CN110888479A - 电压-电流转换器 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及电压‑电流转换器。电压‑电流转换器可被配置为基于输入电压产生电流,并且在一部分时间内使用所产生的电流作为电压‑电流转换器的输出电流,以及在一部分时间内使用所产生的电流作为操作电压‑电流转换器的电流源。这种布置可以减少电压‑电流转换器内对高性能电流镜电路的需求,从而降低电压‑电流转换器的成本和复杂性,并提高精度和准确度。

Description

电压-电流转换器
要求优先权
本申请要求Jonathan Ephraim David Hurwitz于2018年9月10日提交的、题为“电压-电流转换器”的美国临时申请序列号62/729,171的优先权,其全部内容通过引用结合于此。
背景技术
除了用于监控应用的许多分计量设备之外,每年还在全球部署数百万公用电表用于计算用于计费的房屋的能耗。这些设备通常在部署之前在工厂进行校准,然后在其部署寿命期间连续测量电力消耗,而不会中断测量行为。每年移除这些仪表的一定百分比,在实验室中重新测试其准确性,估计现场较大人口的准确度分布,以确定是否需要完全移除人口,但每个单独的仪表的准确度更大未知,每年更换数百万个完全精确的仪表,而在实际情况下,不准确的仪表可以在现场运行。
公用仪表精度监测系统可以实施为公用设施仪表的一部分,以帮助确定和监测仪表的精度。这些系统通常包括许多不同的电子电路/模块,包括一个或多个电压-电流转换器,其可用于产生一个或多个电流参考信号。
发明内容
本公开涉及电压-电流(V-to-I)转换器系统。电压-电流转换器系统被配置为基于输入电压产生电流,并且在一部分时间内使用所产生的电流作为电压-电流转换器系统的输出电流,以及在一部分时间内使用所产生的电流作为操作电压-电流转换器系统的电流源。这种布置可以减少电压-电流转换器系统内对高性能电流镜电路的需求,从而降低电压-电流转换器系统的成本和复杂性,并提高精度和准确度
虽然在公用仪表精度监测的背景下描述了电压-电流转换器,但是应当理解,这仅仅是电压-电流转换器的一个示例用途。它可以替代地用于需要电压-电流转换的任何其他环境或系统中。
在本公开的第一方面,提供用于将输入电压转换为输出电流的V-I转换器系统,V-I转换器包括:V-I转换单元,被配置为将所述输入电压转换为第一电流和第二电流;其中对于时钟周期的第一部分,所述输出电流包括第一电流,并且对于所述时钟周期的剩余部分的至少一部分,所述第一电流用作所述V-I转换单元的电流源。
V-I转换单元还可被配置为将所述输入电压转换为第二电流,其中对于所述时钟周期的第二部分,所述输出电流包括第二电流,并且对于所述时钟周期的剩余部分的至少一部分,所述第二电流用作所述V-I转换单元的电流源。时钟周期的第一部分可以与时钟周期的第二部分不同。
所述时钟周期的第一部分可以约为所述时钟周期的50%,并且所述时钟周期的第二部分约为所述时钟周期的剩余的50%。
V-I转换单元还可被配置为将所述输入电压转换为第三电流,其中对于所述时钟周期的第三部分,所述输出电流包括第三电流,并且对于所述时钟周期的剩余部分的至少一部分,所述第三电流用作所述V-I转换单元的电流源。时钟周期的第一部分、时钟周期的第二部分和时钟周期的第三部分可以全部不同。
所述时钟周期的第一部分可以约为所述时钟周期的33%,所述时钟周期的第二部分可以约为所述时钟周期的33%,以及所述时钟周期的第三部分可以约为所述时钟周期的剩余的33%。
应当理解,V-I转换器系统可以被配置为将输入电流转换为多个电流(例如,两种电流-第一电流和第二电流、或三种电流-第一电流、第二电流和第三电流、或第四电流等)。输出电流可以包括在时钟周期期间的不同时间的多个电流中的每一种(例如在输出处交错多个电流),使得实现连续的输出电流。在时钟周期时,当多个电流中的一种或多种不用作输出电流时,那些一种或多种电流可以用作V-1转换单元的电流源。
如任一前述权利要求所述的V-I转换器系统还包括电流引导级,被配位置为:在所述时钟周期的第一部分期间将所述第一电流引导到所述V-I转换单元的输入,并且在所述时钟周期的剩余部分的至少一部分期间将所述第一电流引导作为所述V-I转换单元的电流源;以及在所述时钟周期的第二部分期间将所述第二电流引导到所述V-I转换器系统的输入,并且在所述时钟周期的剩余部分的至少一部分期间将所述第二电流引导作为所述V-I转换单元的电流源。
V-I转换单元还可包括第一电容器和第二电容器,并且其中V-I转换系统被配置为使得当所述第一电流作为所述V-I转换单元的电流源时,所述第一电容器由所述第一电流充电,并且当所述第二电流作为所述V-I转换单元的电流源时,所述第二电容器由所述第二电流充电。
V-I转换单元还可包括至少一个积分电路,被配置为至少部分地基于以下中的一个或多个产生控制电压:输入电压和第一电容器两端的电压(例如输入电压和第一电容器两端的电压之差)和/或输入电压和第二电容器两端的电压(例如输入电压和第二电容器两端的电压之差)。
所述至少一个积分电路可以被配置为将在第一电容器上积累的第一电荷和在第二电容器上累积的第二电荷积分。
V-I转换单元可以被配置为使得积分电路在第二周期的至少一部分期间积分第一电荷并且在第一周期的至少一部分期间积分第二电荷。
V-I转换单元还可包括跨导级,被配置为至少部分地基于控制电压产生第一电流和第二电流。
V-I转换单元可以被配置为进一步基于来自DAC的电流输出生成第一电流和第二电流。
在本公开的第二方面,提供一种使用V-I转换器系统在V-I转换器系统的输出端子处将输入电压转换为输出电流的方法,该方法包括:使用所述V-I转换器系统的V-I转换单元将所述输入电压转换为第一电流;和在所述时钟周期的第一部分期间将所述第一电流引导到所述V-I转换器系统的输出端子,并在所述时钟周期的剩余部分的至少一部分期间将所述第一电流引导以便用作所述V-I转换单元的电流源。
该方法还可包括:使用所述V-I转换器系统的V-I转换单元,将所述输入电压转换为第二电流;和在所述时钟周期的第二部分期间将所述第二电流引导到所述V-I转换器系统的输出端子,并在所述时钟周期的剩余部分的至少一部分期间将所述第二电流引导以便用作所述V-I转换单元的电流源。
该方法还可包括:使用所述V-I转换器系统的V-I转换单元,将所述输入电压转换为第三电流;和在所述时钟周期的第三部分期间将所述第三电流引导到所述V-I转换器系统的输出端子,并在所述时钟周期的剩余部分的至少一部分期间将所述第三电流引导以便用作所述V-I转换单元的电流源。
所述时钟周期的第一部分可以约为所述时钟周期的50%,并且所述时钟周期的第二部分可以约为所述时钟周期的剩余的50%。
