所示的例子中，第一蓄电装置B1的输出电压(12V)和第二蓄电装置B2的输出电压(36V)的和(48V)被控制为成为第二负载L2(48V负载)能够工作的范围的电压。因此，与仅通过第二蓄电装置B2使第二负载L2工作的图1所示的例子相比，能够使第二蓄电装置B2小型化。
图3是详细地示出图2所示的电压转换器C等的图。
在图3所示的例子中，电压转换器C具备第一转换电路C1、第二转换电路C2、电容器CD、共用电位线91、中间电位线92以及输出电位线93。
第一转换电路C1对在电压转换器C的端子CA和端子CB之间输入的第一蓄电装置B1的输出电压进行电压转换(在图3所示的例子中，升压到两倍)。详细地，第一转换电路C1以固定的升压率(两倍)进行控制。第二转换电路C2进一步对由第一转换电路C1进行了升压并输出的电压进行电压转换(在图3所示的例子中，升压到两倍)。第二转换电路C2也以固定的升压率(两倍)进行控制。其结果，在电压转换器C的端子CA和端子CB之间输入的第一蓄电装置B1的输出电压由第一转换电路C1和第二转换电路C2升压到四倍(＝2×两倍)。
电容器CD对由第一转换电路C1升压、且由第二转换电路C2升压并输出的电压进行平滑化。共用电位线91与电压转换器C的端子CA连接。中间电位线92连接第一转换电路C1和第二转换电路C2。输出电位线93与电压转换器C的端子(输出端)CC连接。
在图3所示的例子中，第一转换电路C1具备第一上臂11、第一下臂12、第一连接点13、第一电抗器14、第二上臂16、第二下臂17、第二连接点18以及第二电抗器19。
第一上臂11具备由控制部E(参照图2)控制的开关元件和与该开关元件反并联连接的续流二极管。开关元件例如为IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)，MOSFET(Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)等。第一下臂12、第二上臂16以及第二下臂17与第一上臂11同样地构成。
第一上臂11的一端与中间电位线92连接。第一上臂11的另一端经由第一连接点13与第一下臂12的一端连接。也就是说，第一连接点13是第一上臂11的另一端和第一下臂12的一端的连接点。第一下臂12的另一端与共用电位线91连接。第一连接点13经由第一电抗器14与电压转换器C的端子CB连接。也就是说，第一电抗器14连接在第一连接点13和第一蓄电装置B1的高电位侧端子(输出端)1A之间。
第二上臂16的一端与中间电位线92连接。第二上臂16的另一端经由第二连接点18与第二下臂17的一端连接。也就是说，第二连接点18是第二上臂16的另一端和第二下臂17的一端的连接点。第二下臂17的另一端与共用电位线91连接。第二连接点18经由第二电抗器19与电压转换器C的端子CB连接。也就是说，第二电抗器19连接在第二连接点18和第一蓄电装置B1的高电位侧端子(输出端)1A之间。
第一电抗器14和第二电抗器19磁耦合。详细地，第一电抗器14和第二电抗器19构成紧耦合电抗器。紧耦合是在第一电抗器14和第二电抗器19之间作用的磁通泄漏少的耦合，相当于成为耦合系数的情况。或者，例如也可以设定为使其成为k≥0.95。
第一转换电路C1通过固定的升压率(在图3所示的例子中，两倍)将第一蓄电装置B1的输出电压(在图3所示的例子中，12V)转换为中间电位线92的电压(在图3所示的例子中，24V)。
在图3所示的例子中，第二转换电路C2具备第三上臂21、第三下臂22、第三连接点23、第三电抗器24、第四上臂26、第四下臂27、第四连接点28、第四电抗器29。
第三上臂21、第三下臂22、第四上臂26以及第四下臂27与第一上臂11同样地构成。
第三上臂21的一端与输出电位线93连接。也就是说，第三上臂21的一端与电压转换器C的端子(输出端)CC连接。第三上臂21的另一端经由第三连接点23与第三下臂22的一端连接。也就是说，第三连接点23是第三上臂21的另一端和第三下臂22的一端的连接点。第三下臂22的另一端与共用电位线91连接。第三连接点23经由第三电抗器24与中间电位线92连接。也就是说，第三电抗器24连接在第三连接点23和中间电位线92之间。
第四上臂26的一端与输出电位线93连接。也就是说，第三上臂21的一端与电压转换器C的端子(输出端)CC连接。第四上臂26的另一端经由第四连接点28与第四下臂27的一端连接。也就是说，第四连接点28是第四上臂26的另一端和第四下臂27的一端的连接点。第四下臂27的另一端与共用电位线91连接。第四连接点28经由第四电抗器29与中间电位线92连接。也就是说，第四电抗器29连接在第四连接点28和中间电位线92之间。
第三电抗器24和第四电抗器29磁耦合。详细地，第三电抗器24和第四电抗器29构成紧耦合电抗器。
第二转换电路C2通过固定的升压率(在图3所示的例子中，两倍)将中间电位线92的电压(第一转换电路C1的输出电压)(在图3所示的例子中，24V)转换为电压转换器C的输出电压(输出电位线93的电压)(在图3所示的例子中，48V)。
