CN110649809B - 一种大功率不对称双极性脉冲偏压电源、方法及其应用 - Google Patents

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Abstract

一种大功率不对称双极性脉冲偏压电源，包括A电源、B电源、C电源,所述C电源分别与A电源、B电源的输出端连接；所述A电源电路、B电源电路的输入端分别与三相380V交流电源经过全桥整流滤波后的输出端连接，其特征为：所述C电源为包括四只可控开关管QC1，QC2，QC3，QC4形成桥臂。

Description

一种大功率不对称双极性脉冲偏压电源、方法及其应用
技术领域
本发明涉及一种真空多弧离子镀技术领域中使用的电源设备，尤其是涉及一种大功率不对称双极性脉冲偏压电源。
背景技术
多弧离子镀是把金属蒸发源(靶材)作为阴极，在真空环境通过与阳极壳体之间的弧光放电，使靶材蒸发并离化形成空间等离子体，在基体偏压的作用下，对工件进行金属、金属化合物等沉积镀覆，形成特定颜色的耐高温、抗腐蚀装饰涂层；或金属、金属合金、硅与金属合金的氮化物、碳化物形成的超硬自润滑涂层，用于切削刀具、钻具、模具、涡轮叶片、无油润滑等耐磨环境。偏压是多弧离子镀及其他真空等离子体镀膜的重要工艺参数，在镀前预轰击时，可以清除工件表面吸附的气体和污染物；在沉积期间，偏压又为离子提供能量使基体与膜层紧密结合。传统单极性偏压电源由于单极性偏置，很容易积累电荷放电烧伤工件，单极性偏置导致粒子的径向积累而无法增强粒子内部钉扎强度，致使膜层松散结合力变差。双极性脉冲偏压电源，可输出正负双向脉冲，负向脉冲能中和绝缘层上的电荷积累,有效抑制工件打火，正向脉冲进行轰击清洗和沉积。正负交替的脉冲在薄膜沉积过程中获得了更为明显的离子轰击效果，膜的内应力、膜与基体的结合力得到明显改善，同时基于地磁场产生的超声波具有良好的工件自清洁效果，膜层细腻清洁不起灰。
由于多弧离子镀在各个领域应用的日益扩展，装饰涂层镀膜设备的真空镀膜室也在迅速扩大，如今已经配套116个弧靶、真空室直径4米高6.8米的大型镀膜设备，按每个弧靶负载8A偏压电流，镀膜沉积工作电流需要928A，镀膜沉积偏压220V计算，共需204KW的偏压功率，考虑到电弧放电的动态特性，所需偏压电源至少240KW以上，在轰击清洗工作流程，需要400V以上偏压施加工件。随着工业发展的要求，对输出电压和电流要求会更高。
现有技术，如中国专利(申请号：CN2015101296500)公开一种实现多模式输出磁控溅射镀膜电源电路及控制方法，该专利实现多模式输出磁控溅射镀膜电源电路，包括直流稳压电源(1)、主电路(2)、数字控制器(3)、驱动器(4)及靶极(01)，所述的主电路包括五个开关、两个二极管、一个高频电感及两个储能电容器，其特征在于，开关Ⅰ(5)与开关Ⅱ(6)组成左桥臂，开关Ⅲ(7)与开关Ⅳ(8)组成右桥臂；储能电容器Ⅰ(13)与直流稳压电源(1)及左桥臂并联；储能电容器Ⅱ(14)与右桥臂并联；开关Ⅴ(9)与二极管Ⅰ(10)并联，并与高频电感(12)串联，然后连接在左桥臂及右桥臂上端；左右桥臂下端与储能电容器Ⅰ(13)负极、储能电容器Ⅱ(14)负极及直流电源负极连接在一起；二极管(11)阴极连接在高频电感左端，阳极连接在直流稳压电源(1)的负极；靶极(01)左边连接到开关管Ⅰ(5)与开关管Ⅱ(6)之间，右边连接到开关管Ⅲ(7)与开关管Ⅳ(8)之间。虽然该专利通过控制这些半导体功率器件按照不同的工作时序，来实现直流溅射、单向脉冲溅射、双向对称中频溅射及双向不对称中频溅射等四种模式输出功能，在同一台设备上完成不同溅射镀膜工艺。时序控制和镀膜电源输出工艺参数设定通过软件实现，虽然这是为磁控溅射靶工作提供的双极脉冲电源，其主电源施加在开关元件5、6上，副电源通过开关9、D11组成的BUCK降压电路产生，但是这种设计实际上共享了开关元件5、6供电的主电源，因此无法实现主副电源电压的大范围独立调节，副电源的功率配置也无法独立实现。