在本公开的第三方面,提供V-I转换器系统,,被配置为将输入电压转换为输出电流,该转换器包括:V-I转换单元,包括:第一电容器;第二电容器;用于接收第一输入电流的第一输入;用于接收第二输入电流的第二输入;用于接收所述输入电压的第三输入;用于输出第一电流的第一输出;和用于输出第二电流的第二输出,其中V-I转换单元被配置为基于所述输入电压和在第一电容器和第二电容器中累积的电荷来产生所述第一电流和所述第二电流;和开关级,被配置为:接收所述第一电流和所述第二电流;在所述时钟周期的第一部分期间将所述第一电流引导到所述V-I转换单元的第一输入,以便在所述时钟周期的第一部分期间对所述第一电容器充电,并在所述时钟周期的剩余部分的至少一部分期间将所述第一电流引导到所述V-I转换器系统的输出端子;和在所述时钟周期的第二部分期间将所述第二电流引导到所述V-I转换单元的第二输入,以便在所述时钟周期的第二部分期间对所述第二电容器充电,并在所述时钟周期的剩余部分的至少一部分期间将所述第二电流引导到所述V-I转换器系统的输出端子;其中所述输出电流是从所述V-I转换器系统的输出端子输出的电流。
V-I转换单元还可包括积分器,被配置为通过下列方式产生控制电压:在所述时钟周期的第一部分的至少一部分期间,对所述输入电压和所述第一电容器两端的电压之间的差进行积分;以及在所述时钟周期的第二部分的至少一部分期间,对所述输入电压和所述第二电容器两端的电压之间的差进行积分。
V-I转换单元还可包括跨导级,被配置为至少部分地基于所述控制电压产生第一电流和第二电流。
所述时钟周期的第一部分可以约为所述时钟周期的50%,并且所述时钟周期的第二部分可以约为所述时钟周期的剩余的50%。
附图说明
仅通过举例的方式,参考以下附图描述本发明。
图1示出了配置用于监控公用电表的准确度的示例系统。
图2示出了根据本公开的一个方面的V-I转换系统的示例实现的示意图。
图3示出了示例性电流参考信号驱动电路的示意图。
图4示出了示例低噪声高阻抗输入,可编程电流反馈仪表放大器的示意图。
图5示出了用于跟踪外部电阻分压比的示例电路的示意图。
图6显示了系统精度跟踪性能的图形表示。
图7示出了根据本公开的一个方面的V-I转换系统的一部分的另一示例表示。
图8示出了图7的V-I转换系统的进一步示例细节。
图9示出了图7的V-I转换系统的进一步示例细节。
图10示出了图7的V-I转换系统的进一步示例细节。
图11示出了图7的V-I转换系统的进一步示例细节。
图12示出了根据本发明的一个方面的V-I转换系统的另一示例表示。
图13示出了图7和图12的V-I转换系统的进一步示例细节。
图14示出了图12的V-I转换系统的进一步示例细节。
具体实施方式
本公开特别涉及用于将输入电压转换为输出电流的电压-电流(V-to-I)转换器系统。V-I转换器系统被配置为基于输入电压产生电流,该电流直接用于V-I转换器系统的输出电流,并且还用作V-I转换器系统的操作的电流源。特别是,在一段时间内(例如,对于时钟周期/周期的一部分),产生的电流被用作V-I转换器系统的输出电流,并且在一段时间内(例如,时钟周期/周期的剩余部分),产生的电流直接用作V-I转换器系统的电流源(即,没有使用电流镜来复制产生的电流以产生源电流-所产生的电流反而直接用作源电流)。因此,与其他V-I转换器系统相比,可以提高精度和精度,因为避免了用于其他V-I转换器系统中的电流源的复制电流的误差,并且可以降低系统的成本和复杂性。
在希望从V-I转换器系统获得连续输出电流(而不是间歇输出电流)的情况下,V-I转换器系统可以配置成以“乒乓”方式操作。特别地,V-I转换器系统可以被配置为基于输入电压产生至少两个电流-例如第一电流和第二电流。在一段时间内(例如,对于时钟周期的第一部分,例如50%的时钟周期),第一电流可以是V-I转换器系统的输出电流,在此期间其他电流(例如第二电流)可以充当V-I转换器系统的电流源。对于另一部分时间(例如,对于时钟周期的第二部分,例如对于剩余的50%的时钟周期),第二电流可以是V-I转换器系统的输出电流,在此期间,其他电流(例如第一电流)可以充当V-I转换器系统的电流源。以这种方式,输出电流可以是基于输入电压的连续电流,其通过交错多个电流形成,使得在每个产生的电流形成时钟周期的不同部分的输出电流。所产生的多个电流在它们不用于输出电流时也直接用作V-I转换器系统的电流源。在需要连续、稳定的电流参考的情况下,该实现可能特别有用。
该应用程序提供了一个完整的能量测量前端设备,其中包括传感器的整个系统的集成背景精度监控(基于状态的监控CbM)。该设备可以在产品的整个使用寿命期间持续监控能量测量功能的准确性,而不会中断测量行为。它包括监控IC外部系统中的传感器(例如电流传感器),这些传感器通常是最大的误差源和精度漂移。
这种精度监测可以通过在正常电流和电压测量的行为期间通过测量前端注入到传感器中来注入具有已知幅度、相位和频率特性的小信号来实现,并且该信号的存在和测量用于确定全信号链的准确度,包括背景中传感器的增益。
实现这项技术涉及三个主要挑战:第一,创建高度稳定和精确的参考信号,包括电压和电流,并开发一种方法,以稳定和准确的方式将此参考作为确定性信号传输到传感器中;第二,通过克服刺激,检测和精确测量来自负载的参考刺激信号的大动态范围挑战,其中负载电流和电压可以是100安培或100伏特,并且刺激信号可以大约是10mA和100mV(由于CMOS和本地电源可能的实际信号电平);第三,通过数字信号处理和信号相位和频率的自动选择和调整,能够准确地刺激、提取和去除该信号。该应用描述了在克服前两个挑战时开发的电路技术,并且仅解释第三个的高级要求,因为它更多地与信号处理而不是电路相关。
图1示出了配置用于监控传感器(电流互感器(CT)110、分流电阻器120和电压传感器130)和测量组件/模块的精度的系统100(例如,电表的测量前端)。系统100可以实现为集成电路,或者以任何其他合适的方式实现。在该实施方式中,前端被设计为使用包括分压器R和r的电压传感器130、使用分流电阻器120的相电流(具有电阻Rs)和使用CT 130的中性返回电流来测量电压,因为它通常是单相计量装置。相电流和电压用于能量累积,而中性电流用于检测系统中的故障或损失电流或潜在的电力流失。
系统100包括附接到各个传感器的参考信号刺激器。参考信号激励器包括带隙电压参考140、电压到电流转换器150、电流DAC 160和电压DAC 170,并且被配置为在正常电流和电压测量的行为期间与控制信号('1bit ctrl',从数字信号处理器DSP 190输出)一起注入具有已知幅度、相位和频率特性的小参考信号,然后可以用于确定全信号测量链的准确度,包括背景中传感器的增益。在所有传感器的情况下,参考信号通过与系统试图测量的负载信号完全相同的信号路径,并且参考信号与感兴趣的负载信号具有相同类型的信号。在电流传感器110和120的情况下,参考信号是电流(Is),并且在分压器的情况下,参考信号是电压(Vs)。
系统110还包括测量前端,其包括ADC 180、182和184(在该示例中为所有sigma-delta ADC,但是可以使用任何其他合适类型的ADC)。当查看测量前端的输入时,每个通道看到的信号是感兴趣的负载信号(Iload或Vload)和参考信号(Is或Vs)的组合,其由系统100自身创建,以学习传感器的特性。然后由DSP 190在数字域中检测参考信号,并且在转发ADC数据用于系统中的主要计量功能之前,使用参考信号去除模块/块192、194和196从信号链中移除(即,信号a(Iload)、b(Iload)和c(Vload)被转发用于DSP 190或系统100中的其他地方的计量计算)。
