CN110829847A - 栅极逐次调整的同步整流控制方法、控制器及开关电源 - Google Patents

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Abstract

本申请公开了一种栅极逐次调整的同步整流控制方法、控制器及开关电源。所述方法包括：输出调制信号以使所述整流晶体管的栅极电压逐步降低；将整流管漏极电压与第一阈值电压比较输出调制信号；将整流管漏极电压与第二阈值电压比较输出栅极关断信号；计算从输出所述调制信号到所述整流晶体管关断之间的时间treg；将所述时间treg与参考时间tref进行比较；若所述时间treg比所述参考时间tref长，则输出下一个所述调制信号以使下一个所述时间treg变短；若所述时间treg比所述参考时间tref短，则输出下一个所述调制信号以使下一个所述时间treg变长。所述控制器可执行所述方法。所述开关电源包括所述控制器。本申请可使能量损耗降到最低并且保证过零点可以被精确侦测到。

Description

栅极逐次调整的同步整流控制方法、控制器及开关电源
技术领域
本申请涉及开关电源技术领域，特别涉及一种栅极逐次调整的同步整流控制方法、控制器及开关电源。
背景技术
整流二极管可应用于开关转换器中，例如反激式和降压式变换器，这两者都是用来提供一个直流电压输出。图1展示了一个反激式变换器，其包含了一个由原级绕组和次级绕组构成的变压器T1。MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属-氧化物半导体场效应晶体管)晶体管的源极和漏极与原级绕组相连，由一个被原级侧控制器控制的输入电压源VIN作为开关。次级部分包括一个二极管D1和次级绕组，二极管与次级绕组串联。当原级侧的MOSFET晶体管QPR导通，原级绕组直接与输入电压源连接，原级电流IPR和磁通量升高，能量存储在变压器中，并且在变压器次级绕组上产生感应电流ISR。感应电流具有极性，放置的二极管在反向偏置时，可以阻止输出电容COUT的放电。当原级侧的MOSFET晶体管QPR的通道关闭，原级电流IPR和磁通量就会下降，次级侧绕组上的电流极性改变，二极管D1处于正向偏置，从而给输出电容COUT充电，继而产生一个直流电压输出。
许多反激式变换器都采用二极管整流器来产生直流电压输出。然而，二极管整流器上的导通损耗会给整体带来显著的能量损耗，在低压和大电流的变换器应用当中尤其明显。二极管整流器的导通损耗来源于二极管上的正向电压降和正向导通电流。用MOSFET晶体管充当同步整流器(Synchronous Rectifier)，替换二极管整流器；在同等正向导通压降的情况下，MOSFET晶体管的导通电阻和导通压降会小很多，从而可降低导通损耗。然而，与二极管整流器不同的是，同步整流器的导通需要额外的电路加以控制，例如图2中所示的同步整流驱动器SR和驱动器PR。
图3展示了图2的电路的波形图。当原级侧的MOSFET晶体管QPR关闭，次级侧的电流先是从整流MOSFET晶体管QSR的体二极管通过；体二极管的电压降就会在漏极被检测到，此时的漏极电压Vdrain相对于输出地的电位值是负值。当电压降被检测到，次级侧的MOSFET晶体管QSR就会导通，并且电压降就会进一步减小为MOSFET晶体管QSR的导通压降。随着次级绕组的电感电流ISR降低，漏极电压Vdrain爬升，因为漏极处的电位是负的。当电感电流减小到零时，漏极电压也会是零。通过检测漏极电压，次级侧的MOSFET晶体管就可以在电感电流为零时关断。如果MOSFET晶体管关断的时间点过早，电感电流仍然为正值，电流又会从MOSFET晶体管的体二极管通过，就会导致能量损耗上升甚至控制器的误判断使得二次导通振荡。如果MOSFET晶体管关断的时间点过晚，电感电流变为负值，原级和次级侧之间就会发生短路(short-through)。因此，过零检测(zero crossing detection)对同步整流器是至关重要的。需要对零点检测的偏差和MOSFET晶体管的导通延迟做补偿处理。