又如现有技术，如《真空》(2017年1月第54卷第1期)公开一种多模式输出磁控溅射镀膜电源技术研究，该文献虽然也能实现多模式输出，但是，该文献缺陷如上述专利文献类似，同时也是采用了单电源供电，不利于电压调节；
中国硕士论文《交流方波微弧氧化电源及工艺研究》(作者：谷艳飞，兰州理工大学，2014年4月)，该论文公开电源的控制系统由主控系统和辅助控制系统两部分构成。主控系统以单片机80C196KB为控制核心,主要功能为:实现电压、电流及手动调节下参数的采集；产生IGBT的驱动信号；监测IGBT的工作状态、过流、过热等。辅助系统以单片机89C52为控制核心,主要作用是实现各种电参数的设置、电源模式的选择；工作过程电压、电流及工作状态的实时显示。两控制系统之间采用串行通讯,实时传递数据及指令；中国硕士论文《新型大功率不对称脉冲电源拓扑的研究》(作者：张嘉琪，西安理工大学，2009年3月)，该论文公开了新型可调脉冲电源采用了两套直流变换器来提供直流输出,然后通过一个新型的斩波脉冲生成电路以得到多功能的可调脉冲输出"两套直流变换器采用对称结构,核心部分为工作在ZVS状态的移相全桥PWMDC/DC变换器,通过移相角大小的改变来调节直流输出,并采用高频变压器进行电磁隔离"脉冲斩波生成器采用带有辅助电路的全桥拓扑,对输入的两路直流电进行斩波,开关管工作在零电压零电流状态,最终通过开关管的不同控制方式,得到频率大范围可调,正负脉冲幅值、占空比均可独立调节的脉冲输出；再如硕士论文《基于FPGA的高功率因数多波形脉冲电镀电源的研究》(作者：刘晓龙，华北电力大学，2013年3月)等。
虽然上述文献与本发明属于相同的技术领域，并且工作原理相似，但是，上述现有技术与本发明技术方案有诸多不同，如切换电路的设计、多电源输入以及多电源独立控制调节设计等等，上述区别正是本领域工程技术人员付出创造性的劳动并经过无数次实验取得的技术方案，本领域技术人员在上述现有技术的基础上，并不能给出任何结合启示以实现本发明中所采取的技术方案。
发明内容
现有大规模真空多弧离子镀偏压电源一直采用直流或脉冲直流，由于没有上述所描述的双极性脉冲偏压电源的一系列优势，使得实际应用时经常出现被镀工件因电荷积累造成的工件烧伤，此外膜层的结合力欠佳，膜层纯净度差。针对现有技术中存在的缺陷，本发明公开了一种大功率不对称双极性脉冲偏压电源，其技术方案如下：
包括A电源、B电源、C电源,所述C电源分别与A电源、B电源的输出端连接；所述A电源电路、B电源电路的输入端分别与三相380V交流电源经过全桥整流滤波后的输出端连接，其特征为：所述C电源为包括四只可控开关管QC1，QC2，QC3，QC4形成桥臂。
优选地：所述A电源包括DC/AC/DC变换器Ⅰ、DC/AC/DC变换器Ⅱ、DC/AC/DC变换器Ⅲ、A电源挡位切换电路；所述DC/AC/DC变换器Ⅰ、DC/AC/DC变换器Ⅱ、DC/AC/DC变换器Ⅲ的输入端分别与整流滤波电路连接，其输出端分别与A电源挡位切换电路的输入端连接。
优选地：所述DC/AC/DC变换器Ⅰ包括全桥逆变器1、高频变压器T1，高频整流器D1,滤波电感L1，滤波电容C1；由Q1a、Q1b、Q1c、Q1d四只IGBT管组成全桥逆变器1；所述全桥逆变器1输出端与高频变压器T1的原边连接；所述高频变压器T1的副边与高频整流器D1连接；所述高频整流器D1输出与滤波电感L1及滤波电容C1连接。
优选地：A电源对应的控制电路通过同步控制DC/AC/DC变换器Ⅰ、DC/AC/DC变换器Ⅱ、DC/AC/DC变换器Ⅲ的输出，使其输出特性相同。
