CN110875741B - 处理rf信号的方法和rf接收器 - Google Patents

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Abstract

本发明实施例提供一种处理RF信号的方法和RF接收器，其中，处理射频RF信号的方法包括放大RF信号；在RF域中利用Δ‑Σ模数转换器对RF信号数字化，其中对所述RF信号数字化包括：用n阶谐振带通滤波器对所述RF信号滤波，其中n>1；在第i个奈奎斯特区域对滤波后的RF信号采样，其中i>1；以及根据采样后的信号，产生数字的同相信号和正交信号。使用该技术方案，可以使得RF接收器具有较好的抗噪性且具有较低的功耗。

Description

处理RF信号的方法和RF接收器
技术领域
本发明总体涉及delta-sigma(Δ-Σ)模数转换器(analog-to-digitalconverter，ADC)。
背景技术
Delta-sigma(Δ-Σ)模数转换器(analog-to-digital converter，ADC)使用积分器(integrator)，谐振器(resonator)和反馈回路(feedback loop)来滤除低频中的噪声，以便增强信噪比。一些Δ-ΣADC包括反馈回路中的数模转换器(digital-to-analogconverter，DAC)。
发明内容
一些实施例涉及一种用于处理射频(radio-frequency，RF)信号的方法。该方法包括：放大RF信号；在RF域中利用Δ-ΣADC对RF信号数字化，其中对所述RF信号数字化包括：n阶谐振带通滤波器(resonant bandpass filter)对所述RF信号滤波，其中n>1；在第i个奈奎斯特区域(ith Nyquist zone)对滤波后的RF信号进行采样，其中i>1；根据采样后的信号，产生数字的同相(I)信号和正交(Q)信号。其中，n阶谐振带通滤波器对所述RF信号滤波可以是对放大后的RF信号进行滤波。
一些实施例涉及一种RF接收器，其包括低噪声放大器(low noise amplifier，LNA)，RF域的Δ-ΣADC和电路。ADC包括：n阶谐振带通滤波器(其中n>1)，量化器，用于在第i个奈奎斯特区域对所述n阶谐振带通滤波器输出的RF信号采样，其中i>1。该电路，与所述量化器的输出端耦接，用于产生数字的同相(I)信号和正交(Q)信号，其中，所述电路集成在所述Δ-Σ模数转换器中或者位于所述Δ-Σ模数转换器之外；其中，所述电路可以是数字信号处理器(digital signal processor，DSP)。
一些实施例涉及一种RF接收器，其包括ADC，该ADC被配置为至少部分地通过以下方式在RF域中对RF信号数字化：利用n阶谐振带通滤波器对RF信号进行滤波，其中n>1；在第i个奈奎斯特区域对滤波后的RF信号进行采样，其中i>1；根据采样后的信号，产生数字的同相(I)信号和正交(Q)信号。
本发明实施例通过在RF域中对RF信号数字化，在数字域中产生同相信号和正交信号，可以使得RF接收器具有较好的抗噪性且具有较低的功耗。
前述发明内容是以说明的方式提供的，而不旨在限制本发明。
附图说明
附图不旨在按比例绘制。在附图中，在各个图中示出的每个相同或几乎相同的部件由相同的数字表示。为清楚起见，并非每个部件都在每个图中标记出。
图1是示出包括基带ADC的RF接收器的框图。
图2是根据一些实施例示出的包括带通ADC的RF接收器的框图。
图3是根据一些实施例示出的包括带通Δ-ΣADC的RF接收器的框图。
图4是根据一些实施例示出的图3中接收器的频率相关噪声响应的示例的示意图。
图5是根据一些实施例示出的与图3中接收器结合使用的谐振滤波器的框图。
图6是根据一些实施例示出的与图3中接收器结合使用的运算放大器的电路图。
具体实施方式