一种传统的关断MOSFET晶体管的方法如图4所示。在整流MOSFET晶体管QSR导通后，漏极电压Vdrain随着电感电流的减小而爬升。当漏极电压Vdrain从负压爬升到第一阈值(firstthreshold)时，漏极电压Vdrain就开始被调制成维持在第一阈值电压。MOSFET晶体管QSR的栅极(gate)电压降低以调制漏极电压。当电感电流降为零时，降低栅极(gate)电压将不能再继续调整漏极电压，漏极电压又开始爬升。当漏极电压爬升到第二阈值(secondthreshold)，MOSFET晶体管的栅极电位被快速拉低，MOSFET晶体管关断。由于漏极电压会被维持在第一阈值电压，而栅极电压是从漏极达到第一阈值时开始下降，所以MOSFET晶体管的关断延迟时间就可被缩短。但是第一阈值和第二阈值之间的差距要尽可能的小，否则电感电流会降低到负值，短路(short-through)还是会发生。这就使得电路对漏极检测偏差和MOSFET晶体管的延迟十分敏感。为了避免发生短路，第一阈值难以设置成一个小的值，这样就会使得能量损耗变大。
以上背景技术内容的公开仅用于辅助理解本申请的发明构思及技术方案，其并不必然属于本申请的现有技术，在没有明确的证据表明上述内容在本申请的申请日已经公开的情况下，上述背景技术不应当用于评价本申请的新颖性和创造性。
发明内容
本申请提出一种栅极逐次调整的同步整流控制方法、控制器及开关电源，可使能量损耗降到最低并且保证过零点可以被精确地侦测到。
在第一方面，本申请提供一种栅极逐次调整的同步整流控制方法，用于对变换电路中的整流晶体管进行控制；所述变换电路包括所述整流晶体管和电感绕组；所述整流晶体管具有栅极、源极和漏极；所述源极和所述漏极可提供连接至所述电感绕组的通道；
输出调制信号以使所述整流晶体管的栅极电压逐步降低以便进行电流零点检测，当检测到所述电感绕组的电感电流为零时再快速将所述整流晶体管关断；
将所述整流晶体管的实时漏极电压与第一阈值电压比较并产生所述调制信号；
将所述整流晶体管的实时漏极电压与第二阈值电压比较并产生使所述整流晶体管关断的栅极关断信号；
计算从输出所述调制信号到所述整流晶体管关断之间的时间treg；
将所述时间treg与参考时间tref进行比较；若所述时间treg比所述参考时间tref长，升高所述第一阈值电压，根据漏极电压与升高的所述第一阈值电压的比较结果输出下一个所述调制信号以使下一个所述时间treg变短；若所述时间treg比所述参考时间tref短，降低所述第一阈值电压，根据漏极电压与降低的所述第一阈值电压的比较结果输出下一个所述调制信号以使下一个所述时间treg变长。
在第二方面，本申请提供一种栅极逐次调整的同步整流控制器，包括：
栅极驱动电路，用于驱动变换电路中的整流晶体管的栅极；所述变换电路包括所述整流晶体管和电感绕组；所述整流晶体管具有所述栅极、源极和漏极；所述源极和所述漏极可提供连接至所述电感绕组的通路；
计时电路，用于计算从输出所述调制信号到所述整流晶体管关断之间的时间treg；
参考时间生成电路，用于产生参考时间tref；
漏极检测电路，用于检测所述整流晶体管的漏极电压；
补偿调制电路，用于将所述时间treg与所述参考时间tref进行比较并基于所述时间treg与参考时间tref的时间比较结果和检测到的所述漏极电压与第一阈值电压的比较结果输出调制信号至所述栅极驱动电路以使所述整流晶体管的栅极电压逐步降低，从而使所述时间treg变短或者变长。
在第三方面，本申请提供一种开关电源，包括上述同步整流控制器。
在第四方面，本申请还提供一种开关电源，包括控制器，所述控制器用于上述方法。
与现有技术相比，本申请的有益效果有：
本申请实施例可以将时间treg锁定在参考时间tref，也就可以将调制时间以及整流管源漏两端的电压固定在最小值，调制的持续时间可以保证过零点的侦测，从而使能量损耗降到最低并且保证过零点可以被精确地侦测到。
附图说明
图1为一种反激式变换器的结构示意图；
图2为另一种反激式变换器的结构示意图；
图3示出图2的电路的波形图；
图4示出关断MOSFET晶体管的一种方法；
图5为本申请第一实施例的变换电路的结构示意图；
图6为本申请第一实施例的栅极逐次调整的同步整流控制方法的流程图；
图7为本申请第一实施例的变换电路的一种情况的波形图；