优选地：所述A电源挡位切换电路包括接触器及控制电路；所述接触器包括三个相同的接触器KM1、KM2、KM3；所述接触器KM1、KM2、KM3分别包括两个常开触点1-2、5-6；所述接触器KM1常开触点端子1与DC/AC/DC变换器Ⅱ输出正极连接；所述接触器KM1常开触点端子5与DC/AC/DC变换器Ⅲ输出正极连接；所述接触器KM1常开触点端子2、常开触点端子6与DC/AC/DC变换器Ⅰ正极一点连接，并作为A电源输出正极；所述接触器KM2常开触点端子1与DC/AC/DC变换器Ⅱ输出正极连接；所述接触器KM2常开触点端子2与DC/AC/DC变换器Ⅰ输出负极连接；所述接触器KM2常开触点端子5与DC/AC/DC变换器Ⅱ输出负极连接；所述接触器KM2常开触点端子6与DC/AC/DC变换器Ⅲ正极连接；所述接触器KM3常开触点端子1与DC/AC/DC变换器Ⅰ负极连接；所述接触器KM3常开触点端子5与DC/AC/DC变换器Ⅱ负极连接；所述接触器KM3常开触点端子2、常开触点端子6及DC/AC/DC变换器Ⅲ负极一点连接,并作为A电源输出负极。
优选地：所述B电源包括DC/AC/DC变换器Ⅳ，所述DC/AC/DC变换器Ⅳ包括由IGBT管构成的全桥逆变器4，高频变压器TB，高频整流器DB，滤波电感LB，滤波电容CB2；所述高频变压器TB输入端与全桥逆变器4输出端连接；所述高频变压器TB的输出端与高频整流器DB的输入端连接；所述高频整流器DB的输出端与滤波电感LB，滤波电容CB2连接，B电源对应的控制电路通过控制全桥逆变器4实现逆变器中IGBT管的导通关断。
优选地：所述C电源包括四只可控开关管QC1，QC2，QC3，QC4形成桥臂，每个可控开关管的漏源极之间并联一个续流高频二极管；所述可控开关管控制极与C电源的控制电路连接以控制其导通关断；还包括高频二极管DC5，DC6，滤波电容CC1、CC2、CC3、电阻RC1、RC2,电感LC；RC1与DC5并联后一端与A电源连接，另一端通过电感LC与B电源连接；DC6阴极与CC3串联后接C电源低电位，DC6阳极与DC5阳极连接；电阻RC2一端与DC6阴极连接，另一端与B电源连接；CC1并联在C电源的输入端，CC2接在DC6阳极以及C电源低电位两端。
优选地：C电源有三种输出模式：直流输出模式、单极性脉冲输出模式、不对称双极性脉冲输出模式，所述直流输出模式为设置电源脉冲占空比为100％，控制A电源的输出电压和电流即可调节C电源的输出电压和电流；所述单极性脉冲输出模式即为C电源输出单极性脉冲，通过改变C电源控制电路输出控制脉冲的周期和占空比改变C电源输出的频率和单极性脉冲的正负脉冲的占空比；所述不对称双极性脉冲输出模式即为通过改变A、B电源的输出幅值就会相应改变C电源输出的双极性脉冲的正负幅值；改变C电源控制电路输出控制脉冲的周期和占空比也就改变了C电源输出的频率和双极性脉冲的正负脉冲的占空比以达到不对称输出的目的。。
本发明还公开一种大功率不对称双极性脉冲偏压电源的应用方法，其特征包括上述一种大功率不对称双极性脉冲偏压电源。
本发明还公开一种应用于真空多弧离子镀领域的电源，其特征为：该电源为大功率不对称双极性脉冲偏压电源的应用方法。
有益效果：
本发明可以实现频率和占空比独立可调、主副电源电压可调、直流和脉冲实时转换的多种组合工作模式；可调节参数增多，便于调试电源输出波形和特性，更可以通过对输出并联拓扑，达到大功率输出的目的。
附图说明
图1是为本发明大功率不对称双极性脉冲偏压电源整体结构框图。
图2是本发明大功率不对称双极性脉冲偏压电源电路结构整体框图。
图3为本发明大功率不对称双极性脉冲偏压电源C电源电路图。
图4为本发明大功率不对称双极性脉冲偏压电源输出脉冲时序图，其中：(a)为直流输出模式中：A电源脉冲占空比调制为100％时的C电源输出电压波形示意图；(b)分别为单极性脉冲输出模式中：A电源脉冲占空比调制为50％时的C电源输出电压波形示意图Ⅰ、A电源脉冲占空比调制为10％时的C电源输出电压波形示意图Ⅱ、A电源脉冲占空比调制为90％时的C电源输出电压波形示意图Ⅲ；(c)为不对称双极性脉冲输出模式中：A电源脉冲占空比调制为50％时的C电源输出电压波形示意图Ⅰ、A电源脉冲占空比调制为10％时的C电源输出电压波形示意图Ⅱ、A电源脉冲占空比调制为90％时的C电源输出电压波形示意图Ⅲ。
