CN110515098A - 抗宽带干扰北斗车载一体机 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种抗宽带干扰北斗车载一体机，由主机和线缆组成，主机内包括抗干扰天线阵元、接收通道模块、功放/合路器、抗干扰模块、发射滤波器、基带信号处理板、电源信息板、电源滤波器等组成；本发明的核心是抗干扰模块，该抗干扰模块采用频域窄带干扰抑制与空时自适应陷波处理级联的方式，即先分别对中频信号进行频域窄带干扰抑制，再将陷波结果再进行空时自适应处理，抑制掉宽带干扰。权衡抗干扰性能、系统复杂程度、可靠性、功耗等多方面因素，本方案采具有同时抗窄带干扰和多个宽带干扰的能力，将干扰对消以后的信号上变频到射频信号，然后可以按照常规的方法对该导航信号进行处理。
Description
技术领域
本发明属于卫星通信技术领域，具体的说是应用于一种抗宽带干扰北斗车载一体机。
背景技术
北斗卫星导航系统(BeiDou Navigation Satellite System)是我国正在实施、自主研发并完 全独立运行的全球卫星导航系统，依靠其服务范围广、定位准确、导航实时性好等优点获得了 国内外越来越多的重视。“北斗二代”卫星导航定位系统是一个双频段的测距系统，其打破了 美国和俄罗斯在全球导航定位的垄断，随着系统的不断完善，必将在我国的国防安全、经济建 设等领域发挥至关重要的作用。
目前市场现有的大规模北斗车载一体机均为不具备抗干扰功能，能够实现RNSS定位、授 时、通信等功能。但由于北斗信号非常弱的特性，使其容易受到外界窄带信号、宽带信号的干 扰或是敌方的蓄意干扰，从而造成北斗接收机的失灵；在有干扰的情况下均可能被欺骗、被干 扰，而导致无法进行RNSS定位或RNSS定位精度偏差较大，该问题的核心为北斗车载一体机 不具备抗干扰功能，不能在有干扰的情况识别正确的北斗信息，将噪声、干扰信号识别并剔除。
发明内容
针对上述的问题，本发明创造的抗干扰北斗车载一体机可实现抗宽带干扰功能，可抗B3 频点和S频点各3个宽带干扰，干扰覆盖B3和S频点100％带宽，B3频点干信比不低于70dB， S频点干信比不低于60dB。
为了实现上述目的，本发明采用的技术方案是：抗宽带干扰北斗车载一体机，所述车载一 体机包括抗干扰天线阵元、接收通道模块、功放/合路器、抗干扰模块、发射滤波器、基带信 号处理板、电源信息板、电源滤波器；其中，
所述抗干扰天线阵元接收卫星导航定位射频信号；
所述抗干扰模块采取频域窄带干扰抑制与空时自适应陷波处理级联的处理方式，将干扰对 消以后的信号上变频到射频信号，然后按照常规的方法对该射频信号进行处理；
所述功放/合路器模块具有对RDSS-L发射信号的功率放大功能，所述功放/合路器模块中 设有发射铝箔器，将RDSS-L的发送射频信号送到抗干扰天线完成功率放大并发射；
所述基带信号处理板对所述定位射频信号进行集中处理，经射频前端的下变频、数字化、 基带信号处理后提取出各种观测量，完成对接收信号的捕获、跟踪、导航电文解调、时差测量 任务，进而完成PVT解算；
所述电源信息板上的供电电源直接通过电源模块馈入功率放大器，通过发射使能实现发射 的同时发射通道打开；
所述电源模块将外部供电电源转化为电源信息板上的供电电源。
进一步的，所述抗干扰天线阵元接收到的卫星导航定位射频信号为RNSS-B1、RNSS-B3 和RDSS_S频点的卫星导航定位射频信号，对RDSS-S和RNSS-B3两种导航射频信号分别采 用了四阵元接收阵列天线接收。
本发明还提供上述车载一体机的抗干扰方法，天线阵元接收到的S及B3频点每个频点的 4路中频模拟信号经A/D变换为数字中频信号，进入抗干扰处理单元，先对窄带干扰进行抑制， 然后将窄带抑制后的4通道数字中频信号进行空时联合自适应滤波，对宽带干扰抑进行抑制， 然后经数字AGC处理，形成幅度恒定的数字基带信号，经D/A变换中频模拟信号，然后进行 上变频，并输出给基带信号处理板。通过调整天线阵各单元的权值控制天线方向图，抗干扰天 线在多个干扰方向上同时产生零陷，实现干扰的有效抑制。