发明人已经认识并理解，需要基于带通ADC的紧凑，低功率，低噪声的射频RF接收器。与设计成首先将接收的RF信号转换为基带信号然后对基带信号数字化的接收器相比，以带通方式(直接在RF域中)对接收的RF信号数字化的接收器具有若干优点。例如，由于RF域数字化通常不涉及使用本地振荡器和混频器，这些接收器明显较小且功率效率较高。
存在基于带通ADC的RF接收器。然而，这些实施方式中的一些的噪声太大和/或太耗电。由发明人开发的基于带通ADC的RF接收器相比其他实施方式更能抵抗噪声，实现例如超过95dB的图像抑制比(image rejection ratio，IRR)，并且表现出较低的功耗。这种基于带通ADC的RF接收器利用以下技术中的一种或多种来增强抗噪性和降低功耗：(1)在数字域中生成同相(I)和正交(Q)路径，(2)n阶谐振带通滤波，其中n>1，以及(3)在第i个奈奎斯特区域中的信号子采样，其中i>1。
在一些实施例中，在数字域中生成I路径和Q路径，例如使用数字信号处理器。与在模拟域中生成I路径和Q路径的RF接收器相比，这些RF接收器表现出较高的IRR。这是因为由于制造公差(tolerance)和工艺-电压-温度(process-voltage-temperature，PVT)变化的影响，模拟的同相I路径和正交Q路径容易同相/正交(IQ)失配(mismatch)，因此，模拟I路径的一个或多个属性(例如，增益，频率，时间延迟，时钟相位和时钟幅度)与模拟Q路径的一个或多个属性(例如，增益，频率，时间延迟，时钟相位和时钟幅度)不同。
在一些实施例中，可以通过使用n>1的n阶谐振带通滤波器来进一步增强IRR。这些类型的滤波器显著的衰减了在RF接收器中不可避免产生的且不需要的图像音调(tone)。
在一些实施例中，在第i个奈奎斯特区(ith Nyquist zone)中对所接收的RF信号进行子采样(sub-sample)，其中i>1。以这种方式对RF信号进行子采样导致功耗的显著降低和片上使用空间的显著降低，因为它放宽了对信号进行采样的频率。
本文描述的RF接收器的类型被设计为在RF域中对接收的RF信号进行采样，而不是首先将RF信号转换为基带信号。这样，在一些实施例中，这些RF接收器可能没有本地振荡器和/或可能没有混频器。为了比较，图1示出了基于基带ADC的RF接收器，该RF接收器包括本地振荡器和一对混频器。RF接收器100包括天线102，低噪声放大器(low noise amplifier，LNA)103，本地振荡器(local oscillator，LO)104，混频器106和108，基带ADC 110和112以及数字信号处理器(digital signal processor，DSP)114。如图所示，使用混频器106和108将接收的信号与LO 104提供的音调混频，以产生基带模拟I信号和基带模拟Q信号。使用基带ADC 110对基带模拟I信号数字化，并且使用基带ADC112对基带模拟Q信号数字化。使用DSP 114进一步处理ADC的输出。
由于制造公差(tolerance)和工艺-电压-温度(process-voltage-temperature，PVT)变化，基带模拟I信号传播的路径的一个或者多个特性可以与基带模拟Q信号传播的路径的相应特性不同。这个行为导致IRR的恶化。
相比之下，图2的RF接收器被设计为在RF域中对接收的RF信号采样，并且数字化(digitally)生成I信号和Q信号。RF接收器200包括接收节点202，LNA 204，ADC 206和DSP208。例如，如果通信链路是无线的，接收节点202可以包括天线，或者，例如，如果通信链路是有线的，接收节点202可以包括其他类型的导电终端(terminal)。被设计为在RF域中数字化，在一些实施例中，RF接收器200可以没有本地振荡器和/或混频器，在其他实施例中RF接收器200可以包括本地振荡器和/或混频器。