在该系统100中,负载电流Iload可以具有高达约100A RMS的满量程,并且典型的线电压可以是大约230V RMS,而对于电流通道,刺激信号可以例如是16mA,对于电压通道,刺激信号可以例如是100mV。在这种情况下,可能需要将信号提取到约0.1%以内(电流为137dB,电压为106dB)。这些信号之间巨大的动态范围差异将刺激信号置于测量电路的本底噪声中。在该示例中,刺激信号是双电平信号,具有可变频率和相位,由数字系统调节,在高电平和低电平之间具有良好控制的转换。数字系统190可以根据线路上的环境自动调整这些参数,这意味着刺激信号驱动器实际上是1位电流输入和输出或电压输入和输出DAC。可能需要在产品的寿命期间通过该链保持信号的保真度和稳定性、带隙电压稳定性、V-I互阻抗稳定性以及在产品的寿命期间驱动器电路在驱动各种信号模式时获得稳定性。
图2示出了用于刺激信号以驱动电流传感器的信号链的示例细节。首先,使用带隙140产生稳定的参考电压。该特定的带隙包括斩波的衬底PNP带隙参考,并且添加额外的分接电压Vref-n,但是可以替代地使用任何合适类型的电压参考电路。然后使用V-I电路150将该电压转换为稳定的15uA电流参考,该电路已由本公开的发明人设计。最后,经由电流驱动器160将该电流调制并放大到高达~30mA的刺激。技术人员可以理解的任何合适的电路可以用于实现电流驱动器160。
图2中所示的示例带隙140包含曲率校正、斩波和滤波,并且在调整(Rtrim)电阻器上方具有两个输出,其中一个(Vref)具有用于驱动ADC和电压驱动器的平坦TC,另一个(Vref-n)具有小的负温度系数,以匹配下一级中使用的电容器的正温度系数。可以替代地使用许多其他带隙拓扑。
转到图2中表示的V-I转换器系统150的示例实现,在该系统100中可获得稳定的外部晶体参考时钟(尽管V-I转换器系统150可以使用任何其他类型的参考时钟信号)。参考时钟具有例如~2MHz的频率,其用于使用电流I1和I2(通过FET S1-IP、S2-IP)交替地对两个7pF电容器C1和C2(可以是金属金属电容器,或任何其他类型的电容器)充电,然后当相同的电流用于输出时(通过FET S1-OP、S2-OP)以相反的相位对它们放电。在充电和放电之间,每个电容器上的电荷被转移到(使用FET S1-TR、S2-TR)积分器(其包括积分电容器CINT)。这允许电容差异和电容器C1和C2完成的最终电压与斩波折叠式共源共栅放大器输入端的所需Vref-n电压的误差积分,其输出驱动退化的NMOS跨导器,其向电阻器导出的DAC(~80%)电流提供误差补偿(~20%)电流。DAC在制造时设置为接近积分器输出的最佳平衡点,因此残余输入参考误差最小。与文献“Tracking switched-capacitor CMOS current reference”,G.Torelliand A.de la Plaza,IEE Proc.-Circuits Devices Syst.,145卷,No.1,1998年2月,第44-47页中公开的电路相反,该环路确保平均(I1/2+I2/2)电流连续地对每个电容器C1和C2充电,Vref-n定义了参考电流,乒乓操作(即,第一电流I1和第二电流I2之间的交替切换)确保输出电流Iref直接来自用于为C1和C2充电的相同电流源,并且不涉及任何镜像。这种选择可以实现非常经济的稳定电流,而不需要用于超稳定电阻器或晶体管的高性能工艺选项。既然由V-I电路150产生参考电流信号Iref,则可以使用参考信号驱动器160将该信号驱出到分流器120和CT 110中。
参考图7-14可以理解V-I转换系统150的更一般原理。
图7示出了用于产生第一输出电流分量Iout1的V-I转换系统150的第一回路的示例性框图,其在下面描述的示例性操作实施方式中具有I1/2的平均电流。V-I转换系统150被配置为基于输入参考电压Vref-n产生稳定电流I1。虽然在图2的具体实现中,Vref-n是从带隙导出的,但是应当理解,Vref-n可以是以任何合适的方式导出或生成的任何类型的电压信号。
图7中表示的V-I转换系统的第一回路包括第一电流到电荷转换器710A-电荷缓和电路-被配置为接收第一回路电流Iloop,在下面描述的示例操作实现中,其具有I1/2的平均电流和时钟信号Clk并且产生第一电荷转移Qcap1
图8示出了第一电流充电转换器710A的示例配置,以帮助理解第一电流到电荷转换器710A的操作。第一电容器C1对应于图2中所示的C1,第一电荷控制开关chg1对应于图2中的FET S1-IN,第一传输控制开关tx1对应于图2中的FET S1-TR,第一复位开关rst1对应于图2中的FET S1-RST。时钟信号Clk用于控制电容器充电、电荷转移和电容器复位的操作。第一电容器C1在时钟周期/周期的第一部分被充电(在该示例操作实现中,第一部分是时钟周期的约50%),例如,通过用Clk控制第一充电控制开关chg1的断开和闭合。充电后,C1两端的电压Vcap1等于Iloop1*t/C1,其中t=充电时间(即,Clk期间的约50%)。如果Clk的频率是例如1MHz,则Clk的时钟周期/周期将是大约1μs,使得充电时间t将是大约500ns。充电后,打开chg1,然后通过关闭tx1将存储的电荷Qcap1转移出来,持续约1/4的Clk循环。最后,通过打开tx1并关闭rst1,C1在Clk循环的最后1/4处完全放电。这种充电、传输、复位周期不断重复。作为非限制性示例,Clk1可以具有1MHz的频率并且C1可以等于7pF。此外,虽然在该示例中的传送和复位时间各自持续Clk的1/4周期,但是在C1的充电完成之后,它们可以替代地采用不同比例的剩余循环时间。
图7的V-I转换系统的第一回路还包括积分器720或充电(dQ)到电压转换器,被配置为接收第一电荷转移Qcap1和参考电压Vref-n并产生控制电压Vctrl
图9示出了误差积分器级720的示例实现,但是应当理解,可以使用任何合适的积分器来执行该功能。在传输1/4周期期间传输到积分器的电荷Qcap1可以等于dQ=(Vcap1–Vref-n)/C1。然后,积分器820可以积分电压Vcap1(由电容器C1上的电荷Qcap1产生)和期望电压Vref-n之间的差值以产生控制电压Vctrl。可以看出,当时间Vcap1稳定到等于Vref-n时,Vctrl保持稳定(即,它不再移动)。作为非限制性示例,对于该特定实现,Vref-n可以被设置为大约1.12V,但是可以替代地使用任何其他合适的电压。同样,可以使用CINT的任何合适的值。图7中表示的示例实现包括放大器722,其可以可选地包括斩波NMOS输入折叠共源共栅,但是应当理解,积分器720可以以任何其他合适的组件实现。
然后,图7的V-I转换系统的第一环路包括跨导级730(也可以称为V-I转换器子电路),其被配置为将Vctrl转换为电流I1