在图3所示的例子中，第一转换电路C1的升压率(两倍)、第二转换电路C2的升压率(两倍)和第一蓄电装置B1的输出电压V1(12V)的积(2×2×12V＝48V)与第一蓄电装置B1的输出电压V1(12V)和第二蓄电装置B2的输出电压(3×V1)(36V)的和(4×V1)(12V+36V＝48V)相等。
详细地，在图3所示的例子中，第一转换电路C1的升压率固定为两倍。此外，第二转换电路C2的升压率也固定为两倍。第二蓄电装置B2的输出电压(36V＝3×12V)是第一蓄电装置B1的输出电压(12V)的三倍。
因此，在图3所示的例子中，无需设置具有第一蓄电装置B1的输出电压的四倍的输出电压的蓄电装置，能够通过第一蓄电装置B1的输出电压的四倍的电压来使能够工作的第二负载L2工作。
换言之，在图3所示的例子中，串联连接的第一蓄电装置B1(12V电池)以及第二蓄电装置B2(36V电池)与第二负载L2(48V负载(48V系))连接。第一蓄电装置B1(12V电池)与第一负载L1(12V负载(12V系))连接。
电压转换器C的输入(端子CA以及端子CB)与第一蓄电装置B1(12V电池)连接。电压转换器C的输出(端子CA以及端子CC)与第二负载L2(48V负载)连接。
电压转换器C设为两相磁耦合的升压斩波器的两级结构。第一级(第一转换电路C1)的输入是电压转换器C的输入(端子CA和端子CB之间的电压)。第一级(第一转换电路C1)的输出(共用电位线91和中间电位线92之间的电压)是第二级(第二转换电路C2)的输入。第二级的输出是电压转换器C的输出(端子CA和端子CC之间的电压)。
第一电抗器14和第二电抗器19的耦合以及第三电抗器24和第四电抗器29的耦合设为使磁耦合电抗器的耦合度高的紧耦合。
两个升压斩波器(第一转换电路C1以及第二转换电路C2)各自的升压率固定为两倍。通过固定升压，第一蓄电装置B1(12V电池)的输出电压和第二蓄电装置B2(36V电池)的输出电压的比始终为恒定(1：3)。
图4是用于对通过固定升压使得第一蓄电装置B1(12V电池)的输出电压和第二蓄电装置B2(36V电池)的输出电压的比始终恒定(1：3)的理由等进行说明的图。详细地，图4(A)是示出第一蓄电装置B1(12V电池)、第二蓄电装置B2(36V电池)等那样的蓄电装置的输出电压和SOC(State of Charge，充电状态)的关系的图。在图4(A)中，纵轴示出蓄电装置的输出电压，横轴示出蓄电装置的SOC。如图4(A)所示，蓄电装置的SOC和输出电压例如如线性的关系那样具有给定的相关关系。
图4(B)是示出串联连接的第一蓄电装置B1以及第二蓄电装置B2的输出电压和SOC的关系的图。在图4(B)中，纵轴示出串联连接的第一蓄电装置B1以及第二蓄电装置B2的输出电压，横轴示出第一蓄电装置B1以及第二蓄电装置B2的SOC。如图4(B)所示，若由于第一蓄电装置B1以及第二蓄电装置B2中的一个的放电，第一蓄电装置B1以及第二蓄电装置B2中的一个的SOC发生变化，则第一蓄电装置B1以及第二蓄电装置B2中的一个的输出电压发生变化。与此相伴，第一蓄电装置B1以及第二蓄电装置B2中的另一个放电，第一蓄电装置B1以及第二蓄电装置B2中的另一个的输出电压也发生变化，使得第一蓄电装置B1的输出电压和第二蓄电装置B2的输出电压的比成为恒定(1∶3)。其结果，第一蓄电装置B1的SOC和第二蓄电装置B2的SOC相等的关系得以维持。
换言之，在第一实施方式的电源装置1中，如图4(B)所示，即使在第一蓄电装置B1以及第二蓄电装置B2各自的剩余容量(SOC)发生了变化的情况下，第一蓄电装置B1的输出电压和第二蓄电装置B2的输出电压的比也维持恒定。
也就是说，在第一实施方式的电源装置1中，通过由固定的升压率控制电压转换器C，如图4(B)所示，能够将第一蓄电装置B1的输出电压和第二蓄电装置B2的输出电压的比维持恒定。
图5是用于说明电磁感应的原理的图。详细地，图5(A)示出向右的电流增加的例子，图5(B)示出向右的电流减少的例子。
如图5(A)所示，在向右的电流增加的情况下，向下的磁通增加。其结果，产生向上的电压(妨碍向右的电流的增加的方向的电压)。
如图5(B)所示，在向右的电流减少的情况下，向下的磁通减少。其结果，产生向下的电压(妨碍向右的电流的减少方向的电压)。
详细地，若电流(线圈电流I)流过线圈，则产生与线圈交链的磁通(线圈交链磁通Φ)。线圈交链磁通Φ的大小与线圈电流I成比例(Φ∝I)。
在线圈的两端，产生与线圈交链磁通Φ的时间变化(△Φ/△t)成比例的电压(感应电压)V(∝-△Φ/△t)。△Φ是磁通变化量。△t是开关接通(断开)时间。
图6是用于对与第一实施方式的电源装置1同样地，由两个电抗器构成紧耦合电抗器，并且与第一实施方式的电源装置1不同，针对一个电抗器的通电定时与针对另一个电抗器的通电定时重叠的例子中的电磁感应进行说明的图。
在图6所示的例子中，与图5(A)所示的例子一样，若在图6的左侧的电抗器(线圈)中流动的向右的电流增加，则图6的左侧的电抗器的向下的磁通(自感磁通)增加。