图5为本发明大功率不对称双极性脉冲偏压电源中：(a)、A电源挡位切换电路、(b)、A电源处于低压输出时A电源挡位切换电路等效电路图、(c)、A电源处于高压输出时A电源挡位切换电路等效电路图。
具体实施方式
以下描述用于揭露本发明以使本领域技术人员能够实现本发明。以下描述中的优选实施例只作为举例，本领域技术人员可以想到其他显而易见的变型。参见附图1-5所示。
如图1-2所示。大功率不对称双极性脉冲偏压电源，包括A电源、B电源、C电源及与上述电源对应的控制电路；其特征为：所述C电源分别与A电源、B电源的输出端连接；所述控制电路与综合控制及其数据显示模块连接；所述A电源电路、B电源电路的输入端分别与三相380V交流电源经过整流滤波后的输出端连接。
所述A电源由顺序连接的三相全桥整流电路、滤波电容、DC/AC/DC变换器Ⅰ、DC/AC/DC变换器Ⅱ、DC/AC/DC变换器Ⅲ、A电源档位切换电路、A电源控制电路。其中，所述DC/AC/DC变换器Ⅰ包括全桥逆变器1、高频变压器T1，高频整流器D1,滤波电感L1，滤波电容C1；所述全桥逆变器1由顺序连接IGBT管Q1a、Q1b、Q1c、Q1d组成；所述全桥逆变器1输出端与高频变压器T1的原边连接；所述高频变压器T1的副边与高频整流器D1连接；所述高频整流器D1输出与滤波电感L1及滤波电容C1连接；所述A电源控制电路控制Q1a、Q1d导通，Q1b、Q1c截止，之后Q1a、Q1d截止，Q1b、Q1c导通，周而复始的变换，将直流电转换为高频交流电，再通过变压器T1，使初次级隔离，通过高频整流桥D1将高频交流电转换为脉动直流电，最后电感L1和电容C1a的滤波作用得到平滑的直流电；电路输出带有LEMVA霍尔电压和电流传感器，A电源控制电路通过对比输出信号与设定信号的差值来调节全桥逆变器1的每工作周期导通与截止时间来调节DC/AC/DC变换器Ⅰ的输出电压；
所述DC/AC/DC变换器Ⅱ包括全桥逆变器2,高频变压器T2，高频整流器D2,滤波电感L2，滤波电容C2；所述全桥逆变器2由顺序连接IGBT管Q2a、Q2b、Q2c、Q2d组成；所述全桥逆变器2输出端与高频变压器T2的原边连接；所述高频变压器T2的副边与高频整流器D2连接；所述高频整流器D2输出与滤波电感L2及滤波电容C2连接；所述DC/AC/DC变换器Ⅱ控制及输出方式与DC/AC/DC变换器Ⅰ相同；所述DC/AC/DC变换器Ⅲ包括全桥逆变器3，高频变压器T3，高频整流器D3,滤波电感L3，滤波电容C3；所述全桥逆变器3由顺序连接IGBT管Q3a、Q3b、Q3c、Q3d组成；所述全桥逆变器3输出端与高频变压器T3的原边连接；所述高频变压器T3的副边与高频整流器D3连接；所述高频整流器D3输出与滤波电感L3及滤波电容C3连接。所述DC/AC/DC变换器Ⅲ控制及输出方式与DC/AC/DC变换器Ⅰ相同；所述全桥逆变器1、2、3，高频变压器T1、T2、T3，高频整流器D1、D2、D3,滤波电感L1、L2、L3，滤波电容C1、C2、C3各元件参数及相互连接方式对应相同；所述A电源控制电路通过同步控制DC/AC/DC变换器Ⅰ、DC/AC/DC变换器Ⅱ、DC/AC/DC变换器Ⅲ的输出，使得输出特性完全相同；所述A电源挡位切换电路包括接触器及控制电路，如图5所示。