图10示出了跨导级730的示例实施方式,其包括晶体管732和用作跨导器的电阻器RT,以将Vctrl转换为电流。跨导级730还包括一个或多个电流镜734,以基于跨导器电流产生I1,使得Vctrl被转换为I1。可以使用任何合适的电路来实现电流镜734。在一个替代实施方式中,可以从跨导级730省略电流镜734,其中I1直接取自跨导器。
在一个示例实现中,时钟周期的频率可以是大约1MHz,充电时间t可以是大约500ns,C1可以大约是7pF并且Vref-n大约是1.12V并且I1应该是大约15.7μA。可选地,第二电流Iothers可以从跨导级730输出到其他设备。可以通过积分器720的积分器增益来最小化跨导级730的跨导中的任何误差。从图10中的曲线图可以看出,V跨导级730基于Vctrl产生稳定的第一电流I1。在V-I转换系统的第一个环路锁定到正确的稳定I1后,Vctrl应跟踪由于环境条件和/或1/f噪声引起的变化。图10中表示的晶体管732对应于图2中的MT
最后,图7的V-I转换系统的第一回路包括第一电流分离器740A。第一电流分离器740A被配置为分离I1,以便在Clk的时钟周期的第一部分将I1引导至第一电流-电荷转换器710,并且在Clk的剩余时钟周期内将I1引导至输出Iout
图11示出了第一电流分离器740A的示例实施方式,其包括两个电流导引开关742和744-一个开关742由clk信号控制,另一个开关744由clk信号的反相clkb控制。在该示例中,开关742将第一电流中的开关chg1替换为电荷转换器710A,因为它有效地执行相同的功能。在替代方案中,可以从第一电流分离器740A省略开关742,并且第一电流到电荷转换器710A可以包括开关chg1,并且V-I转换系统的第一环路仍然以相同的方式操作。因此,由clk信号控制的开关742对应于图2中的S1-IN,并且由反相信号clkb控制的开关744对应于图2中的S1-OP。因为在这个例子中clk信号的占空比约为50%,对于大约一半的周期,Iout1=I1,而对于大约另一半的周期,Iloop1=I1。通过这种方式拆分I1,可以直接使用转换后的电流I1作为V-I转换系统150的输出电流,并且作为用于对第一电流到电荷转换器710A的电容器C1充电的电流源。这意味着不需要先前的V-I转换系统使用的镜像电路反映所产生的电流,使得所产生的电流可以用作输出电流,并且镜像电流可以用于对电容器充电。由于用于产生第一电流I1的晶体管和镜像电流之间的不匹配,在先前的V-I转换器中使用的镜像电路可能在复制的电流中引入误差。因此,本公开的V-I转换系统150采用的电流分裂可以提高输出电流随温度、电压和时间的精度和准确度。然而,输出Iout1仅在Clk的时钟周期的第一部分(在该示例中,约为时钟周期的50%)等于I1,并且在剩余的时间内为零,当V-I转换系统150用于将稳定输入电压Vref-n转换为稳定电流Iref时,这可能是一个问题。
因此,可以引入第二异相环路,如图12所示。第二环路包括第二电流到电荷转换器710B,其可以非常类似于第一电流到电荷转换器710B,但是包括第二电容器C2(由电流Iloop2充电)并且由反相时钟信号Clkb控制。因此,在C1的充电时间期间,C2上的电荷Qcap2可以被转移和放电,并且在C1的转移和放电时间期间,Iloop2可以对C2充电。可以如上所述配置积分器720。跨导级730可以如上所述配置,不同之处在于它被配置为输出两个电流I1和I2(例如,电流镜734可以配置为输出电流I1和I2,并且可选地还可以输出一个或多个其他电流Iothers)。如果C1和C2的尺寸相同(在器件容差范围内),则I1和I2应该彼此相似,任何小的不匹配都是由电流镜电路中的C1和C2不匹配和晶体管不匹配引起的。第二电流分离器740B可以非常类似于第一电流分离器740A,但是可以被配置为当I1被引导至Iloop1时将I2转向Iout2并且被配置为当I1被引导至Iout1时将I2转向Iloop2。然后可以直接组合Iout1和Iout2,使得V-I转换系统150的输出电流是连续电流Iref=Iout1+Iout2。通过以这种方式在两个异相环之间交替(即,乒乓),可以实现连续输出电流Iref,同时仍然使用来自跨导级730的电流输出作为V-I转换系统150的输出和用作对电容器C1和C2充电的电流源。由于晶体管不匹配导致的I1和I2的任何不匹配都不应影响平均输出电流,只影响输出电流中的纹波。同样,C1和C2中的任何不匹配都应该仅引入纹波,并且电流Iref由C1和C2的平均值定义
图13示出了跨导级730的一些附加可选特征,当用于产生稳定参考输出电流时,其可用于进一步改善V-I转换系统150的特性。在该示例中,跨导级730还包括DAC 736,以向转换器提供额外的静态电流,从而增加环路增益。例如,它可以被配置为提供跨导级730所需的电流的大约80%(尽管它可以替代地提供任何其他量),其余部分来自由Vctrl驱动的跨导器。这意味着为了从特定输入电压实现期望的输出电流(例如,将大约1V的Vref-n输入信号转换为大约1mA的输出电流Iout),积分器720和跨导器将需要较少的增益(例如,减少所需的RT大小)。例如,如果对于1V的Vref-n,期望的电流输出是1mA,则DAC 736产生的静态电流可以设置为例如0.9mA,从而仅需要跨导体提供大约0.1mA的电流。DAC 736的范围可以由偏置电流IVCCS设置,偏置电流IVCCS可以由电压参考(例如来自电压参考140的Vref)和单位电阻器设置。可以将DAC值(即数字输入值,在图13中标记为Trim<5:0>)设置为在生产时达到DAC 736的特定静态电流输出到积分器720的“平衡点”(例如,积分器具有最小偏移的点,以减少残余和温度相关的误差)。通过使用换能器提供剩余电流,DAC 736的温度漂移和环路内其他电路的噪声可以通过换能器电流来补偿。在图2中的V-I转换器系统150的示例表示中也以相同的方式使用DAC。可选地,可以使用比较器(图13中未示出)来修整DAC以帮助实现最佳值。在替代方案中,可以以任何其他合适的方式产生和设置静态电流,并且如上所述在跨导级730中使用静态电流。
图14示出了根据本公开的V-I转换系统150的进一步表示。
应当理解,以上描述了V-I转换系统150的一个特定实现,并且可以实现各种替换。例如,可以使用两个以上的循环以便生成Iref。例如,可以使用包括第三电流到电荷转换器和第三电流分离器的第三环路。第一输出电流I1可以在时钟周期的前1/3输出到Iref(例如,约占时钟周期的33%),并且对于时钟周期I1的剩余2/3的至少一部分,可以被引导到Iloop1以对C1充电。第二输出电流I2可以在时钟周期的第二1/3输出到Iref(例如,约占时钟周期的33%),并且对于时钟周期的剩余2/3的至少一部分,I2可以被转向到Iloop2以对C2充电。第三输出电流I3可以由第三电流分配器输出引导至Iref,持续时钟周期的最后1/3(例如,约占时钟周期的33%),并且对于时钟周期的剩余2/3的至少一部分,I3可以被引导至第三Iloop3以将第三电流的第三电容器C3充电到充电转换器。因此,可以使用多个电流回路产生Iref,其中每个输出回路的电流对于时钟周期的不同部分(即,交织)贡献Iref。此外,可以在环路之间共享三个或更多个电容器,例如,可以存在三个电容器和由跨导级730输出的两个电流I1和I2。在这种情况下,可以配置电流分离器740,使得有时使用I1来充电C1,有时充电C2,有时充电C3,而I2有时用于充电C2,有时充电C3,有时充电C1,以这样的方式,I1和I2基于所有三个电容器花费大致相等的周期,从而使3个电容器中的任何不匹配得以扩展。