在图6所示的例子中，由于针对图6的左侧的电抗器的通电定时和针对图6的右侧的电抗器的通电定时重叠，因此与图5(A)所示的例子一样，若在图6的右侧的电抗器(线圈)中流动的向右的电流增加，则图6的右侧的电抗器的向下的磁通增加。
在图6所示的例子中，由于图6的左侧的电抗器和图6的右侧的电抗器磁耦合，构成紧耦合电抗器，因此伴随着图6的右侧的电抗器的向下的磁通的增加，在图6的左侧的电抗器中，向上的磁通(互感磁通)增加。
换言之，在图6所示的例子中，由于针对图6的左侧的电抗器的通电定时和针对图6的右侧的电抗器的通电定时重叠，因此自感和互感的磁通变化互相抵消。其结果，为了产生用于使电压产生的磁通变化，在电抗器中流动的电流(线圈电流)大大增加。也就是说，电流脉动变大，等效电感变小。
图7是用于对针对构成紧耦合电抗器的图3所示的第一电抗器14以及第二电抗器19的通电定时等进行说明的图。
在图7所示的例子中，伴随着第一上臂11的开关元件的接通，若在第一电抗器14中流动的向右的电流增加，则第一电抗器14的向下的磁通(自感磁通)增加。
在图7所示的例子(第一实施方式的电源装置1)中，在第一上臂11的开关元件接通的定时，第二上臂16的开关元件断开。其结果，在第二电抗器19中流动的向右的电流减少，第二电抗器19的向下的磁通减少。
在图7所示的例子(第一实施方式的电源装置1)中，由于第一电抗器14和第二电抗器19磁耦合，构成紧耦合电抗器，因此伴随着第二电抗器19的向下的磁通的减少，在第一电抗器14中，向上的磁通(互感磁通)减少。
换言之，在图7所示的例子(第一实施方式的电源装置1)中，由于针对第一电抗器14的通电定时和针对第二电抗器19的通电定时不重叠(第一上臂11的开关元件接通的定时和第二上臂16的开关元件接通的定时不重叠)，因此自感和互感的磁通变化相互加强。其结果，为了产生用于使电压产生的磁通变化，在电抗器中流动的电流(线圈电流)的增加较少。也就是说，电流脉动变小，等效电感变大。
详细地，在第一实施方式的电源装置1中，同样地，针对第三电抗器24的通电定时和针对第四电抗器29的通电定时不重叠。也就是说，第三上臂21的开关元件接通的定时和第四上臂26的开关元件接通的定时不重叠。因此，在第三电抗器24和第四电抗器29进行了磁耦合所获得的紧耦合电抗器中，自感和互感的磁通变化也相互加强。其结果，为了产生用于使电压产生的磁通变化，在电抗器中流动的电流(线圈电流)的增加较少。也就是说，电流脉动变小，等效电感变大。
也就是说，在第一实施方式的电源装置1中，如图3所示，第一转换电路C1具有：第一电抗器14，连接在中间电位线92和第一蓄电装置B1的高电位侧端子(输出端)1A之间；和第二电抗器19，连接在中间电位线92和第一蓄电装置B1的高电位侧端子(输出端)1A之间，并与第一电抗器14磁耦合。第二转换电路C2具有：第三电抗器24，连接在电压转换器C的端子(输出端)CC和中间电位线92之间；和第四电抗器29，连接在电压转换器C的端子(输出端)CC和中间电位线92之间，并与第三电抗器24磁耦合。
因此，通过以反相位进行针对第一电抗器14的通电和针对第二电抗器19的通电，从而减少磁通的直流分量以使得其抵消，并且由自感引起的磁通变化和由互感引起的磁通变化相互加强，因此能够抑制用于产生使电压产生的磁通变化的线圈电流的增加。此外，通过以反相位进行针对第三电抗器24的通电和针对第四电抗器29的通电，从而减少磁通的直流成分使得其抵消，并且由自感引起的磁通变化和由互感引起的磁通变化相互加强，因此能够抑制用于产生使电压产生的磁通变化的线圈电流的增加。
即、在第一实施方式的电源装置1中，由于能够抑制第一电抗器14、第二电抗器19、第三电抗器24以及第四电抗器29所需的自感的增加，因此能够使第一电抗器14、第二电抗器19、第三电抗器24以及第四电抗器29小型化，或者能够减少第一电抗器14、第二电抗器19、第三电抗器24以及第四电抗器29的成本。
图8是示出使针对一个电抗器的通电量(线圈电流)进行增减的情况(非磁耦合方式)下的自感磁通等的图。
在图8所示的例子中，控制针对电抗器的通电量的开关元件在期间t1～t2断开，在期间t2～t3接通，在期间t3～t4断开，在期间t4～t5接通，在期间t5～t6断开，在期间t6～t7接通，在期间t7～t8断开。
因此，针对电抗器的通电量(线圈电流)在期间t1～t2从值CC2减少到值CC1，在期间t2～t3从值CC1增加到值CC2，在期间t3～t4从值CC2减少到值CC1，在期间t4～t5从值CC1增加到值CC2，在期间t5～t6从值CC2减少到值CC1，在期间t6～t7从值CC1增加到值CC2，在期间t7～t8从值CC2减少到值CC1。
在电抗器中产生的直流磁通在期间t1～t8成为恒定的值DM。
在电抗器中产生的自感磁通在期间t1～t2从值SM2减少到值SM1，在期间t2～t3从值SM1增加到值SM2，在期间t3～t4从值SM2减少到值SM1，在期间t4～t5从值SM1增加到值SM2，在期间t5～t6从值SM2减少到值SM1，在期间t6～t7从值SM1增加到值SM2，在期间t7～t8从值SM2值减少到SM1。