如下面将进一步详细描述的，在一些实施例中，ADC206可以以Δ-ΣADC实施。这样，ADC206可以被配置为对噪声传递函数(noise transfer function)进行整形，使得低频处的噪声功率密度(noise power density)低于较高频率处的噪声功率密度。ADC206可以被设计以使得接收的信号落入噪声功率密度较低的频带中。ADC206可以包括一个或多个低通滤波器或一个或多个带通滤波器，用于根据需要对噪声传递函数进行整形。
在一些实施例中，LNA 204可以直接连接到ADC 206(除了导电路径之外没有其他组件在LNA 204和ADC 206之间)。具有直接连接可以增强正在被数字化的RF信号的信噪比。然而，并非所有实施例都需要在LNA 204和ADC 206之间具有直接连接，也就是说，LNA 204和ADC 206之间可以存在其他组件。
如图2所示，在ADC 206的下游，在数字域中生成I和Q信号。以这种方式，防止了当在模拟域中生成I和Q信号时(如图1中)可能出现的IQ失配。在一些实施例中，ADC 206可以被配置为提供n阶谐振带通滤波(具有n>1)并且在具有i>1的第i个奈奎斯特区域中对接收的信号进行子采样。
图3示出根据一些实施例的ADC 206的一个非限制性实施方式。在该实施方式中，ADC206包括运算放大器(operational amplifier，OA)302和304，电阻器R1和R2，电容器C1和C2，谐振带通滤波器(bandpass resonant filter)3101和3102，量化器312和DAC 314。应当理解的是，LNA 204可以配置为电压放大器和/或电流放大器。在图3的示例中，LNA 204可以被配置为输出放大的电流IRF，其表示在接收节点202处接收的信号。例如，如图所示，在一种实施方式中，电容器C1的一端耦接OA302的输入，另一端耦接OA302的输出，电阻器R1的一端耦接OA302的输入，另一端耦接OA304的输出，电容器C2的一端耦接OA304的输入，另一端耦接OA304的输出，电阻器R2的一端与电容器C1的另一端以及OA302的输出耦接，电阻器R2的另一端与电容器C2的一端以及OA304的输入耦接。谐振带通滤波器3101的输入端与OA304的输出耦接，谐振带通滤波器3102的输入端与谐振带通滤波器3101的输出端耦接，量化器312的输入端与谐振带通滤波器3102的输出端耦接，量化器312的输出端与DSP208的输入端耦接。
在一些实施例中，运算放大器，电阻器和电容器可以共同配置作为跨阻放大器(transimpedance amplifier)，从而将电流IRF转换为OA304的输出处的电压VRF。在图3的例子中，通过连接在OA 302的输入和OA 304的输出之间的电阻器R1提供跨阻抗放大。此外，在一些实施例中，运算放大器，电阻器和电容器可以共同配置作为低通滤波器或者带通滤波器(例如，谐振带通滤波器)。在一个例子中，OA 302与电容器C1和电阻器R1形成积分器(integrator)，并且OA 304与电容器C2和电阻器R2形成积分器。由于积分器串联连接，因此电阻器R1提供的反馈是负反馈。第一个积分器在增益等于1的频率处提供90度相移。使用两个积分器串联，增益在这样的频率下保持等于1，并且总相移为180度，导致积分器表现为谐振器。应注意的是，该电路仅在增益为单位(unitary)的频率处呈现谐振。
在包括谐振带通滤波器的一些实施例中，滤波器的品质因子(quality factor)可以是可调节的，例如通过使用一个或多个可控电阻器调节。
应该理解的是，在其他实施例中可以使用除了图3的布置之外的布置。其他实施例，例如，可以包括一个运算放大器或两个以上的运算放大器，和/或可以包括以不同方式布置的电阻器和电容器。