另一种变化是可以采用上述V-I转换系统150产生一个以上的受控电流,例如通过具有三个具有三个电流I1、I2和I3的环路来产生Iref1和Iref2,以对三个电容器C1、C2和C3充电。在时钟周期的前1/3,它可以配置为让I1转到Iref1,I2转到Iref2,并且I3用来给C3充电。在时钟周期的第二个1/3,它可以配置为将I2转到Iref1,I3转到Iref2,并且I1用来给C1充电。在时钟周期的最后1/3,它可以配置为让I3转到Iref1,I1转到Iref2,I2用来给C2充电。以这种方式,Iref1和Iref2都具有平均I1、I2和I3,并且电流I1、I2和I3也用在开关电容器电流控制环路中以对电容器C1、C2和C3充电。
此外,电容器和电流回路中的每一个可以不相同。例如,C1和C2可以使得C2的值在名义上是C1的两倍,并且跨导级730可以被配置为使得I2的值在名义上是I1的两倍。这可用于在一个电压-电流转换系统中产生多个加权电流。
此外,时钟周期的每个部分可能不具有相同的时间长度。例如,第一部分可以等于时钟周期的大约75%,使得I1在时钟周期的大约75%被转向到Iref并且在剩余的25%的至少一部分中被引导到Iloop1。第二部分可以等于时钟周期的大约25%,使得I2在时钟周期的大约25%的情况下被导向Iref并且在剩余的75%的至少一部分中被导向Iloop2。这可以以任何合适的方式实现,例如通过使用不具有50%开启、50%关闭占空比的时钟(例如,它可以替代地具有大约75%开启、25%关闭占空比)。应当理解,这些是第一部分和第二部分的相对长度的非限制性示例,并且它们可以替代地设置为适合于V-I转换器系统150的特定实现和/或使用的任何相对长度。此外,在整个本公开中,术语“大约”和“大概”用于指代第一部分和第二部分的相对长度(例如,第一部分大约是Clk时钟周期的50%)。在此上下文中,“近似”和“约”旨在表示在时钟信号状态转换(例如,从0到1的转换,反之亦然)和开关电路性能的容限和精度内。例如,约为时钟周期的50%的第一部分可以在+/-1%(例如在49-51%之间)内,或+/-2%(例如在48-52%之间)内,或者在+/-5%之内(例如在45-55%之间)。
可以看出,利用这些技术的组合和这些技术的变化,可以利用相同的积分器720产生多个电流输出I1、I2等,每个输出具有相同或不同的权重。
电压-电流转换器系统150可以由固定频率时钟Clk或可变频率时钟Clk驱动,以改变电流Iref的值,例如用于修整或跟踪操作频率。
电压-电流转换器系统150可以接收电压(例如,Vref-n),该电压与电压-电流转换器系统150中使用的电容器C1和C2的温度系数具有很大不同且可能相反的温度系数。
电荷转换器710A和710B(即,弛豫电路),积分器720和跨导级730可以一起被视为包括C1和C2的V-I转换单元,并被配置为接收Iloop1、Iloop2(如电流源)、用于转换的输入电压Vref-n,以及基于输入电压产生的输出电流I1和I2。虽然710A、710B、720和730表示可以实现V-I转换单元的一种方式,但是应当理解,V-I转换单元可以以任何其他合适的方式实现,其中C1由Iloop1充电,C2由Iloop2充电,并且至少部分地基于Vref-n和每个时钟周期由C1和C2累积的电荷来生成I1和I2。上面描述并在附图中表示的实现仅仅是一个示例。
图3示出了电流参考信号驱动器电路的示例实现,其可以可选地用于将参考电流转换为信号,执行与IDAC 160类似的功能。然而,应当理解,本公开的V-I转换系统150适用于任何其他目的。在这种情况下,输出信号是双电平信号,频率范围为10Hz至1kHz,具有可调节的斜率。该电路可以尝试提供可能的最大输出电流水平,同时消耗最少量的电力。由于传感器的阻抗低,实际的功率输送需求非常小。输出级顺应性的顺应性需求可以通过传感器上的信号摆动来设定,该信号摆动可以随Iload移动正或负,并且驱动器需要的净空以稳定地放大和传递调制电流。因此,在此示例中,部署了分离式电源拓扑,其中参考信号创建和前端驱动器在1.8V电源下工作,但是使用电容电荷泵可以有效地产生较低的电源,以便在放大后在驱动器的输出上提供更大的电流。驱动器是基于电阻定义的斩波运算放大器电流复制器的电流倍增器,其通过连接到传感器的公共节点输出。提供一个输入电阻,使输入电流Iin产生一个高于输出电压的电压Vin,还提供一个放大器,驱动NMOS的控制端(栅极),以确保输出公共节点上方输出电阻上的电压也为Vin。两个电阻的比率定义了电流倍增。例如,要实现15uA输入的30mA峰值输出,需要非常大的比例,约为2000:1。这可以仔细建立,首先是16个支路到输出路径,每个支路并联64个单元电阻,其次是输入上有8个串联单元电阻的4个并联支路,相当于2个单位电阻,但在整个阵列中均匀分布,比率为2*16*64=2048。输出的支路可以关闭,为不同的应用提供不同的比率。
电流放大器的Iin是调制的非常稳定的Iref和基座电流Iped(~Iref/16)的组合,当Iref被调制为零时,可以确保电流放大器的输入和输出运行良好并具有一些mV和mA。可以通过线性控制转换速率的转换速率控制电路来实现调制,从而不会产生可能导致EMI问题的大di/dt。
对于电流测量路径(例如,ADC 180和ADC 182),由于来自传感器110和120的信号的幅度,小分流输入(通常约140μΩ)呈现最具挑战性的信号路径,由参考电流信号与负载电流信号的相对大小以及共模抑制要求引入的动态范围挑战。
图4示出了低噪声高阻抗输入,斩波电流反馈仪表放大器拓扑175(LNA)的示例表示,其可用于放大和驱动ADC 182。同时由发明人设计的特定LNA175,在该实例中已经表示,LNA175不是本申请的主题,并且可以替代地使用任何合适的和任何合适的LNA。
第一级为每个放大器(A1和A2)提供一个不寻常的输入级,使它们能够在地下工作,并利用单个PMOS器件作为输入(栅极)和反馈(源)路径,从而为单个电源提供低于GND的例如150mV工作噪声的当前有效解决方案。开关电容器输入拓扑结构可用于应用的RF抗扰度要求。输入设备MP1/2可以在它们自己的井中,其通过MP3/4偏置为源上方的Vgs以增加输入设备的Vt以提供在地下工作的净空,并且其还允许共源共栅器件MP5/6由与MP1/2相同的控制端(栅极)电压驱动,同时允许漏极电流折叠到推挽输出级(B),向输出级提供电流,通过电阻网络(Rp/Rx/Rn)反馈到输入级MP1/2。MP1-6的主体跟踪输入,反馈网络通过输入级保持恒定电流,帮助THD并允许输出位于输入信号之上的升高的Vt,而无需共模反馈(CMFB)电路。该示例中的放大器输出被斩波,并且可以被过滤并缓冲(级2)到ADC。