输入侧脉动电流在期间t1～t2从值IR1增加到值IR2，在期间t2～t3从值IR2减少到值IR1，在期间t3～t4从值IR1增加到值IR2，在期间t4～t5从值IR2减少到值IR1，在期间t5～t6从值IR1增加到值IR2，在期间t6～t7从值IR2减少到值IR1，在期间t7～t8从值IR1增加到值IR2。
输出侧脉动电流在期间t1～t2从值OR1增加到值OR2，在时刻t2从值OR2阶梯状增加到值OR4，在期间t2～t3从值OR4减少到值OR3，在时刻t3从值OR3阶梯状减少到值OR1，在期间t3～t4从值OR1增加到值OR2，在时刻t4从值OR2阶梯状增加到值OR4，在期间t4～t5从值OR4减少到值OR3，在时刻t5从值OR3阶梯状减少到值OR1，在期间t5～t6从值OR1增加到值OR2，在时刻t6从值OR2阶梯状增加到值OR4，在期间t6～t7从值OR4减少到值OR3，在时刻t7从值OR3阶梯状减少到值OR1，在期间t7～t8从值OR1增加到值OR2。
在图8所示的例子中，由于使电压产生的磁通仅为自感，因此线圈电流脉动是构成紧耦合电抗器的情况下(图9所示的例子)的两倍。
图9是用于对由两个电抗器构成的紧耦合电抗器和松耦合电抗器进行说明的图。详细地，图9(A)示出紧耦合电抗器，图9(B)示出松耦合电抗器。
在第一实施方式的电源装置1中，如图9(A)所示，由第一电抗器14和第二电抗器19构成紧耦合电抗器。此外，还由第三电抗器24(参照图3)和第四电抗器29(参照图3)构成紧耦合电抗器。
在紧耦合中，由在一个线圈(第一电抗器14)中流动的电流产生的磁通的绝大多数与另一个线圈(第二电抗器19)交链。此外，由在另一个线圈(第二电抗器19)中流动的电流产生的磁通的绝大多数与一个线圈(第一电抗器14)交链。
另一方面，如图9(B)所示，在松耦合中，仅由在一个线圈(图9(B)的左侧的电抗器)中流动的电流产生的磁通的一部分与另一个线圈(图9(B)的右侧的电抗器)交链。此外，仅由在另一个线圈(图9(B)的右侧的电抗器)中流动的电流产生的磁通的一部分与一个线圈(图9(B)的左侧的电抗器)交链。
松耦合是磁通的损失较多的耦合，相当于成为耦合系数k＜＜1的情况。
图10是示出使针对第一实施方式的电源装置1的电抗器的通电量(线圈电流)进行增减的情况下的自感磁通等的图。详细地，图10是示出使针对构成紧耦合电抗器的第一电抗器14以及第二电抗器19的通电量(线圈电流)进行增减的情况(紧耦合的磁耦合方式)下的自感磁通等的图。
在第一实施方式的电源装置1(图10所示的例子)中，为了实现第一转换电路C1中的占空比50％(＝升压率(升压比)两倍)，第一上臂11的开关元件的接通期间的相位设定为0°～180°，第二上臂16的开关元件的接通期间的相位设定为180°～360°。第一上臂11的开关元件的接通期间和第二上臂16的开关元件的接通期间的相位差设定为180°。
详细地，控制针对第一电抗器14的通电量的第一上臂11的开关元件通过控制部E(参照图2)在期间t11～t12(相位0°～180°)接通，在期间t12～t13(相位180°～360°)断开，在期间t13～t14接通，在期间t14～t15断开，在期间t15～t16接通，在期间t16～t17断开，在期间t17～t18接通。
此外，控制针对第二电抗器19的通电量的第二上臂16的开关元件通过控制部E在期间t11～t12(相位0°～180°)断开，在期间t12～t13(相位180°～360°)接通，在期间t13～t14断开，在期间t14～t15接通，在期间t15～t16断开，在期间t16～t17接通，在期间t17～t18断开。
也就是说，在第一实施方式的电源装置1(图10所示的例子)中，第一上臂11的开关元件的接通期间和第二上臂16的开关元件的接通期间重叠的定时不存在，第一上臂11的开关元件的断开期间和第二上臂16的开关元件的断开期间重叠的定时也不存在。其结果，第一电抗器14以及第二电抗器19的自感和互感成为完全互补的干扰。
详细地，如图10所示，自感磁通在期间t11～t12从值M1增加到值M2，在期间t12～t13从值M2减少到值M1，在期间t13～t14从值M1增加到值M2，在期间t14～t15从值M2减少到值M1，在期间t15～t16从值M1增加到值M2，在期间t16～t17从值M2减少到值M1，在期间t17～t18从值M1增加到值M2。
互感磁通在期间t11～t12从值M2减少到值M1，在期间t12～t13从值M1增加到值M2，在期间t13～t14从值M2减少到值M1，在期间t14～t15从值M1增加到值M2，在期间t15～t16从值M2减少到值M1，在期间t16～t17从值M1增加到值M2，在期间t17～t18从值M2减少到值M1。
其结果，合成磁通(＝自感磁通-互感磁通)在期间t11～t12从值SM1变化到值SM2，在期间t12～t13从值SM2变化到值SM1，在期间t13～t14从值SM1变化到值SM2，在期间t14～t15从值SM2变化到值SM1，在期间t15～t16从值SM1变化到值SM2，在期间t16～t17从值SM2变化到值SM1，在期间t17～t18从值SM1变化到值SM2。