图8为本申请第一实施例的变换电路的第二种情况的波形图；
图9为本申请第一实施例的变换电路的第三种情况的波形图；
图10示出本申请第一实施例的变换电路的一部分波形；
图11示出本申请第一实施例的栅极逐次调整的同步整流控制器的结构；
图12示出本申请第一实施例的栅极逐次调整的同步整流控制器的一种变型方式的结构。
具体实施方式
为了使本申请实施例所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合图1至图12及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
需要理解的是，术语“长度”、“宽度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本申请实施例和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本申请的限制。
术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多该特征。在本申请实施例的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。
第一实施例
本实施例提供一种栅极逐次调整的同步整流控制方法。该控制方法用于对变换电路100中的整流晶体管进行控制。
变换电路100用于对电能进行变换；在本实施例中，变换电路100为交流-直流变换电路，可将交流电变换为直流电；在其它实施例中，变换电路100为直流-直流变换电路。
参考图5，变换电路100包括整流晶体管1和电感绕组2。在本实施例中，电感绕组2为变压器的次级绕组；整流晶体管1为MOSFET晶体管；在其它实施例中，整流晶体管1可选择其它具有整流功能的晶体管。整流晶体管1具有栅极G、源极S和漏极D。源极G和漏极D可提供连接至电感绕组2的通道；具体的，漏极D连接至电感绕组2的一端；当整流晶体管1开通时，源极G和漏极D可与电感绕组2连通。
参考图6，本实施例的栅极逐次调整的同步整流控制方法包括步骤S1至步骤S3。在本实施例中，栅极逐次调整的同步整流控制方法由同步整流控制器200执行。
步骤S1、输出调制信号以使整流晶体管1的栅极电压Vgate逐步降低以便进行电流零点检测，当检测到电感绕组的电感电流为零时再快速将整流晶体管关断。
当能量从变压器的原级绕组传递至次级绕组也即电感绕组2，在电感绕组2会产生感应电流(或者说电感电流ISR)；同步整流控制器200在整流晶体管1的漏极D检测到压降之后，在整流晶体管1的栅极G施加驱动电压，使整流晶体管1导通；整流晶体管1导通后，整流晶体管1的漏极电压Vdrain随着电感电流ISR的减小而爬升至零；具体的，漏极电压Vdrain会由负值爬升至零；这是一个周期性的过程。为保证过零检测，在漏极电压Vdrain爬升至零点(0V)的过程中，将整流晶体管1的实时漏极电压Vdrain与第一阈值电压vr_reg1比较，当实时漏极电压Vdrain高于第一阈值电压vr_reg1时，同步整流控制器200输出一个调制信号comp_reg(补偿调制使能信号)。该调制信号comp_reg会改变施加在栅极G上的驱动电压，使得栅极电压Vgate逐步降低，使得整流管漏极电压Vdrain维持在恒定值比如第一阈值电压vr_reg1。当电感电流ISR减小到接近零的时候，栅极G上电压的降低将不能使得整流管漏极电压Vdrain保持在恒定值比如第一阈值电压vr_reg1，整流管漏极电压Vdrain开始爬升。当检测到电感绕组的电感电流为零时再快速将整流晶体管关断；具体的，将整流晶体管的实时漏极电压Vdrain与第二阈值电压比较，当整流管实时漏极电压Vdrain高于或达到第二阈值电压时vr_reg2，同步整流控制器产生栅极关断信号，快速将整流管栅极电压拉低使其迅速关断。