可选地,为了正确地跟踪能量测量系统100的精度,使用高比率(例如,1000:1)高阻抗分压器130测量100伏特的线路电源电压的电压通道也需要监测。该监控电路的目的是在后台跟踪外部电阻分压比,而不会中断测量行为。为此,可以通过分压器130的底端施加小电压信号Vs。由于超级位置,该信号将被除以与来自顶部的电源电压完全相同的分压比,并且如果以数字方式检测到此信号并将其删除,可用于估计分频比。
图5显示了这种配置和用于驱动分压器130底部的电路。驱动器从电压参考Vref获得两个电压Vrefp和Vrefn,并且在SIG信号的指令下,在2个电平之间切换斩波器稳定的A类缓冲器。为此特定示例选择了A类,以确保GND中的恒定电流,以便最小化串扰机制。在上升沿的SIG信号的控制下,通过SRP对上拉电流(IP)进行充电,以控制转换速率,直到比较器CP触发目标Vrefp电压通过SHP接通为止,类似于当比较器C2触发并且SHN切换到该状态时,在SIG的下降沿,接通下拉电流(In)以将驱动器转换为Vrefn电平。通过这种方式并且通过改变电流值,转换速率可以是恒定的并且控制在200uS和2mS之间,并且从转换到信号稳定的切换对参考和分频器的影响最小。图中未显示,放大器可能具有额外的低侧和高侧保护,以处理线路上可能达到几千伏的浪涌事件。
包括信号处理和计量功能的完整设计可以用0.18u标准CMOS工艺制造,管芯面积为11.8mm2,包括焊盘(尽管可以使用其他合适的工艺和管芯区域)。为了表征IC在监测和跟踪包括传感器的电流和电压通道的增益时的性能,硅可以集成在完整的测量系统(电表)中用于表征。为了系统精度跟踪的性能,对这些电表的90个实例进行了测试,结果如图6所示。对于每个仪表,IC的质量能够评估相电流、中性线电流和电压测量的精度,并且IC能够检测到所有通道的测量精度优于0.1%。该测试在室温下进行,具有不同的背景负载信号水平。另外,用于增益估计的参考刺激信号随温度而变化,这也限制了系统估计测量路径精度的能力。图6还显示了全电流刺激路径的temp-co。这里测量的temp-co由带隙temp-co支配,并且发现电压刺激通道temp-co非常接近地匹配当前通道。典型电表1级,要求电能计量精度大于1%。在这里,室内误差的组合,加上温度超过-40℃至+85℃,显示出精确度大于0.5%的全能量精度监测。
本领域技术人员将容易理解,在不脱离本公开的范围的情况下,可以对本公开的上述方面进行各种改变或修改。
例如,上述V-I系统150用于通过转换稳定电压参考Vref-n来产生稳定电流参考Iref。然而,它可以替代地用于将任何类型的电压信号转换成相应的电流。
此外,虽然上述V-I系统150包括两个或更多个环路,使得可以生成连续电流并从V-I系统150输出,但是替代地,V-I系统150可以仅包括单个环路(例如,如图7中所示)。在这种情况下,V-I系统150可以间歇地输出转换的电流(例如,仅在I1被引导到V-I系统150的输出的时间),这对于某些仅需要间歇性地转换电流的应用仍然有用。
在图2所示的示例实现中,V-I系统150中使用的每个开关都是FET,但是应当理解,可以替代地使用任何合适类型的可控开关。此外,虽然上面标识了参考时钟Clk的特定频率,但是应当理解,可以替代地使用具有任何合适的占空比的任何合适的时钟频率。
虽然在以上描述中,单个积分器720和跨导级730由两个或更多个回路共享,但是可替换地,可以使用两个或更多个积分器,并且可以使用两个或更多个跨导级,每个回路一个。
可以直接从时钟信号Clk实现对V-I转换器系统150中的开关的操作的控制(即控制开关的打开和关闭),或者可以由被配置为控制上述开关的操作的任何合适的模块/实体来执行,例如,V-I转换器系统150中的控制器,或宽系统/IC中的其他地方的控制器。
本公开中使用的“耦合”术语包括组件的直接耦合以及组件的间接耦合(即,两个组件与其间的设备的一个或多个其他组件的耦合)。

Claims (20)

1.一种用于将输入电压转换为输出电流的V-I转换器系统,该V-I转换器包括:
V-I转换单元,被配置为将所述输入电压转换为第一电流;
其中对于时钟周期的第一部分,所述输出电流包括第一电流,并且对于所述时钟周期的剩余部分的至少一部分,所述第一电流用作所述V-I转换单元的电流源。
2.权利要求1所述的V-I转换器系统,其中所述V-I转换单元还被配置为将所述输入电压转换为第二电流,和
其中对于所述时钟周期的第二部分,所述输出电流包括第二电流,并且对于所述时钟周期的剩余部分的至少一部分,所述第二电流用作所述V-I转换单元的电流源。
3.权利要求1所述的V-I转换器系统,其中所述时钟周期的第一部分约为所述时钟周期的50%。
4.权利要求2所述的V-I转换器系统,其中所述V-I转换单元还被配置为将所述输入电压转换为第三电流,和
其中对于所述时钟周期的第三部分,所述输出电流包括第三电流,并且对于所述时钟周期的剩余部分的至少一部分,所述第三电流用作所述V-I转换单元的电流源。
5.权利要求4所述的V-I转换器系统,其中所述时钟周期的第一部分约为所述时钟周期的33%,所述时钟周期的第二部分约为所述时钟周期的33%,以及所述时钟周期的第三部分约为所述时钟周期的剩余的33%。
6.权利要求1所述的V-I转换器系统,还包括电流引导级,被配置为:
在所述时钟周期的第一部分期间将所述第一电流引导到所述V-I转换单元的输入,并在所述时钟周期的剩余部分的至少一部分期间将所述第一电流引导作为所述V-I转换单元的电流源。
7.权利要求1所述的V-I转换器系统,其中所述V-I转换单元还包括第一电容器,并且其中所述V-I转换系统被配置为使得当所述第一电流作为所述V-I转换单元的电流源时,所述第一电容器由所述第一电流充电。
8.权利要求1所述的V-I转换器系统,其中所述V-I转换单元还包括第一电容器,并且其中所述V-I转换单元还包括至少一个积分电路,被配置为至少部分地基于输入电压和所述第一电容器两端的电压来产生控制电压。
9.权利要求8所述的V-I转换器系统,其中所述至少一个积分电路被配置为对所述输入电压和所述第一电容器两端的电压之间的差进行积分。
10.权利要求8所述的V-I转换器系统,其中所述V-I转换单元还包括跨导级,被配置为基于所述控制电压产生第一电流。
11.权利要求10所述的V-I转换器系统,其中所述跨导级被配置为进一步基于静态电流产生第一电流。
12.一种使用V-I转换器系统在V-I转换器系统的输出端子处将输入电压转换为输出电流的方法,该方法包括:
使用所述V-I转换器系统的V-I转换单元将所述输入电压转换为第一电流;和
在所述时钟周期的第一部分期间将所述第一电流引导到所述V-I转换器系统的输出端子,并在所述时钟周期的剩余部分的至少一部分期间将所述第一电流引导以便用作所述V-I转换单元的电流源。
13.权利要求12所述的方法,还包括:
使用所述V-I转换器系统的V-I转换单元,将所述输入电压转换为第二电流;和