在一些实施例中，ADC 206可以包括n阶谐振带通滤波器(其中n>1)。发明人已经意识到，实施具有大于1的阶数的谐振滤波器可以显著增强ADC的IRR。N阶谐振带通滤波器可以以任何合适的方式实现，包括使用彼此串联的多个谐振带通滤波器。在图3中，例如，ADC206包括与谐振带通滤波器3102串联的谐振带通滤波器3101。应当理解的是，ADC206不限于包括两个谐振带通滤波器310，因为也可以使用一个或两个以上的谐振带通滤波器。下面进一步详细描述这种滤波器的示例性实施方式。
在一些实施例中，ADC的第一滤波器(在从LNA到DSP的数据路径中与LNA最近的滤波器)可以具有比后续滤波器大的动态范围。因为ADC的回路增益降低了后续级的噪声和其他损伤(impairment)，所以相对于第一滤波器，可以放宽后续滤波器的动态范围。本质上，第一谐振器的增益衰减了后续级的噪声。这反过来简化了滤波器3101和3102的设计。其中，在一些实施例中，ADC的第一滤波器可以是ADC中的第一个滤波器。
量化器312将接收的RF信号映射到一组预定义的离散值。量化器312对接收的RF信号进行采样的频率可以由时钟clk的频率决定(dicatate)。在一些实施例中，可以选择时钟clk的频率fs，以便在第i个奈奎斯特区中对所接收的模拟信号进行采样，其中i>1。这样，ADC 206可以被配置为对RF信号进行子采样。例如，采样频率fs可以小于fRF，其中fRF是在接收节点202处接收的RF信号的频率。对接收的RF信号进行子采样减少了ADC 206的总功耗。
DSP 208接收ADC 206的输出，并且作为响应，它产生I输出(Iout)和Q输出(Qout)。Iout和Qout可以相对于彼此异相π/2，或者更概括的说，异相±nπ/2，其中n是奇数。因为I输出和Q输出是数字化生成的，所以在一些实施例中，ADC 206可以包括单个数据路径，而不是彼此正交的一对数据路径。在一可选实施例中，DSP 208可以集成在ADC 206中。
图4示出了根据一些实施例的ADC 206的示例性频率相关的噪声衰减响应。在该例子中，假设接收的RF信号具有等于大约2GHz的载波频率，然而其他值也是可能的，包括例如等于或大于1GHz的任何值。
在图4中，响应表现出量化噪声阻带(和输入信号阻带)401和量化噪声阻带(和输入信号通带)402。应当注意，由于使用了n阶谐振带通滤波器，量化噪声阻带401表现出尖锐的响应，该尖锐的响应具有大的滚降(roll-off)，如上所述。量化噪声阻带401表现出具有-95dB噪声衰减的下降(dip)。在一些实施例中，ADC 206被设计以使得图像音调(tone)落入量化噪声阻带401内。在这样的实施例中，ADC 206可以表现出95dB的IRR。
DAC 314可以配置作为混频器DAC。这样，DAC314可以接收具有特定频率的信号，并且可以输出具有较高频率的信号。可以通过将提供给DAC的信号与参考信号混频来执行上变换(up-conversion)。例如，在一些实施例中，DAC314可以将量化器312的频率输出从2GHz到4GHz之间的值上变换到6GHz到12GHz之间的值。
图5示出根据一些实施例的谐振滤波器310的一个非限制性实施方式。在这种情况下，示出了三个谐振滤波器3101,3102和3103。每个滤波器包括一对运算放大器，500Ω电阻器和160fF电容器，然而也可以使用其他电阻器和电容器。滤波器通过具有增长的电阻的成对的电阻器彼此耦接。例如，滤波器3101通过一对4000Ω电阻器耦接到滤波器3102，而滤波器3102通过一对6000Ω电阻器耦接到滤波器3103。
每个滤波器包括内反馈回路和外反馈回路。每个反馈回路包括耦接到量化器312的输出端的DAC。DAC1，DAC3和DAC5分别是滤波器3101，3102和3103的外反馈回路的一部分，并且连接到这些滤波器的输入。DAC2，DAC4和DAC6分别是滤波器3101，3102和3103的内反馈回路的一部分，并且连接到这些滤波器的相应的第二运算放大器。