其中，输出调制信号以使整流晶体管1的栅极电压逐步降低的具体方式有多种。在本实施例中：检测整流晶体管1的实时漏极电压，通过输出调制信号来逐步降低整流晶体管1的栅极电压且使整流晶体管1的实时漏极电压维持在恒定值；具体是维持在检测到的实时漏极电压或者说第一阈值电压vr_reg1。由于电感电流也即整流晶体管1的漏极源极电流是逐渐下降为零的，为了使漏极电压维持在恒定值，那么整流晶体管1的栅极电压会逐渐下降；当栅极电压下降到一定值，整流晶体管1就会接近关断，使得最终关断延时大为减小。
如果同步整流控制器200对整流晶体管1的控制得当，整流晶体管1会在电感电流为零时关断。为了使整流晶体管1在电感电流为零时或者在电感电流尽量接近零时关断，需要执行后续的步骤。
步骤S2、计算从输出调制信号到整流晶体管1关断之间的时间treg。
参考图7，时间treg是调制信号comp_reg的持续时间，或称为调制时间。在漏极电压Vdrain爬升的不同时间点输出调制信号对应的漏极电压Vdrain是不同的，那么时间treg也就不同。可通过计时电路来计算时间treg。计时电路从调制信号comp_reg的电位变高的时刻开始计时，一直到整流晶体管1关断时停止计时，如此便可得到时间treg。
步骤S3、将时间treg与参考时间tref进行比较。
参考时间tref是可以保证整流晶体管1的栅极电压被拉低以及过零点可以被检测到的最小时间，或者说参考时间tref是过零检测要求的最短持续时间。参考时间tref是预先设置的，其具体取值与同步整流控制器200的电路特性有关。时间tref可以是一个固定的值，也可以是一个数值范围。在本实施例中，对于同一款同步整流控制器200，参考时间tref是一个固定的值，可用于在不同的变换电路中对整流晶体管进行控制。
参考图7，若时间treg大于参考时间tref或者说时间treg比参考时间tref长，说明调制水平偏高。为此，本实施例检测整流晶体管1的实时漏极电压Vdrain，根据检测到的实时漏极电压Vdrain输出下一个调制信号以使下一个时间treg变短；具体是改变输出下一个调制信号的时机来使下一个时间treg变短，也就是使输出下一个调制信号的时机与上一个调制信号输出的时机不同。时间treg大于参考时间tref表明调制信号输出的时机过早，可改变下一个调制信号输出的时机。具体的，升高第一阈值电压vr_reg1，根据实时检测到的实时漏极电压与升高的第一阈值电压vr_reg1的比较结果输出下一个调制信号以使下一个时间treg变短，示例的，在检测到实时漏极电压高于或者达到升高的第一阈值电压vr_reg1时输出下一个调制信号；自然的，就需要记录上一次检测到的漏极电压。由于漏极电压是负值且慢慢爬升至零，实时漏极电压高于或者达到升高的第一阈值电压vr_reg1表明实时漏极电压的绝对值已经小于上一次检测到的漏极电压的绝对值。那么，使漏极电压维持在当前值的调制信号所持续的时间也就比上一次的要短，时间treg也就比上一次的时间treg短。示例的，上一次检测到的漏极电压是-60mV，为了缩短下次的时间treg，下次就在检测到的实时漏极电压是-50mV的时候输出调制信号。
升高的第一阈值电压vr_reg1的设定有多种方式。其中一种方式是：基于时间treg与参考时间tref的比较结果，将一个绝对值比上一次检测到的漏极电压的绝对值小的电压作为升高的第一阈值电压vr_reg1。另一种方式是：时间treg与参考时间tref的比较结果为时间差值，若对于某款同步整流控制器该时间差值与漏极阈值电压vr_reg存在对应关系，则根据时间差值和对应关系设定升高的第一阈值电压vr_reg1，其中升高的第一阈值电压vr_reg1的绝对值小于上一次检测到的漏极电压的绝对值。经过调整之后，如果时间treg依旧比参考时间tref长，则可继续减小第一阈值电压vr_reg1的绝对值，然后再进行调整。