在所述时钟周期的第二部分期间将所述第二电流引导到所述V-I转换器系统的输出端子,并在所述时钟周期的剩余部分的至少一部分期间将所述第二电流引导以便用作所述V-I转换单元的电流源。
14.权利要求13所述的方法,还包括:
使用所述V-I转换器系统的V-I转换单元,将所述输入电压转换为第三电流;和
在所述时钟周期的第三部分期间将所述第三电流引导到所述V-I转换器系统的输出端子,并在所述时钟周期的剩余部分的至少一部分期间将所述第三电流引导以便用作所述V-I转换单元的电流源。
15.权利要求12所述的方法,其中所述时钟周期的第一部分约为所述时钟周期的50%。
16.权利要求12所述的方法,其中所述时钟周期的第一部分约为所述时钟周期的33%。
17.V-I转换器系统,被配置为将输入电压转换为输出电流,该转换器包括:
V-I转换单元,包括:
第一电容器;和
第二电容器,
其中所述V-I转换单元被配置为基于所述输入电压和在第一电容器和第二电容器中累积的电荷来产生第一电流和第二电流;和
开关级,被配置为:
接收所述第一电流和所述第二电流;
在所述时钟周期的第一部分期间将所述第一电流引导到所述V-I转换单元的第一输入,以便在所述时钟周期的第一部分期间对所述第一电容器充电,并在所述时钟周期的剩余部分的至少一部分期间将所述第一电流引导到所述V-I转换器系统的输出端子;和
在所述时钟周期的第二部分期间将所述第二电流引导到所述V-I转换单元的第二输入,以便在所述时钟周期的第二部分期间对所述第二电容器充电,并在所述时钟周期的剩余部分的至少一部分期间将所述第二电流引导到所述V-I转换器系统的输出端子;
其中所述输出电流是从所述V-I转换器系统的输出端子输出的电流。
18.权利要求17所述的系统,其中所述V-I转换单元还包括积分器电路,被配置为通过下列方式产生控制电压:
在所述时钟周期的第一部分的至少一部分期间,对所述输入电压和所述第一电容器两端的电压之间的差进行积分;和
在所述时钟周期的第二部分的至少一部分期间,对所述输入电压和所述第二电容器两端的电压之间的差进行积分。
19.权利要求18所述的系统,还包括跨导级,被配置为至少部分地基于所述控制电压产生所述第一电流和所述第二电流。
20.权利要求17所述的系统,其中所述时钟周期的第一部分约为所述时钟周期的50%,并且所述时钟周期的第二部分约为所述时钟周期的剩余的50%。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10845832B2 (en) 2018-09-10 2020-11-24 Analog Devices International Unlimited Company Voltage-to-current converter

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114252160B (zh) * 2020-09-22 2024-03-22 无锡华润上华科技有限公司 模数转换器及热电堆阵列
JP7283494B2 (ja) * 2021-03-15 2023-05-30 横河電機株式会社 電流出力モジュール

Citations (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5444446A (en) * 1993-07-01 1995-08-22 Texas Instruments Incorporated Apparatus and method for duplicating currents
CN1223729A (zh) * 1996-05-08 1999-07-21 艾利森电话股份有限公司 电压至电流转换器
US6337647B1 (en) * 1999-09-17 2002-01-08 Atmel Grenoble Sa Digital-analog current converter
CN1401099A (zh) * 2000-02-15 2003-03-05 因芬尼昂技术股份公司 电压-电流转换器
US20030076157A1 (en) * 2000-06-06 2003-04-24 Tzi-Hsiung Shu Circuit of bias-current sourcec with a band-gap design
CN1818705A (zh) * 2005-01-18 2006-08-16 三洋电机株式会社 电压-频率转换装置及其基准电压产生方法
CN101212171A (zh) * 2006-12-28 2008-07-02 台湾积体电路制造股份有限公司 用于直流-直流转换器的具有降低电磁干扰的时钟发生器
US20080164925A1 (en) * 2007-01-09 2008-07-10 Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. Dual mode clock generator
CN101349927A (zh) * 2008-09-05 2009-01-21 哈尔滨工业大学 一种v-i转换电路及应用这种转换电路的程控电流源
US7627072B2 (en) * 2006-01-24 2009-12-01 Cadence Design Systems, Inc. Frequency-to-current converter
CN102722202A (zh) * 2012-06-26 2012-10-10 上海华兴数字科技有限公司 一种电压转电流电路
CN103324230A (zh) * 2012-03-21 2013-09-25 华润矽威科技(上海)有限公司 电压-电流转换器
CN104536510A (zh) * 2014-11-18 2015-04-22 中山大学 一种差分电压转电流电路
CN104617949A (zh) * 2015-01-30 2015-05-13 上海华虹宏力半导体制造有限公司 用于压控振荡器的电压电流转换器
US20150188494A1 (en) * 2013-12-27 2015-07-02 Realtek Semiconductor Corporation Active mixer and active mixing method
CN106873693A (zh) * 2015-11-16 2017-06-20 台湾积体电路制造股份有限公司 电压‑电流转换器和射频收发器
US20170262005A1 (en) * 2016-03-14 2017-09-14 Kabushiki Kaisha Toshiba Voltage to current converter

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS557110A (en) 1978-06-24 1980-01-18 Matsushita Electric Works Ltd Tension roll
KR930010834A (ko) 1991-11-25 1993-06-23 프레데릭 얀 스미트 기준 전류 루프