另一方面，在第一电抗器14以及第二电抗器19中产生的直流磁通在期间t11～t18变为值零(无直流磁通)。
在第一实施方式的电源装置1(图10所示的例子)中，针对第一电抗器14的通电量(线圈电流)在期间t11～t12从值CC11增加到值CC12，在期间t12～t13从值CC12减少到值CC11，在期间t13～t14从值CC11增加到值CC12，在期间t14～t15从值CC12减少到值CC11，在期间t15～t16从值CC11增加到值CC12，在期间t16～t17从值CC12减少到值CC11，在期间t17～t18从值CC11增加到值CC12。
针对第二电抗器19的通电量(线圈电流)在期间t11～t12从值CC12减少到值CC11，在期间t12～t13从值CC11增加到值CC12，在期间t13～t14从值CC12减少到值CC11，在期间t14～t15从值CC11增加到值CC12，在期间t15～t16从值CC12减少到值CC11，在期间t16～t17从值CC11增加到值CC12，在期间t17～t18从值CC12减少到值CC11。
针对第一电抗器14的通电量(线圈电流)和针对第二电抗器19的通电量(线圈电流)的差分比稍后叙述(图11所示)的松耦合的情况小。
在第一实施方式的电源装置1(图10所示的例子)中，输入侧脉动电流(第一电抗器14的输入侧的线圈电流和第二电抗器19的输入侧的线圈电流的差分)在期间t11～t18变为值零(无差分)。
输出侧脉动电流在期间t11～t12从值OR11增加到值OR12，在时刻t12从值OR12阶梯状减少到值OR11，在期间t12～t13从值OR11增加到值OR12，在时刻t13从值OR12阶梯状减少到值OR11，在期间t13～t14从值OR11增加到值OR12，在时刻t14从值OR12阶梯状减少到值OR11，在期间t14～t15从值OR11增加到值OR12，在时刻t15从值OR12阶梯状减少到值OR11，在期间t15～t16从值OR11增加到值OR12，在时刻t16从值OR12阶梯状减少到值OR11，在期间t16～t17从值OR11增加到值OR12，在时刻t17从值OR12阶梯状减少到值OR11，在期间t17～t18从值OR11增加到值OR12。
输出侧脉动电流比稍后叙述(图11所示)的松耦合的情况小(详细地，成为最小)。
在第一实施方式的电源装置1(图10所示的例子)(紧耦合的磁耦合方式)中，由于使电压产生的磁通由自感和互感互补地合成，因此线圈电流脉动成为非耦合的情况(图8所示的例子)下的1/2。
图11是示出使针对构成松耦合电抗器的两个电抗器的通电量(线圈电流)进行增减的情况(松耦合的磁耦合方式)下的自感磁通等的图。
在图11所示的例子中，控制针对一个电抗器的通电量的开关元件在期间t21～t22接通，在期间t22～t23断开，在期间t23～t24接通，在期间t24～t25断开，在期间t25～t26接通，在期间t26～t27断开，在期间t27～t28接通。
此外，控制针对另一个电抗器的通电量的开关元件在期间t21～t22断开，在期间t22～t23接通，在期间t23～t24断开，在期间t24～t25接通，在期间t25～t26断开，在期间t26～t27接通，在期间t27～t28断开。
在图11所示的例子中，自感磁通在期间t21～t22从值M11增加到值M13，在期间t22～t23从值M13减少到值M11，在期间t23～t24从值M11增加到值M13，在期间t24～t25从值M13减少到值M11，在期间t25～t26从值M11增加到值M13，在期间t26～t27从值M13减少到值M11，在期间t27～t28从值M11增加到值M13。
与图10所示的例子相比，互感磁通降低与耦合度的降低相应的量。详细地，互感磁通在期间t21～t22从值M12减少到值M11，在期间t22～t23从值M11增加到值M12，在期间t23～t24从值M12减少到值M11，在期间t24～t25从值M11增加到值M12，在期间t25～t26从值M12减少到值M11，在期间t26～t27从值M11增加到值M12，在期间t27～t28从值M12减少到值M11。
其结果，合成磁通(＝自感磁通-互感磁通)在期间t21～t22从值SM11变化到值SM13，在期间t22～t23从值SM13变化到值SM11，在期间t23～t24从值SM11变化到值SM13，在期间t24～t25从值SM13变化到值SM11，在期间t25～t26从值SM11变化到值SM13，在期间t26～t27从值SM13变化到值SM11，在期间t27～t28从值SM11变化到值SM13。
另一方面，在两个电抗器中产生的直流磁通在期间t21～t28成为恒定的值SM12。
在图11所示的例子中，针对一个(图9(B)的左侧)电抗器的通电量(线圈电流)在期间t21～t22从值CC21增加到值CC22，在期间t22～t23从值CC22减少到值CC21，在期间t23～t24从值CC21增加到值CC22，在期间t24～t25从值CC22减少到值CC21，在期间t25～t26从值CC21增加到值CC22，在期间t26～t27从值CC22减少到值CC21，在期间t27～t28从值CC21增加到值CC22。