参考图8，若时间treg小于参考时间tref或者时间treg比参考时间tref短，说明调制水平偏低。为此，本实施例检测整流晶体管1的实时漏极电压Vdrain，根据检测到的实时漏极电压Vdrain输出下一个调制信号以使下一个时间treg变长；具体是改变输出下一个调制信号的时机来使下一个时间treg变长，也就是使输出下一个调制信号的时机与上一个调制信号输出的时机不同。时间treg小于参考时间tref表明调制信号输出的时机太晚，可改变下一个调制信号输出的时机。具体的，降低第一阈值电压vr_reg1，根据实时检测到的实时漏极电压与降低的第一阈值电压vr_reg1的比较结果输出下一个调制信号以使下一个时间treg变长，示例的，在检测到实时漏极电压低于或者达到降低的第一阈值电压vr_reg1时输出下一个调制信号；自然的，也需要记录上一次检测到的漏极电压。由于漏极电压是负值且慢慢爬升至零，实时漏极电压低于或者达到降低的第一阈值电压vr_reg1表明实时漏极电压的绝对值是大于上一次检测到的漏极电压的绝对值的。那么，使漏极电压维持在当前值的调制信号所持续的时间也就比上一次的要长，时间treg也就比上一次的时间treg长。示例的，上一次检测到的漏极电压是-60mV，为了加长下次的时间treg，下次就在检测到的漏极电压是-70mV的时候输出调制信号。
降低的第一阈值电压vr_reg1的设定也有多种方式。其中一种方式是：基于时间treg与参考时间tref的比较结果，将一个绝对值比上一次检测到的漏极电压的绝对值大的电压作为降低的第一阈值电压vr_reg1。另一种方式是：时间treg与参考时间tref的比较结果为时间差值，若对于某款同步整流控制器该时间差值与阈值电压vr_reg存在对应关系，则根据时间差值和对应关系设定降低的第一阈值电压vr_reg1，其中降低的第一阈值电压vr_reg1的绝对值大于上一次检测到的漏极电压的绝对值。经过调整之后，如果时间treg依旧比参考时间tref短，则可继续增大第一阈值电压vr_reg1的绝对值，然后再进行调整。
第二阈值电压vr_reg2的设定有多种方式。其中一种方式是：将一个接近零且绝对值比上一次检测到的漏极电压的绝对值大的电压作为第二阈值电压vr_reg2。另一种方式是：在上一次检测到的漏极电压基础上增加一个固定电压值作为第二阈值电压vr_reg2。第二阈值电压vr_reg2会随第一阈值电压的调整而变化。
如此，就相当于是通过减小或者增大漏极电压调制阈值来使时间treg变长或变短。
步骤S2和S3是循环的，参考图9，直到时间treg被修正锁定在参考时间tref；也就是通过逐次的调整来使时间treg变长或变短，直至时间treg被修正锁定在参考时间tref。当时间treg被锁定在参考时间tref之后，后续则可按照上述调整过程中确定的时机来输出调制信号，比如在检测到的实时漏极电压达到指定的阈值电压(也即漏极电压调制阈值电压)时输出调制信号，其中，指定的阈值电压可以是一个数值，也可以是一个数值范围。
根据上述可知，本实施例可以将时间treg锁定在参考时间tref，也就可以将调制时间就可以固定在最小值，漏极电压调制阈值电压的绝对值可以被最小化(尽可能接近零点)，调制的持续时间可以保证过零点的侦测，从而使能量损耗降到最低并且保证过零点可以被精确侦测到。
本实施例的同步整流控制方法还包括：若调制信号comp_reg的持续时间小于指定持续时间，则在检测到的实时漏极电压达到设定的最大漏极电压调制阈值电压时输出调制信号。具体的，参考图10，如果在整流晶体管1(同步整流器)导通的时间内，调制信号comp_reg的高电位持续时间小于指定持续时间比如50ns，此前设定的漏极电压调制阈值电压vr_reg(比如第一阈值电压vr_reg1)就会重置到最大漏极电压调制阈值vr_reg_max。这种情况发生在电感绕组从断续模式(DCM模式)瞬变到连续模式(CCM模式)时。
本实施例的同步整流控制方法还包括：参考图10，设定最小漏极电压调制阈值电压vr_reg_min，在检测到的实时漏极电压达到最小漏极电压调制阈值电压vr_reg_min之前输出调制信号。
最大漏极电压调制阈值电压vr_reg_max和最小漏极电压调制阈值电压vr_reg_min的设定是为了安全的考虑，可保证电路的稳定运行。
本实施例还提供一种栅极逐次调整的同步整流控制器200。同步整流控制器200用于执行本实施例上述同步整流控制方法。
参考图11，本实施例的同步整流控制器200包括栅极驱动电路21、计时电路22、参考时间生成电路23、漏极检测电路24和补偿调制电路25。
栅极驱动电路21，用于驱动变换电路中的整流晶体管1的栅极G。
计时电路22，用于计算从输出调制信号到整流晶体管1关断之间的时间treg。
