CN110729876A - 一种提高变压器传输比的方法、变压器和高压电源 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种提高变压器传输比的方法、变压器和高压电源。本发明通过在变压器的副边并联补偿电容，将副边并联补偿电容和变压器寄生参数构成谐振系统，优化谐振Q值；从而提高整体的电压传输比和传输功率；本发明使得小变压器也可以输出大功率，从而减小电源整体的尺寸，减小成本，提升电源的功率密度和达到小型化的目的。

Description

一种提高变压器传输比的方法、变压器和高压电源
技术领域
本发明属于高压电源用变压器技术领域，具体涉及一种提高高压电源用变压器传输比的方法、变压器和高压电源。
背景技术
高压直流电源通常采用一个隔离变压器的方案实现。变压器不仅起到安全隔离的作用，还通过其高变比值而达到低压输入、高压输出的效果。由于半导体工艺的限制，高耐压的半导体开关器件价格昂贵，且体积大，同时控制较为复杂；因此利用变压器实现采用低压半导体器件产生高压输出的方案是最为常见的。
变压器设计是高压电源的课题之一；变压器需要达到满足额定功率的输出要求，安全耐压要求，其尺寸难以做到小型化，因此变压器是高压电源尺寸的重要影响因素。
目前，高压直流电源随着智能医疗设备的发展，探测设备的便携式设计和新材料应用的产业化，微型化设计已经成为高压直流电源的重要发展趋势，而首当其冲的，就是变压器的小型化设计。
传统的高压直流电源为LCC结构加上高变比变压器，变压器副边再配上整流电路，输出高压；此类拓扑基本采用控制频率的方式达到调节输出高压；为了实现软开关控制，减小电磁干扰，工作在断续模式为主，变压器电流为断续的非纯正弦电流波形；由于变压器励磁电感和匝比需求，变压器尺寸大，LCC拓扑一般应用于大功率的高压电源。
在功率小的情况下，还采用反激式或自激式变换器；反激变换器的变压器实际上起到电感的作用，变压器尺寸受到饱和电流、工作频率和匝比的限制；如果需要采用反激变换器实现较大功率输出，变压器需要变大，不利于小型化设计，增加成本，同时电磁干扰严重。
在高压电源小型化的趋势下，如何采用小变压器实现高电压传输比和大功率输出是本发明的主要内容
发明内容
针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供一种提高高压电源用变压器传输比的方法、采用该方法的变压器和具有该变压器的高压电源；本发明通过副边并联补偿电容和变压器寄生参数构成的谐振系统，优化谐振Q值；从而提高整体的电压传输比和传输功率；本发明使得小变压器也可以输出大功率，从而减小电源整体的尺寸，减小成本，提升电源的功率密度和达到小型化的目的。
为实现上述目的，本发明提供了一种提高变压器传输比的方法，其特征在于在变压器副边并联补偿电容，该补偿电容的值通过评价函数计算得到；
其中C1为副边的并联补偿电容，Cp为副边等效并联寄生电容，Lp为原边漏感，Ls为副边漏感，Lm为原边励磁电感，Re为等效负载阻抗，Gωn为谐振频率点的总的传输比，n为副边匝数比原边匝数的匝比。
本发明还提供一种高压电源用变压器，该变压器利用上述方法制作；即在一个高匝比的变压器的副边并联补偿电容。
本发明还提供一种高压电源，包括高压电源用变压器和整流网络。
进一步的，所述高压电源用变压器还包括在变压器副边并联的补偿电容。
进一步的，所述整流网络可以为全桥整流网络、半桥整流网络或倍压整流电路。
与现有技术相比，本发明的有益效果在于：本发明通过变压器副边增加一个并联的补偿电容，利用其和变压器寄生参数的谐振效应，通过本发明给出的评价函数，合理设计补偿电容大小，达到提高Q值，从而提供变压器电压传输比和增加传输功率的目的。本发明使得小变压器也可以输出大功率，从而减小电源整体的尺寸，减小成本，提升电源的功率密度和达到小型化的目的。
附图说明
图1a是本发明的基本电路框图；
图1b是图1a的基本电路框图的等效电路图；
图2a是本发明副边高压输出的电路示意图；
图2b是图2a的副边高压输出的电路示意图的等效电路图；
图3是将图2b的电路副边折算到原边的等效电路图；
图4是将图3的等效电路通过戴维宁等效电路得到的等效电路图；
图5是变压器并联补偿电容前后的电压传输比示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。在本发明实施例中，第一、第二等，除有特别说明外仅用于区分不同的描述对象。
如图1a所示，本发明提供了一种提高高压电源用变压器传输比的方法，其在变压器副边并联补偿电容C1。
本发明的基本电路框图结构如图1a所示，其中包含一个高匝比的变压器T1，副边的匝数大于原边，即n>1；C1为副边的并联补偿电容；Vi为原边交流输入电压，Vo为副边交流输出电压；由于T1是一个高匝比变压器，原边绕组圈数少于副边，副边的寄生效应大于原边。