在一些实施例中，DAC1和DAC2可以被设计为三电平(tri-level)的DAC，DAC3，DAC4，DAC5和DAC6可以被设计为双电平(dual-level)的DAC。当接收的数字信号被解码为双电平格式时，DAC可以被配置为被时钟信号的边沿触发，将电流从正输出节点引导到负输出节点或从负输出节点引导到正输出节点。相比之下，当接收的数字信号被解码成三电平格式时，DAC可以被配置为被时钟信号的边沿触发，将电流引导到正输出节点或负输出节点，或者倾泻(dump)电流到浮动节点。当接收的数字信号被解码为三电平格式时，可以配置附加的输出开关将电流倾泻(dump)到浮动节点，这降低了噪声。
在一些实施例中，上述描述的运算放大器的任何一个，包括OA 302,OA 304和图5中的运算放大器，可以使用多路径的运算放大器实现。在一些实施例中，多路径运算放大器提供的高增益导致高谐振器品质因子。此外，或者可替换的，多路径运算放大器提供的高增益为高采样率DAC提供良好的虚拟地(virtual ground)。
图6中示出多路径运算放大器的例子。多路径运算放大器600形成具有差分运算放大器602，604和606的第一路径和具有差分运算放大器602，608和610的第二路径。多路径运算放大器600包括具有晶体管T1，T2，T3和T4的输出级。每对晶体管(包括T1和T3的第一对和包括T2和T4的第二对)可以被布置作为反相器(inverter)。电容器C3,C4,C5,C6和C7可以具有任何适当的电容。
现有的RF接收器中I路径和Q路径是在模拟域中产生的，所以现有的RF接收器易受IQ失配的影响，因此现有的RF接收器表现较高的IRR。本申请中，使用了具有n>1的n阶谐振带通滤波器衰减了不想要的图像音调。所以本申请的基于ADC的RF接收器展示出增强的抗噪性，实现例如超过95dB的IRR。
在权利要求中使用诸如“第一”，“第二”，“第三”等的序数术语来修饰权利要求元素本身并不意味着一个权利要求元素相对另一个权利要求元素的优先级，或顺序，或者执行方法的动作的时间顺序，但仅用作标记以将具有特定名称的一个权利要求元素与具有相同名称的另一个权利要求元素区分，以区分权利要求元素。
此外，这里使用的措辞和术语是出于描述的目的，而不应被视为限制。本文中“包括”，“包含”，“具有”，“含有”或“涉及”及其变化形式的使用旨在涵盖其后列出的项目及其等同物以及其他项目。
“耦接”或“连接”的使用意味着指电路元件或信号彼此直接连接或通过中间组件间接连接。
术语“大约”，“基本上”和“大致”可以用于表示在一些实施例中在目标值的±20％内，在一些实施例中在目标值的±10％内，在一些实施例中在目标值的±5％内，在一些实施例中在目标值的±2％内。术语“大约”，“基本上”和“大致”可以包括目标值。

Claims (16)

1.一种处理射频RF信号的方法，其特征在于，包括：
放大RF信号;
在RF域中利用Δ-Σ模数转换器对RF信号数字化，其中对所述RF信号数字化包括：
用n阶谐振带通滤波器对所述RF信号滤波，其中n> 1;
量化器在第i个奈奎斯特区域对滤波后的RF信号采样，其中i> 1; 以及
根据采样后的信号，产生数字的同相信号和正交信号；
数模转换器转换量化器的输出；
其中，数模转换器转换量化器的输出包括：对所述量化器的输出的频率进行上转换。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，对所述量化器的输出的频率进行上转换包括：将所述频率从2-4GHz中上转换到6-12GHz中。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，放大RF信号包括：直接连接所述Δ-Σ模数转换器的低噪声放大器放大所述RF信号。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，用n阶谐振带通滤波器对所述RF信号滤波包括：