所述接触器包括三个相同的接触器KM1、KM2、KM3；所述接触器KM1、KM2、KM3分别包括两个触点1-2、5-6；所述接触器KM1触点端子1与DC/AC/DC变换器Ⅱ输出正极连接；所述接触器KM1触点端子5与DC/AC/DC变换器Ⅲ输出正极连接；所述接触器KM1触点端子2、触点端子6与DC/AC/DC变换器Ⅰ正极一点连接，并作为A电源输出正极；所述接触器KM2触点端子1与DC/AC/DC变换器Ⅱ输出正极连接；所述接触器KM2触点端子2与DC/AC/DC变换器Ⅰ输出负极连接；所述接触器KM2触点端子5与DC/AC/DC变换器Ⅱ输出负极连接；所述接触器KM2触点端子6与DC/AC/DC变换器Ⅲ正极连接；所述接触器KM3触点端子1与DC/AC/DC变换器Ⅰ负极连接；所述接触器KM3触点端子5与DC/AC/DC变换器Ⅱ负极连接；所述接触器KM3触点端子2、触点端子6及AC/DC变换器Ⅲ负极一点连接,并作为A电源输出负极；所述A电源控制电路控制接触器KM1、KM3同时吸合、KM2断开，当KM1、KM2吸合时，DC/AC/DC变换器Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ的正极通过KM1连接在一起，DC/AC/DC变换器Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ的负极通过KM3连接在一起，DC/AC/DC变换器Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ并联输出，实现了A电源的大电流输出，使电源满足镀膜沉积低压大电流工作要求；当KM1、KM3释放，KM2吸合时,DC/AC/DC变换器I的负极DC/AC/DC变换器Ⅱ的正极被KM2触电端子1与2连在一起，DC/AC/DC变换器的负Ⅱ极DC/AC/DC变换器Ⅲ的正极被KM2触电端子5与6连在一起，DC/AC/DC变换器Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ串联输出，实现了A电源的高电压输出，使电源满足轰击清洗高电压的工作要求。
所述B电源由顺序连接的滤波电容、DC/AC/DC变换器Ⅳ组成；所述DC/AC/DC变换器Ⅳ包括IGBT构成的全桥逆变器4，高频变压器TB，高频整流器DB，滤波电感LB，滤波电容CB2，B电源逆变控制电路；所述全桥逆变器4由顺序连接IGBT管QB1、QB2、QB3、QB4组成；所述高频变压器TB输入端与全桥逆变器4输出端连接；所述高频变压器TB的输出端与高频整流器DB的输入端连接；所述高频整流器DB的输出端与滤波电感LB，滤波电容CB2连接；所述B逆变控制电路通过控制QB1与QB4、QB2与QB3轮流交替导通与关断将直流电转换为高频交流电，通过高频变压器TB使初次级隔离，通过高频整流桥DB将高频交流电转换为脉动直流电，最后电感LB和电容CB2的滤波作用得到平滑的直流电；通过调节全桥逆变器4的每周期导通与截止时间来调节B电源的输出电压，进而调节C电源输出的负脉冲部分的电压高低。
所述C电源由图3所示元件构成，A电源侧是高压侧，B电源侧是低压侧，OA、OB是电源输出端。QC1、QC2、QC3、QC4为可控开关管(如IGBT、MOSFET等)，DC1、DC2、DC3、DC4、DC5、DC6为高频二极管，CC1、CC2为滤波电容，CC3为吸收储能电容，RC1、RC2为电阻，LA、LB、LC是电感。这种拓扑的目的是保证高低压侧电位不会在对角关断期间由于输出线缆分布电感LO的反向电动势通过续流二极管DC1、DC4或DC2、DC3使两侧半桥臂充电到等电压状态。DC5隔离二极管阻断QC1、QC2高压侧关断时DC1、DC4的续流回路，只允许CC1及CA方向充电，DC2、DC3处于QC2、QC3低压侧关断产生的反向电动势导通，一方面通过CC2嵌位，多余能量通过DC3及较大电容CC3嵌位，CC3存储能量再由RC2泄放到低压侧滤波电容CB，另一方面，由于CC2的容量限制，LC在QC2、QC3关断期间产生的反向电动经过周期积累，CC2电位将高于CB甚至CA，DC3通过RC2的续流通道将一部分能量消耗在RC2上，另一部分充电到CC3再经RC2泄放到低压侧滤波电容CB。本发明在C电源上设计RC1，其目的是能保证极端情况下CC2的电位不会超越CA，即保证QC3、QC4低压侧桥臂的安全，而CA端电位在QC2、QC3低压侧导通期间通过RC1释放一部分能量到负载端RL来保证CA两端的电位稳定。所有泄放到电容CB的能量会在QC2、QC3低压侧导通期间将能量释放到负载端RL。C电源控制电路通过控制C电源的QC1、QC4、QC2、QC3导通与截止，实现三种输出模式：直流输出模式、单极性脉冲输出模式、不对称双极性脉冲输出模式。