参考时间生成电路23，用于产生参考时间tref。
漏极检测电路24，用于检测整流晶体管1的漏极电压。
计时电路22可将时间treg输入至补偿调制电路25。参考时间生成电路23则可将参考时间tref输入至补偿调制电路25。漏极检测电路24可将检测到的漏极电压，包括上一次检测到的漏极电压和检测到的实时漏极电压，输入至补偿调制电路25。
补偿调制电路25，用于将时间treg与参考时间tref进行比较并基于时间treg与参考时间tref的时间比较结果和检测到的实时漏极电压与第一阈值电压的比较结果输出调制信号至栅极驱动电路21以使整流晶体管1的栅极电压逐步降低，从而使时间treg减小或者增大。
参考图11，本实施例的补偿调制电路25包括电流控制电路PD和低通滤波器LPF；电流控制电路PD和低通滤波器LPF用于比较treg和tref并生成信号vr_reg；其中，电流控制电路PD可输出信号En_chg和信号En_dchg至低通滤波器LPF以对低通滤波器LPF进行控制。低通滤波器LPF输出信号vr_reg至第一器件251；第一器件251具有输入端子cs和输入端子vss；第一器件251的一个输入端子连接有开关管；开关管的栅极用于接入信号vcc；漏极检测电路24的信号经过开关管输入至第一器件251，由第一器件251输出调制信号comp_reg至栅极驱动电路21。其中，栅极驱动电路21包括驱动子电路DRV和8V设备。
参考图11，本实施例的同步整流控制器200设置有一段环路(loop)300，可校准调制水平。本实施例的环路300包括栅极驱动电路21、漏极检测电路24和补偿调制电路25；环路300可根据检测到的漏极电压改变调制信号，可使整流晶体管1的实时漏极电压维持在恒定值比如第一阈值电压。
时间treg会被修正锁定在参考时间tref，如此，在整流晶体管1(同步整流器)导通期间，漏极检测电路24检测的信号DET将会总是被调制在参考时间tref的后期时段。
在本实施例的一种变型方式中，补偿调制电路25还用于：基于漏极检测电路24检测到的整流晶体管1的实时漏极电压，通过输出调制信号来逐步降低整流晶体管1的栅极电压且使整流晶体管1的实时漏极电压维持在恒定值。具体的，参考图12，在本实施例的一种变型方式中，补偿调制电路25包括比较子电路251、阈值设定子电路252和调制信号发生子电路253。
比较子电路251用于将时间treg与参考时间tref进行比较并输出时间比较结果。
阈值设定子电路252用于基于时间treg与参考时间tref的时间比较结果升高或降低第一阈值电压vr_reg1，以及用于设定第二阈值电压vr_reg2。
调制信号发生子电路253用于：在检测到的实时漏极电压高于或达到升高的第一阈值电压vr_reg1时，输出下一个调制信号至栅极驱动电路21以使下一个时间treg变短；在检测到的实时漏极电压低于或达到降低第一阈值电压vr_reg2时，输出下一个调制信号至栅极驱动电路21以使下一个时间treg变长。
第二实施例
本实施例提供一种开关电源。该开关电源包括上述同步整流控制器200。其中，同步整流控制器200用于本实施例的上述同步整流控制方法。
本领域的技术人员可以理解实施例方法中的全部或部分流程可以由计算机程序来命令相关的硬件完成，程序可存储于计算机可读取存储介质中，程序在执行时，可包括如各方法实施例的流程。而前述的存储介质包括：ROM或随机存储记忆体RAM、磁碟或者光盘等各种可存储程序代码的介质。
以上内容是结合具体/优选的实施方式对本申请所作的进一步详细说明，不能认定本申请的具体实施只局限于这些说明。对于本申请所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，其还可以对这些已描述的实施方式做出若干替代或变型，而这些替代或变型方式都应当视为属于本申请的保护范围。

Claims (10)

1.一种栅极逐次调整的同步整流控制方法，其特征在于：用于对变换电路中的整流晶体管进行控制；所述变换电路包括所述整流晶体管和电感绕组；所述整流晶体管具有栅极、源极和漏极；所述源极和所述漏极可提供连接至所述电感绕组的通道；