用多个滤波器对所述RF信号进行滤波，所述多个滤波器包括第一滤波器和第二滤波器；
将所述模数转换器的量化器的输出提供到第一数模转换器和第二数模转换器，其中，所述量化器在第i个奈奎斯特区域对滤波后的所述RF信号采样；以及
将所述第一数模转换器的输出提供到所述第一滤波器的输入，以及将所述第二数模转换器的输出提供到所述第二滤波器的输入。
5.根据权利要求1或者4所述的方法，其特征在于，用所述n阶谐振带通滤波器对所述RF信号滤波包括：用第一滤波器和第二滤波器对所述RF信号滤波，其中，所述第一滤波器的输出端与所述第二滤波器的输入端耦接，所述第一滤波器的动态范围比所述第二滤波器的动态范围大。
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在第i个奈奎斯特区域对滤波后的RF信号采样包括：采用比所述RF信号的频率小的频率对滤波后的RF信号进行采样。
7.一种射频RF接收器，其特征在于，包括：
低噪声放大器；
RF域的Δ-Σ模数转换器，所述Δ-Σ模数转换器包括：
n阶谐振带通滤波器，其中n> 1;
量化器，用于在第i个奈奎斯特区域对所述n阶谐振带通滤波器输出的RF信号采样，其中i> 1；以及
电路，与所述量化器的输出端耦接，用于产生数字的同相信号和正交信号；
与所述量化器的输出端连接的数模转换器，所述数模转换器用于对所述量化器的输出的频率进行上转换。
8.根据权利要求7所述的RF接收器，其特征在于，所述数模转换器用于将所述频率从2-4GHz中上转换到6-12GHz中。
9.根据权利要求7所述的RF接收器，其特征在于，所述低噪声放大器与所述模数转换器直接连接。
10.根据权利要求7所述的RF接收器，其特征在于，所述n阶谐振带通滤波器包括：
多个滤波器，所述多个滤波器包括第一滤波器和第二滤波器；
其中，第一数模转换器和第二数模转换器与所述量化器的输出端连接，所述第一数模转换器具有连接到所述第一滤波器的输入端的输出端，以及所述第二数模转换器具有连接到所述第二滤波器的输入端的输出端。
11.根据权利要求10所述的RF接收器，其特征在于，所述第一滤波器的输出端与所述第二滤波器的输入端耦接，其中所述第一滤波器的动态范围比所述第二滤波器的动态范围大。
12.根据权利要求7所述的RF接收器，其特征在于，所述RF接收器没有本地振荡器。
13.根据权利要求7所述的RF接收器，其特征在于，所述电路集成在所述Δ-Σ模数转换器中或者位于所述Δ-Σ模数转换器之外。
14.一种射频RF接收器，其特征在于，包括：
模数转换器，用于至少部分地通过以下方式在RF域中对RF信号数字化：
用n阶谐振带通滤波器对所述RF信号滤波，其中n> 1;
量化器在第i个奈奎斯特区域对所述滤波后的RF信号采样，其中i> 1; 以及
根据采样后的信号，产生数字的同相信号和正交信号；
数模转换器通过对所述量化器的输出的频率进行上转换来转换所述量化器的输出。
15.根据权利要求14所述的RF接收器，其特征在于，对所述量化器的输出的频率进行上转换包括：将所述频率从2-4GHz中上转换到6-12GHz中。
16.根据权利要求14所述的RF接收器，其特征在于，用n阶谐振带通滤波器对所述RF信号滤波包括：
用多个滤波器对所述RF信号进行滤波，所述多个滤波器包括第一滤波器和第二滤波器；
提供所述量化器的输出到第一数模转换器和第二数模转换器；以及
提供所述第一数模转换器的输出到所述第一滤波器的输入，以及提供所述第二数模转换器的输出到所述第二滤波器的输入。
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