针对另一个(图9(B)的右侧)电抗器的通电量(线圈电流)在期间t21～t22从值CC22减少到值CC21，在期间t22～t23从值CC21增加到值CC22，在期间t23～t24从值CC22减少到值CC21，在期间t24～t25从值CC21增加到值CC22，在期间t25～t26从值CC22减少到值CC21，在期间t26～t27从值CC21增加到值CC22，在期间t27～t28从值CC22减少到值CC21。
针对一个电抗器的通电量(线圈电流)和针对另一个电抗器的通电量(线圈电流)的差分比图10所示的紧耦合的情况大。
在图11所示的例子中，输入侧脉动电流(一个电抗器的输入侧的线圈电流和另一个电抗器的输入侧的线圈电流的差分)在期间t21～t28变为值零(没有差分)。
输出侧脉动电流在期间t21～t22从值OR21增加到值OR22，在时刻t22从值OR22阶梯状减少到值OR21，在期间t22～t23从值OR21增加到值OR22，在时刻t23从值OR22阶梯状减少到值OR21，在期间t23～t24从值OR21增加到值OR22，在时刻t24从值OR22阶梯状减少到值OR21，在期间t24～t25从值OR21增加到值OR22，在时刻t25从值OR22阶梯状减少到值OR21，在期间t25～t26从值OR21增加到值OR22，在时刻t26从值OR22阶梯状减少到值OR21，在期间t26～t27从值OR21增加到值OR22，在时刻t27从值OR22阶梯状减少到值OR21，在期间t27～t28从值OR21增加到值OR22。
输出侧脉动电流比图11所示的紧耦合的情况大(详细地，成为差分(OR22-OR21)＞差分(OR12-OR11))。
在图11所示的例子(松耦合的磁耦合方式)中，互感的耦合度低于图10所示的例子。因此，在图11所示的例子中，与图10所示的例子相比，用于产生合成磁通的自感引起的脉动(输出侧脉动电流)增加。
在第一实施方式的电源装置1(图2、图3、图7以及图10所示的例子)中，电压转换器C(DC-DC转换器)由使用紧耦合电抗器的磁耦合型升压斩波器构成。此外，电压转换器C以自感和互感的干扰完全互补的固定升压比进行驱动。
详细地，由于电压转换器C的升压率固定(为固定升压)，因此第一蓄电装置B1(12V电池)的单元电池电压(每1单元电池的输出电压)和第二蓄电装置B2(36V电池)的单元电池电压相等。如参照图4(B)所说明的那样，这是因为第一蓄电装置B1的SOC和第二蓄电装置B2的SOC相等的关系得以维持。其结果，无论第一负载L1(12V负载)以及第二负载L2(48V负载)的状态如何，电池(第一蓄电装置B1以及第二蓄电装置B2)的充放电平衡都得以均等维持。这是因为，电流如上述那样流过电压转换器C。
此外，在第一实施方式的电源装置1中，第一电抗器14和第二电抗器19构成紧耦合电抗器。因此，直流磁通被抵消，在第一电抗器14以及第二电抗器19中不产生直流磁通。同样地，第三电抗器24和第四电抗器29构成紧耦合电抗器。因此，在第三电抗器24以及第四电抗器29中不产生直流磁通。
此外，在第一实施方式的电源装置1中，第一电抗器14以及第二电抗器19中的自感和互感的干扰并不相抵，而是完全互补。因此，所需的自感减半。同样地，第三电抗器24以及第四电抗器29中的自感和互感的干扰并不相抵，而是完全互补。因此，所需的自感减半。
此外，在第一实施方式的电源装置1中，通过第一电抗器14以及第二电抗器19中的感应电压电流的互补的行为，输入的脉动完全相抵。其结果，第一电抗器14以及第二电抗器19中的输出脉动成为最小。同样地，通过第三电抗器24以及第四电抗器29中的感应电压电流的互补的行为，输入的脉动完全相抵。其结果，第三电抗器24以及第四电抗器29中的输出脉动成为最小。
在第一实施方式的电源装置1(图2、图3、图7以及图10所示的例子)中，由于第二蓄电装置B2是36V电池，因此与仅通过第二蓄电装置B2(48V电池)使第二负载L2(48V负载)工作的图1所示的例子相比，能够削减电源装置1中搭载的电池(详细地，例如电池的总重量等)。
即，在第一实施方式的电源装置1中，具备能够向第一负载L1供给电力的第一蓄电装置B1。此外，从电压转换器C输出并施加到第二负载L2的转换电压是对第一蓄电装置B1的输出电压进行了电压转换所获得的转换电压，是第一蓄电装置B1的输出电压和第二蓄电装置B2的输出电压的和。
也就是说，在第一实施方式的电源装置1中，第一蓄电装置B1中储存的电力能够供给到第一负载L1(也就是说，能够驱动第一负载L1)，并且还能够供给到第二负载L2(也就是说，还能够驱动第二负载L2)。
因此，在第一实施方式的电源装置1中，分开设置有能够向第一负载L1供给电力的第一蓄电装置B1和能够向第二负载L2供给电力的第二蓄电装置B2，与在电压转换器C的非升压时不向第二负载L2供给第一蓄电装置B1中储存的电力的情况(也就是说，图1所示的例子)相比，能够使电源装置1中具备的(搭载的)第二蓄电装置B2小型化。