US5317279A (en) 1992-12-31 1994-05-31 Ohio State University Linear voltage to current converter including feedback network
JP2891297B2 (ja) 1996-09-30 1999-05-17 日本電気株式会社 電圧電流変換回路
US5739678A (en) 1996-12-18 1998-04-14 Lucent Technologies Inc. Voltage-to-current converter with rail-to-rail input range
JP3557110B2 (ja) 1998-11-12 2004-08-25 株式会社東芝 電圧電流変換装置
WO2001008300A1 (en) 1999-07-28 2001-02-01 Koninklijke Philips Electronics N.V. Method of and arrangement for converting voltage to current
EP1843464B1 (en) 2006-04-04 2012-10-17 Dialog Semiconductor GmbH Voltage-to-current converter
US20120001659A1 (en) 2010-06-30 2012-01-05 Silicon Laboratories, Inc. Voltage-to-Current Converter with Feedback
US9164526B2 (en) 2012-09-27 2015-10-20 Sandisk Technologies Inc. Sigma delta over-sampling charge pump analog-to-digital converter
US20140266110A1 (en) 2013-03-15 2014-09-18 Henry H. Yuan Duty-Cycle Dependent Slope Compensation for a Current Mode Switching Regulator
US9746862B2 (en) 2015-12-03 2017-08-29 Texas Instruments Incorporated Voltage-to-current converter
US10845832B2 (en) 2018-09-10 2020-11-24 Analog Devices International Unlimited Company Voltage-to-current converter

Patent Citations (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5444446A (en) * 1993-07-01 1995-08-22 Texas Instruments Incorporated Apparatus and method for duplicating currents
CN1223729A (zh) * 1996-05-08 1999-07-21 艾利森电话股份有限公司 电压至电流转换器
US6337647B1 (en) * 1999-09-17 2002-01-08 Atmel Grenoble Sa Digital-analog current converter
CN1401099A (zh) * 2000-02-15 2003-03-05 因芬尼昂技术股份公司 电压-电流转换器
US20030076157A1 (en) * 2000-06-06 2003-04-24 Tzi-Hsiung Shu Circuit of bias-current sourcec with a band-gap design
CN1818705A (zh) * 2005-01-18 2006-08-16 三洋电机株式会社 电压-频率转换装置及其基准电压产生方法
US7627072B2 (en) * 2006-01-24 2009-12-01 Cadence Design Systems, Inc. Frequency-to-current converter
CN101212171A (zh) * 2006-12-28 2008-07-02 台湾积体电路制造股份有限公司 用于直流-直流转换器的具有降低电磁干扰的时钟发生器
US20080164925A1 (en) * 2007-01-09 2008-07-10 Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. Dual mode clock generator
CN101349927A (zh) * 2008-09-05 2009-01-21 哈尔滨工业大学 一种v-i转换电路及应用这种转换电路的程控电流源
CN103324230A (zh) * 2012-03-21 2013-09-25 华润矽威科技(上海)有限公司 电压-电流转换器
CN102722202A (zh) * 2012-06-26 2012-10-10 上海华兴数字科技有限公司 一种电压转电流电路
US20150188494A1 (en) * 2013-12-27 2015-07-02 Realtek Semiconductor Corporation Active mixer and active mixing method
CN104536510A (zh) * 2014-11-18 2015-04-22 中山大学 一种差分电压转电流电路
CN104617949A (zh) * 2015-01-30 2015-05-13 上海华虹宏力半导体制造有限公司 用于压控振荡器的电压电流转换器
CN106873693A (zh) * 2015-11-16 2017-06-20 台湾积体电路制造股份有限公司 电压‑电流转换器和射频收发器
US20170262005A1 (en) * 2016-03-14 2017-09-14 Kabushiki Kaisha Toshiba Voltage to current converter

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
托雷利亚: "跟踪开关电容CMOS电流基准", 《IEE PRO电路设备系统》 *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10845832B2 (en) 2018-09-10 2020-11-24 Analog Devices International Unlimited Company Voltage-to-current converter

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