输出调制信号以使所述整流晶体管的栅极电压逐步降低以便进行电流零点检测，当检测到所述电感绕组的电感电流为零时再快速将所述整流晶体管关断；
将所述整流晶体管的实时漏极电压与第一阈值电压比较并产生所述调制信号；
将所述整流晶体管的实时漏极电压与第二阈值电压比较并产生使所述整流晶体管关断的栅极关断信号；
计算从输出所述调制信号到所述整流晶体管关断之间的时间treg；
将所述时间treg与参考时间tref进行比较；若所述时间treg比所述参考时间tref长，升高所述第一阈值电压，根据实时检测到的实时漏极电压与升高的所述第一阈值电压的比较结果输出下一个所述调制信号以使下一个所述时间treg变短；若所述时间treg比所述参考时间tref短，降低所述第一阈值电压，根据实时检测到的实时漏极电压与降低的所述第一阈值电压的比较结果输出下一个所述调制信号以使下一个所述时间treg变长。
2.根据权利要求1所述的同步整流控制方法，其特征在于，所述输出调制信号以使所述整流晶体管的栅极电压逐步降低具体为：检测所述整流晶体管的实时漏极电压，通过输出所述调制信号来逐步降低所述整流晶体管的栅极电压且使所述整流晶体管的实时漏极电压维持在恒定值。
3.根据权利要求2所述的同步整流控制方法，其特征在于：所述恒定值为所述第一阈值电压。
4.根据权利要求1所述的同步整流控制方法，其特征在于，
所述根据实时检测到的实时漏极电压与升高的所述第一阈值电压的比较结果输出下一个所述调制信号以使下一个所述时间treg变短具体为：在检测到的所述实时漏极的电压高于或达到升高的所述第一阈值电压时输出下一个所述调制信号以使下一个所述时间treg变短；
所述根据实时检测到的实时漏极电压与降低的所述第一阈值电压的比较结果输出下一个所述调制信号以使下一个所述时间treg变长具体为：在检测到的所述实时漏极电压低于或达到降低的所述第一阈值电压时输出下一个所述调制信号以使下一个所述时间treg变长。
5.根据权利要求1所述的同步整流控制方法，其特征在于还包括：若所述调制信号的持续时间小于指定持续时间，则在检测到的所述实时漏极电压达到设定的最大漏极电压调制阈值时输出所述调制信号；设定最小漏极电压调制阈值，在检测到的所述实时漏极电压达到所述最小漏极电压调制阈值之前输出调制信号；所述整流晶体管为MOSFET晶体管。
6.一种栅极逐次调整的同步整流控制器，其特征在于包括：
栅极驱动电路，用于驱动变换电路中的整流晶体管的栅极；所述变换电路包括所述整流晶体管和电感绕组；所述整流晶体管具有所述栅极、源极和漏极；所述源极和所述漏极可提供连接至所述电感绕组的通路；
计时电路，用于计算从输出调制信号到所述整流晶体管关断之间的时间treg；
参考时间生成电路，用于产生参考时间tref；
漏极检测电路，用于检测所述整流晶体管的漏极电压；
补偿调制电路，用于将所述时间treg与所述参考时间tref进行比较并基于所述时间treg与参考时间tref的时间比较结果和检测到的所述漏极电压与第一阈值电压的比较结果输出调制信号至所述栅极驱动电路以使所述整流晶体管的栅极电压逐步降低，从而使所述时间treg变短或者变长。
7.根据权利要求6所述的同步整流控制器，其特征在于所述补偿调制电路还用于：基于所述漏极检测电路检测到的所述整流晶体管的实时漏极电压，通过输出所述调制信号来逐步降低所述整流晶体管的栅极电压且使所述整流晶体管的实时漏极电压维持在恒定值。
8.根据权利要求6所述的同步整流控制器，其特征在于：所述补偿调制电路包括比较子电路、阈值设定子电路和调制信号发生子电路；
所述比较子电路用于将所述时间treg与参考时间tref进行比较并输出时间比较结果；
所述阈值设定子电路用于基于所述时间treg与参考时间tref的时间比较结果升高或降低第一阈值电压；
所述调制信号发生子电路用于：在检测到的实时漏极电压高于或达到所述第一阈值电压时，输出下一个所述调制信号至所述栅极驱动电路以使下一个所述时间treg变短；在当前检测到的实时漏极电压低于或达到所述第一阈值电压时，输出下一个所述调制信号至所述栅极驱动电路以使下一个所述时间treg变长。
9.一种开关电源，其特征在于：包括根据权利要求6至8任一项所述同步整流控制器。