所述图4为本发明实施例C电源的输出脉冲序列。
所述直流输出模式：C电源控制电路控制QC1、QC4始终处于导通状态QC2、QC3始终处于截止状态，C电源的OA输出端与A电源的正极相连，C电源的OB输出端与A电源的负极相连，此时电源工作在直流输出模式，即设置电源脉冲占空比为100％，控制A电源的输出电压和电流就可以调节C电源的输出电压和电流。如图4(a)所示。
所述单极性脉冲输出模式：图4(b)给出三种脉冲占空比条件下的输出波形。以图4(b)A脉冲占空比50％为例，C电源控制电路控制t1时间QC1、QC4处于导通状态t2、t3时间QC2、QC3处于截止状态，C电源的OA输出端与A电源的正极相连，C电源的OB输出端与A电源的负极相连，此时C电源输出的幅值是A电源的输出幅值；C电源控制电路控制t1时间QC1、QC4处于截止状态t2、t3时间QC2、QC3处于截止状态，C电源处于停止输出状态；C电源控制电路控制t1、t2时间QC1、QC4处于截止状态t3时间QC2、QC3处于导通状态，C电源的OA输出端与B电源的正极相连，C电源的OB输出端与B电源的负极相连，B电源的输出电压设置为0，此时C电源输出的幅值也是0；C电源控制电路控制三种状态周期交替变化，C电源输出单极性脉冲，改变C电源控制电路输出控制脉冲的周期和占空比也就改变了C电源输出的频率和单极性脉冲的占空比。其他脉冲占空比与此工作情况类似，图4(b)B、图4(b)C是占空比10％、90％的情形。
所述不对称双极性脉冲输出模式：图4(c)中给出三种脉冲占空比条件下的输出波形。以脉冲占空比50％为例，C电源控制电路控制t1时间QC1、QC4处于导通状态t2、t3时间QC2、QC3处于截止状态，C电源的OA输出端与A电源的正极相连，C电源的OB输出端与A电源的负极相连，此时C电源输出的幅值是A电源的输出幅值；C电源控制电路控制t1时间QC1、QC4处于截止状态t2、t3时间QC2、QC3处于截止状态，C电源处于停止输出状态；C电源控制电路控制t1、t2时间QC1、QC4处于截止状态t3时间QC2、QC3处于导通状态，C电源的OB输出端与B电源的正极相连，C电源的OA输出端与B电源的负极相连，此时C电源输出的幅值是B电源的输出幅值，但极性与前述相反；C电源控制电路控制三种状态周期交替变化，C电源输出双极性脉冲。改变A、B电源的输出幅值就会相应改变C电源输出的双极性脉冲的正负幅值；改变C电源控制电路输出控制脉冲的周期和占空比也就改变了C电源输出的频率和双极性脉冲的正负脉冲的占空比，达到不对称输出的目的。图4(b)B、图4(b)C是占空比10％、90％的情形。
下面进一步对电源控制电路做一说明：A电源控制电路用于控制A电源产生三组0-额定值的直流电源DC/AC/DC变换器Ⅰ、DC/AC/DC变换器Ⅱ、DC/AC/DC变换器Ⅲ，并控通过高压/低压转换(A电源输出)电路控制三组电源的串联或并联，使A电源在不同工作时段产生所需的高压或低压大电流；所述B电源控制电路用于控制B电源产生0-额定值的直流电源B(DC/AC/DC变换器B)；所述C电源控制电路用于调整图3所示的QC1、QC4与QC3、QC2的导通时间比例来实现A电源与B电源的不同宽度输出，从而实现宽度上的不对称输出，而当QC1、QC4一直开通时则实现了A电源的直流状态输出；所述综合控制及数据显示用于分配A电源、B电源所需幅值，控制A电源档位切换，控制C电源的不同工作状态，并采集A、B、C电源的电流电压占空比等数据进行显示，另外还负责与上位机的数据交互。