在第一实施方式的电源装置1中，没有由第一电抗器14以及第二电抗器19中的直流所导致的磁通发生。因此，能够在第一电抗器14以及第二电抗器19中使用饱和磁通密度低且导磁率高的低价的芯材。此外，由于所需的自感减半，因此能够使第一电抗器14以及第二电抗器19小型化以及低成本化。同样地，由于没有由第三电抗器24以及第四电抗器29中的直流所导致的磁通发生，因此能够在第三电抗器24以及第四电抗器29中使用饱和磁通密度低且导磁率高的低价的芯材。此外，还能够使第三电抗器24以及第四电抗器29小型化以及低成本化。
此外，在第一实施方式的电源装置1(图3以及图10所示的例子)中，由于在输入处没有脉动，因此能够不需要平滑电容器。也就是说，在第一实施方式的电源装置1中，无需设置相当于图1所示的电容器CL的平滑电容器。此外，即使在设置电容器CL的情况下，也能够减少电容器的容量。
在第一实施方式的电源装置1的图3所示的例子中，电压转换器C中具备的多个转换电路(第一转换电路C1、第二转换电路C2)各自以固定的升压率(两倍)进行控制，多个转换电路(第一转换电路C1、第二转换电路C2)各自的升压率和第一蓄电装置B1的输出电压(12V)的积(两倍×两倍×12V)与第一蓄电装置B1的输出电压(12V)和第二蓄电装置B2的输出电压(36V)的和(48V)相等。
也就是说，在第一实施方式的电源装置1中，“多个转换电路(第一转换电路C1、第二转换电路C2)各自的升压率”乘以“多个转换电路(C1，C2)”的数量所获得的升压率(“2”的“平方”)和“第一蓄电装置B1的输出电压(12V)”的积与“第一蓄电装置B1的输出电压(12V)和第二蓄电装置B2的输出电压(36V)的和(48V)”相等。
在第一实施方式的电源装置1的其他的例子中，由于能够通过如何设定多个转换电路各自的升压率来变更电压转换器C整体的升压率，因此能够提高第一蓄电装置B1的输出电压和第二蓄电装置B2的输出电压的和的组合的自由度。
即，由于(第一转换电路C1的升压率A)×(第二转换电路C2的升压率B)×Vb1＝Vb1+Vb2成立，因此使上述表达式变形，能够表达为Vb2＝(A×B-1)×Vb1。在此，例如，若第二蓄电装置B2的输出电压Vb2为第一蓄电装置B1的输出电压Vb1的N倍，则能够表达为N＝A×B-1。如上所述，能够通过A、B的组合适当地设定N。
<第二实施方式>
以下，对本发明的电源装置的第二实施方式进行说明。
除了稍后描述的点之外，第二实施方式的电源装置1与上述第一实施方式的电源装置1同样地构成。因此，根据第二实施方式的电源装置1，除了稍后描述的点之外，能够起到与上述第一实施方式的电源装置1同样的效果。
图12是示出第二实施方式的电源装置1的一个例子的图。
在图2以及图3所示的例子中，第二蓄电装置B2是36V电池，第二负载L2是48V负载。另一方面，在图12所示的例子中，第二蓄电装置B2是84V电池，第二负载L2是96V负载。
在图2以及图3所示的例子中，控制部E通过固定的升压率(四倍)控制电压转换器C，使得通过电压转换器C输出的转换电压成为第一蓄电装置B1的输出电压和第二蓄电装置B2的输出电压的和。另一方面，在图12所示的例子中，控制部E通过固定的升压率(八倍)控制电压转换器C，使得由电压转换器C输出的转换电压成为第一蓄电装置B1的输出电压和第二蓄电装置B2的输出电压的和。
在图12所示的例子中，第一蓄电装置B1的输出电压(12V)和第二蓄电装置B2的输出电压(84V)的和(96V)被控制为成为第二负载L2(96V负载)能够工作的范围的电压。
在图3所示的例子中，电压转换器C具备第一转换电路C1和第二转换电路C2。另一方面，在图12所示的例子中，电压转换器C具备第一转换电路C1、第二转换电路C2以及第三转换电路C3。
在图12所示的例子中，第一转换电路C1对在电压转换器C的端子CA和端子CB之间输入的第一蓄电装置B1的输出电压进行电压转换(在图12所示的例子中，升压到两倍)。详细地，第一转换电路C1以固定的升压率(两倍)进行控制。第二转换电路C2进一步将由第一转换电路C1升压并输出的电压进行电压转换(在图12所示的例子中，升压到两倍)。第三转换电路C3进一步将由第二转换电路C2升压并输出的电压进行电压转换(在图12所示的例子中，升压到两倍)。第三转换电路C3也以固定的升压率(两倍)进行控制。其结果，在电压转换器C的端子CA和端子CB之间输入的第一蓄电装置B1的输出电压由第一转换电路C1、第二转换电路C2以及第三转换电路C3升压到八倍(＝2×2×2倍)。
在图12所示的例子中，由第一转换电路C1升压、由第二转换电路C2升压、且由第三转换电路C3升压并输出的电压也通过电容器(未图示)进行平滑化。
第三转换电路C3与图3所示的第一转换电路C1或者第二转换电路C2同样地构成。
在图12所示的例子中，第一转换电路C1的升压率(两倍)、第二转换电路C2的升压率(两倍)、第三转换电路C3的升压率(两倍)和第一蓄电装置B1的输出电压V1(12V)的积(2×2×2×12V＝96V)与第一蓄电装置B1的输出电压V1(12V)和第二蓄电装置B2的输出电压(7×V1)(84V)的和(8×V1)(12V+84V＝96V)相等。