10.一种开关电源，其特征在于：包括控制器，所述控制器用于执行根据权利要求1至5任一项所述方法。
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Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW200841565A (en) * 2007-04-04 2008-10-16 Richtek Techohnology Corp Device for detecting zero current applied in switching regulator and method thereof
CN101662219A (zh) * 2009-06-25 2010-03-03 成都芯源系统有限公司 一种整流管实时控制电路及其轻载控制方法
CN103280995A (zh) * 2013-05-29 2013-09-04 中国电子科技集团公司第二十四研究所 准谐振变换器同步整流电路
CN104682740A (zh) * 2013-11-26 2015-06-03 恩智浦有限公司 同步整流控制器
CN105119505A (zh) * 2015-09-14 2015-12-02 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种同步整流控制方法及同步整流电路
CN107147302A (zh) * 2017-02-28 2017-09-08 东南大学 一种同步整流llc变换器的数字控制系统及其控制方法
CN107968569A (zh) * 2017-01-10 2018-04-27 成都启臣微电子股份有限公司 一种同步整流控制器及同步整流控制方法
CN108111025A (zh) * 2018-02-05 2018-06-01 上海贝岭股份有限公司 开关电源的同步整流控制电路、控制装置及开关电源
CN108418435A (zh) * 2018-04-20 2018-08-17 杭州电子科技大学 一种同步整流反激式直流-直流电源转换装置

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW200841565A (en) * 2007-04-04 2008-10-16 Richtek Techohnology Corp Device for detecting zero current applied in switching regulator and method thereof
CN101662219A (zh) * 2009-06-25 2010-03-03 成都芯源系统有限公司 一种整流管实时控制电路及其轻载控制方法
CN103280995A (zh) * 2013-05-29 2013-09-04 中国电子科技集团公司第二十四研究所 准谐振变换器同步整流电路
CN104682740A (zh) * 2013-11-26 2015-06-03 恩智浦有限公司 同步整流控制器
CN105119505A (zh) * 2015-09-14 2015-12-02 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种同步整流控制方法及同步整流电路
CN107968569A (zh) * 2017-01-10 2018-04-27 成都启臣微电子股份有限公司 一种同步整流控制器及同步整流控制方法
CN107147302A (zh) * 2017-02-28 2017-09-08 东南大学 一种同步整流llc变换器的数字控制系统及其控制方法
CN108111025A (zh) * 2018-02-05 2018-06-01 上海贝岭股份有限公司 开关电源的同步整流控制电路、控制装置及开关电源
CN108418435A (zh) * 2018-04-20 2018-08-17 杭州电子科技大学 一种同步整流反激式直流-直流电源转换装置

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