正如背景技术中所述，240KW偏压电源功率等级由于结构问题无法用单一的C电源实现，实际应用功率扩展电路为三个相同的80kW C电源，分别为C电源Ⅰ、C电源Ⅱ、C电源Ⅲ，三个电源的对应的输入端均接入A电源的输出端和B电源的输出端，三个电源的输出端均并联作为输出，达到功率扩展的目的。C电源控制电路通过六根同型号光纤,将正负脉冲信号传递给三个相同的C电源,同步控制输出与停止。所述A电源控制电路、B逆变控制电路、C电源控制电路均采用电流、电压闭环控制，统一由综合控制及显示电路控制。
通过以上控制方案可以实现频率和占空比独立可调，正负脉冲幅值独立可调，直流、单极性脉冲、双极性脉冲实时转换的多种组合工作模式，可以通过改变A电源的输出档位，更改电源输出正脉冲的电压等级，并且配合C电源的并联使用，使得电源既可工作在轰击清洗高电压状态又可工作在镀膜沉积大电流状态。本发明输出的正向脉冲能中和绝缘层上的电荷积累,有效抑制工件打火，负向脉冲进行轰击清洗和沉积，克服了单极性脉冲偏压容易积累电荷的缺点。
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明的范围内。本发明要求的保护范围由所附的权利要求书及其等同物界定。

Claims (9)

1.一种大功率不对称双极性脉冲偏压电源，包括A电源、B电源、C电源，所述C电源分别与A电源、B电源的输出端连接；所述A电源电路、B电源电路的输入端分别与三相380V交流电源经过全桥整流滤波后的输出端连接，其特征为：所述C电源为包括四只可控开关管QC1，QC2，QC3，QC4形成桥臂，所述C电源中每个可控开关管的漏源极之间并联一个续流高频二极管DC1，DC2，DC3，DC4；所述可控开关管控制极与C电源的控制电路连接以控制其导通关断；还包括高频二极管DC5，DC6，滤波电容CC1、CC2、CC3、电阻RC1、RC2,电感LC；RC1与DC5并联后一端与A电源连接，另一端通过电感LC与B电源输出端连接；DC6阴极与CC3串联后接C电源低电位，DC6阳极与DC5阳极连接；电阻RC2一端与DC6阴极连接，另一端与B电源连接；滤波电容CC1一端与高频二极管DC5的阴极连接，另一端接C电源低电位端，同时，滤波电容CC1与A电源输出端连接，CC2接在DC6阳极以及C电源低电位两端；四只可控开关管QC1，QC2，QC3，QC4形成桥臂的具体结构如下：QC1源极与QC2漏极连接，QC3源极与QC4漏极连接，QC2，QC4的源极接C电源低电位，QC1，QC3的漏极接C电源的高电位；通过QC2、QC4的漏极接负载RL。
2.根据权利要求1所述的大功率不对称双极性脉冲偏压电源，其特征为：所述A电源包括DC/AC/DC变换器Ⅰ、DC/AC/DC变换器Ⅱ、DC/AC/DC变换器Ⅲ、A电源挡位切换电路；所述DC/AC/DC变换器Ⅰ、DC/AC/DC变换器Ⅱ、DC/AC/DC变换器Ⅲ的输入端分别与整流滤波电路连接，其输出端分别与A电源挡位切换电路的输入端连接。
3.根据权利要求2所述的大功率不对称双极性脉冲偏压电源，其特征为：所述DC/AC/DC变换器Ⅰ包括全桥逆变器1、高频变压器T1，高频整流器D1,滤波电感L1，滤波电容C1；由Q1a、Q1b、Q1c、Q1d四只IGBT管组成全桥逆变器；所述全桥逆变器输出端与高频变压器T1的原边连接；所述高频变压器T1的副边与高频整流器D1连接；所述高频整流器D1输出与滤波电感L1及滤波电容C1连接。
4.根据权利要求2所述的大功率不对称双极性脉冲偏压电源，其特征为：A电源对应的控制电路通过同步控制DC/AC/DC变换器Ⅰ、DC/AC/DC变换器Ⅱ、DC/AC/DC变换器Ⅲ的输出，使其输出特性完全相同。