图1a的等效电路如图1b所示，其中虚线框内电路为变压器T1的等效电路，Lp为原边漏感，Ls为副边漏感，Cp为副边等效并联寄生电容，Lm为励磁电感，Tideal为理想变压器。
本发明利用变压器的漏感(Lp，Ls)、寄生电容(Cp)和副边补偿电容C1构成的谐振电路，提高特定频率下的变压器的输出输入电压比值g＝Vo/Vi。
图2a为副边高压输出的电路示意图，其中二极管整流网络可为全桥整流网络、半桥整流网络或者倍压整流电路；Ro为负载模型；图2b为图2a的等效电路，Re为等效负载阻抗。
本发明基于对变压器建模分析，导出简化等效电路；通过导出计算式，根据不同的负载情况，优选C1电容值，达到最佳的电压传输比。
根据图1和图2所示，图2b的电路副边折算到原边可以得到图3的等效电路图。
其中，Lseq,Cpeq,C1eq,Reeq分别是Ls,Cp,C1和Re折算到原边的值；有
将图3的等效电路通过戴维宁等效电路可得图4的等效电路；其中
Figure BDA0002198855740000031
Cd＝Cpeq+C1eq，
根据图4可得传输比G：
Figure BDA0002198855740000032
其中
由式1可见，变压器的传输增益可以近似等效成一个二阶系统，当频率远小于谐振频率ωn时，该变压器的增益为kg，约等于匝比(因为漏感远小于励磁电感)；而当频率在谐振频率附近时，增益取决于Q值。增加Q值可以提高谐振点附近的增益，当Q>1时，如果变压器工作在谐振频率附近，那么就可以得到比匝比更高的电压传输比，从而达到提升传输比的目的；计算可得在谐振频率点的总的传输比为：
Figure BDA0002198855740000041
Figure BDA0002198855740000042
Lm,Lp,Ls,n和Cp都是变压器的固定参数，当变压器设计成型后，不可改变，因此提升传输比的方法可以改变副边补偿电容C1，当C1增加时，可以得到更高的增益；同时也可以看出，如果负载加大，那么Re变小，需要有更大的C1来弥补负载变大带来的增益下降；式3为选取C1的评价公式，通过该公式计算，可以得到C1的容值。
由于C1的增加会导致ωn的变低，频率变低，负载纹波变大，同时可能和前端滤波网络耦合加重，不利于设计。因此C1并不是越大越好，在满足负载和增益裕量的情况下， C1的值取小。
本发明还提供一种高压电源用变压器，该变压器利用上述方法制作；即在一个高匝比的变压器的副边并联补偿电容。
本发明还提供一种高压电源，包括高压电源用变压器和整流网络；所述高压电源用变压器还包括在变压器副边并联的补偿电容；所述整流网络可以为全桥整流网络、半桥整流网络或倍压整流电路中的一种。
图5所示为本发明的一种具体应用，其展示了变压器并联补偿电容前后的电压传输比的变化。
已知变压器参数Lp＝6uH，Lm＝30uH，Ls＝18mH，Cp＝10pF，Re＝120kΩ，匝比n＝60。
在没有并联补偿电容的情况下，通过上述评价公式，得到Gωn＝100，即通过变压器自身的寄生参数，可以得到的最大增益为100。
采用本发明的方法，为了实现原来电压的2倍输出，保持Re不变，功率是原来的4倍，期望Gωn>＝200；给出20％的裕量，得到Gωn＝240；通过评价公式，得到C1＝47.6pF，取值47pF。
由图5所示，曲线一为变压器补偿前的电压传输比，曲线二为补偿后的电压传输比；补偿前，电压最大增益为100(40dB)；补偿后谐振频率变小(从246kHz变为110kHz)，电压最大增益约为240(47.6dB)。
以上实施方式仅用于说明本发明，而并非对本发明的限制，有关技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，还可以做出各种变化和变型，因此所有等同的技术方案也属于本发明的范畴，本发明的专利保护范围应由权利要求限定。

Claims (4)

1.一种提高变压器传输比的方法，其特征在于，在变压器副边并联补偿电容，
该补偿电容的值通过评价函数
Figure FDA0002198855730000011
计算得到；
其中C1为副边的并联补偿电容，Cp为副边等效并联寄生电容，Lp为原边漏感，Ls为副边漏感，Lm为原边励磁电感，Re为等效负载阻抗，Gωn为谐振频率点的总的传输比，n为副边匝数比原边匝数的匝比。
2.一种高压电源用变压器，其特征在于，利用权利要求1中的方法制作。
3.一种高压电源，包括高压用变压器和整流网络，其特征在于，高压用电源变压器为权利要求2中的高压用变压器。
4.根据权利要求1所述的高压电源，其特征在于，所述整流网络为全桥整流网络、半桥整流网络或倍压整流电路。
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