详细地，在图12所示的例子中，第一转换电路C1的升压率固定为两倍。第二转换电路C2的升压率固定为两倍。此外，第三转换电路C3的升压率也固定为两倍。第二蓄电装置B2的输出电压(84V＝7×12V)是第一蓄电装置B1的输出电压(12V)的七倍。
因此，在图12所示的例子中，无需设置具有第一蓄电装置B1的输出电压的八倍的输出电压的蓄电装置，通过第一蓄电装置B1的输出电压的八倍的电压能够使能够工作的第二负载L2工作。
在图12所示的例子中，将三个升压斩波器(第一转换电路C1、第二转换电路C2以及第三转换电路C3)各自的升压率固定为两倍。通过固定升压，第一蓄电装置B1(12V电池)的输出电压和第二蓄电装置B2(84V电池)的输出电压的比始终恒定(1∶7)。
在图12所示的例子中，电压转换器C具备三个转换电路(第一转换电路C1、第二转换电路C2以及第三转换电路C3)，但是在其他的例子中，电压转换器C也可以具备四个以上的转换电路。
本发明的实施方式作为例子给出，并不意图限定发明的范围。这些实施方式以及各例子能够以其他各种方式实施，在不脱离发明的要旨的范围内，能够进行各种省略、置换、变更。这些实施方式、其变形包括在发明的范围、要旨中，同样也包括在权利要求书记载的发明及其均等的范围中。
附图标记说明
1…电源装置，L1…第一负载，L2…第二负载，B1…第一蓄电装置，1A…端子，1B…端子，B2…第二蓄电装置，2A…端子，2B…端子，C…电压转换器，CA…端子，CB…端子，CC…端子，C1…第一转换电路，11…第一上臂，12…第一下臂，13…第一连接点，14…第一电抗器，16…第二上臂，17…第二下臂，18…第二连接点，19…第二电抗器，C2…第二转换电路，21…第三上臂，22…第三下臂，23…第三连接点，24…第三电抗器，26…第四上臂，27…第四下臂，28…第四连接点，29…第四电抗器，C3…第三转换电路，91…共用电位线，92…中间电位线，93…输出电位线，CD…电容器，E…控制部。

Claims (4)

1.一种电源装置，具备：
第一蓄电装置，能够向第一负载供给电力；
第二蓄电装置，输出比所述第一蓄电装置的输出电压高的电压，并且与所述第一蓄电装置串联连接；
电压转换器，与所述第一蓄电装置的输出端连接，并输出对所述第一蓄电装置的输出电压进行了电压转换所获得的转换电压；
第二负载，与所述电压转换器的输出端连接，并被施加所述转换电压；以及
控制部，以固定的升压率控制所述电压转换器，使得所述转换电压成为所述第一蓄电装置的输出电压和所述第二蓄电装置的输出电压的和，
所述第一蓄电装置的输出端与所述第二蓄电装置连接，
所述第二蓄电装置的输出端与所述电压转换器的输出端连接，
所述电压转换器具备多个转换电路，
所述多个转换电路具备第一转换电路和第二转换电路，
所述第一转换电路具有第一上臂、第一下臂、第一电抗器、第二上臂、第二下臂以及第二电抗器，并以固定的升压率将所述第一蓄电装置的输出电压转换为中间电位线的电压，其中，所述第一上臂与所述中间电位线连接，所述第一下臂与共用电位线连接，所述第一电抗器连接在第一连接点和所述第一蓄电装置的输出端之间，所述第一连接点是所述第一上臂和所述第一下臂的连接点，所述第二上臂与所述中间电位线连接，所述第二下臂与所述共用电位线连接，所述第二电抗器连接在第二连接点和所述第一蓄电装置的输出端之间，并与所述第一电抗器磁耦合，所述第二连接点是所述第二上臂和所述第二下臂的连接点，
所述第二转换电路具有第三上臂、第三下臂、第三电抗器、第四上臂、第四下臂以及第四电抗器，并以固定的升压率将所述中间电位线的电压转换为所述电压转换器的输出电压，所述第三上臂与所述电压转换器的输出端连接，所述第三下臂与所述共用电位线连接，所述第三电抗器连接在第三连接点和所述中间电位线之间，所述第三连接点是所述第三上臂和所述第三下臂的连接点，所述第四上臂与所述电压转换器的输出端连接，所述第四下臂与所述共用电位线连接，所述第四电抗器连接在第四连接点和所述中间电位线之间，并与所述第三电抗器磁耦合，所述第四连接点是所述第四上臂和所述第四下臂的连接点，
所述第一转换电路的升压率、所述第二转换电路的升压率和所述第一蓄电装置的输出电压的积与所述第一蓄电装置的输出电压和所述第二蓄电装置的输出电压的和相等。
2.根据权利要求1所述的电源装置，其中，
即使在所述第一蓄电装置以及所述第二蓄电装置各自的剩余容量发生了变化的情况下，也由所述控制部将所述第一蓄电装置的输出电压和所述第二蓄电装置的输出电压的比维持恒定。
3.根据权利要求2所述的电源装置，其中，
所述第一蓄电装置的输出电压被控制为成为所述第一负载能够工作的范围的电压，
所述第一蓄电装置的输出电压和所述第二蓄电装置的输出电压的和被控制为成为所述第二负载能够工作的范围的电压。
4.根据权利要求1所述的电源装置，其中，
所述第一转换电路的升压率固定为两倍，
所述第二转换电路的升压率固定为两倍，
所述第二蓄电装置的输出电压是所述第一蓄电装置的输出电压的三倍。
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