5.根据权利要求2所述的大功率不对称双极性脉冲偏压电源，其特征为：所述A电源挡位切换电路包括接触器及控制电路；所述接触器包括三个相同的接触器KM1、KM2、KM3；所述接触器KM1、KM2、KM3分别包括两个常开触点1-2、5-6；所述接触器KM1常开触点端子1与DC/AC/DC变换器Ⅱ输出正极连接；所述接触器KM1常开触点端子5与DC/AC/DC变换器Ⅲ输出正极连接；所述接触器KM1常开触点端子2、常开触点端子6与DC/AC/DC变换器Ⅰ正极一点连接，并作为A电源输出正极；所述接触器KM2常开触点端子1与DC/AC/DC变换器Ⅱ输出正极连接；所述接触器KM2常开触点端子2与DC/AC/DC变换器Ⅰ输出负极连接；所述接触器KM2常开触点端子5与DC/AC/DC变换器Ⅱ输出负极连接；所述接触器KM2常开触点端子6与DC/AC/DC变换器Ⅲ正极连接；所述接触器KM3常开触点端子1与DC/AC/DC变换器Ⅰ负极连接；所述接触器KM3常开触点端子5与DC/AC/DC变换器Ⅱ负极连接；所述接触器KM3常开触点端子2、常开触点端子6及DC/AC/DC变换器Ⅲ负极一点连接,并作为A电源输出负极。
6.根据权利要求1所述的一种大功率不对称双极性脉冲偏压电源，其特征为：所述B电源包括DC/AC/DC变换器Ⅳ，所述DC/AC/DC变换器Ⅳ包括由IGBT管构成的全桥逆变器4，高频变压器TB，高频整流器DB，滤波电感LB，滤波电容CB2；所述高频变压器TB输入端与全桥逆变器4输出端连接；所述高频变压器TB的输出端与高频整流器DB的输入端连接；所述高频整流器DB的输出端与滤波电感LB，滤波电容CB2连接，B电源对应的控制电路通过控制全桥逆变器4实现逆变器中IGBT管的导通关断。
7.根据权利要求6所述的大功率不对称双极性脉冲偏压电源，其特征为：C电源有三种输出模式：直流输出模式、单极性脉冲输出模式、不对称双极性脉冲输出模式，所述直流输出模式为设置电源脉冲占空比为100％，控制A电源的输出电压和电流即可调节C电源的输出电压和电流；所述单极性脉冲输出模式即为C电源输出单极性脉冲，通过改变C电源控制电路输出控制脉冲的周期和占空比改变C电源输出的频率和单极性脉冲的正负脉冲的占空比；所述不对称双极性脉冲输出模式即为通过改变A、B电源的输出幅值就会相应改变C电源输出的双极性脉冲的正负幅值；改变C电源控制电路输出控制脉冲的周期和占空比也就改变了C电源输出的频率和双极性脉冲的正负脉冲的占空比以达到不对称输出的目的。
8.一种大功率不对称双极性脉冲偏压电源的应用方法，包括权利要求1-7任一所述一种大功率不对称双极性脉冲偏压电源，其特征：所述C电源中的DC5隔离二极管阻断可控开关管QC1、QC2高压侧关断时高频二极管DC1、DC4的续流回路，只允许电容CC1及A电源输出端的电解电容CA正极方向充电，二极管DC2、DC3处于开关管QC2、QC3低压侧关断产生的反向电动势导通，一方面通过电容CC2嵌位，多余能量通过二极管DC3及电容CC3嵌位，电容CC3存储能量再由电阻RC2泄放到低压侧B电源输出端的电解电容CB，另一方面，由于电容CC2的容量限制，电感LC在开关管QC2、QC3关断期间产生的反向电动经过周期积累，电容CC2电位将高于B电源输出端的电解电容CB甚至高于电解电容CA，二极管DC3、通过电阻RC2的续流通道将一部分能量消耗在电阻RC2上，另一部分充电到电容CC3再经电阻RC2泄放到低压侧B电源输出端的电解电容CB；所述二极管DC5保证极端情况下电容CC2的电位不会超越A电源输出端的电解电容CA，即保证开关管QC3、QC4低压侧桥臂的安全，而A电源输出端的电解电容CA端电位在开关管QC2、QC3低压侧导通期间通过电阻RC1释放一部分能量到负载端RL来保证A电源输出端的电解电容CA两端的电位稳定；所有泄放到B电源输出端的电解电容CB的能量会在开关管QC2、QC3低压侧导通期间将能量释放到负载端RL。
9.一种应用于真空多弧离子镀或真空磁控溅射离子镀领域的偏压电源，其特征为：该电源包括权利要求1-7任一所述一种大功率不对称双极性脉冲偏压电源。
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