进一步的，所述将窄带抑制后的4通道数字中频信号进行空时联合自适应滤波对宽带干扰 抑进行抑制分为两种情况：约束空时自适应处理算法和无约束空时自适应处理算法，其中，无 约束空时自适应算法不需要任何先验知识，使增益零点指向干扰来向，当外部无干扰时，它将 建立起近乎均匀半球的增益方向图；约束空时自适应算法需要已知卫星的位置信息、卫星接收 机位置信息以及接收天线姿态信息，使天线阵产生多个窄波束，分别指向并跟踪每颗目标卫星， 同时，天线方向图的零点仍指向外部干扰来向。
进一步的，所述约束空时自适应处理算法的具体过程如下：
首先，构建以下算法模型：设定天线阵共有M个阵元，每个阵元通道后有一个N阶FIR 滤波器，FIR滤波器各抽头输入信号{wmn}，m＝1,2,...,M，n＝1,2,...,N为空时二维权系数；
令M个阵元的接收信号分别表示为x1(n),...,xM(n)，则阵元m后的FIR各抽头输入信号为 xm1(n)＝xm(n)，xm2(n)＝xm(n-1)，......，xmN(n)＝xm(n-N+1)；
用X表示输入信号矩阵为
X＝[x11,x12,...,x1N,x21,x22,...,x2N,...,xM1,xM2,...,xMN]T (1)
用MN×1维向量w表示权矢量，则
w＝[w11,w12,...,w1N,w21,...,w2N,...,wM1,...,wMN]T (2)
各阵元接收数据的协方差矩阵表示为R＝E[XXH]，由线性约束最小方差准则，描述为以 下最优化问题
若ωs，ωt分别表示空间归一化频率和时间归一化频率，表示可罗奈克积(Kronecker product)，则空时二维导向矢量S可写成：
其中，空间导向矢量Ss和时间导向矢量St分别表示为：
公式(3)的最优解即为输出信干噪比最大，利用拉格朗日乘子法推导出最优空时处理器 的解为
利用自适应方法求解上式；
然后，设定K个约束，选择K与通道延时单元数N相同，得到第k个约束方程为：
第k个约束是当角频率为ωk的单位平面波以θk入射到阵时，阵的输出为bk，有K个线性 约束的最小方差LCMV优化方程为：
其中，约束矩阵C＝[c1,c2,...,cK]，输出响应矢量b＝[b1,b2,...,bK]T；
利用拉格朗日乘子法可以推导出多约束最小方差处理器的解为
wopt＝R-1C(CHR-1C)-1b (11)；
将R表示为如下形式：
R写成M×M个子阵形式，每个子阵包含N×N个元素；主对角线上子阵 都是Hermite型Toeplitz矩阵，利用相关矩阵的上述性质简化处理 过程。
进一步的，所述无约束空时自适应算法的最佳化准则是使滤波器输出功率最小，即 具体过程如下：
首先，构建以下算法模型：设定天线阵共有M个阵元，第一阵元通道作为主通道，第二 至M通道作为辅助通道，每个辅助通道后有一个N阶FIR滤波器，令输入信号为 x1(n),...,xM(n)，则阵元m后的FIR各抽头输入信号为xm1(n)＝xm(n)，xm2(n)＝xm(n-1)，......， xmN(n)＝xm(n-N+1)；
用X表示输入信号矩阵为
X＝[x1,x21,x22,...,x2N,...,xM1,xM2,...,xMN]T (16)
滤波器系数表示为{wmn}，m＝2,...,M，n＝1,2,...,N为空时二维权系数；用MN×1维向 量w表示处理器权矢量，则
W＝[w21,...,w2N,...,wM1,...,wMN]T (17)
最佳化准则可以归结为如下的无约束最佳化问题：
式中X1＝x1(n)，数据长度 为L，X1为1×L的矢量，
Pout取最小值的最佳权Wopt可由令Pout对W的梯度为零求得：
得到Wopt应满足的方程为
上式称为正规方程；当为满秩时，正规方程有唯一解
即为无约束空时自适应算法的最优解；
将表示为如下形式：
写成(M-1)×(M-1)子阵形式，每个子阵包含N×N个元素，利用相关矩阵的 上述性质简化处理过程。
进一步的，所述频域窄带干扰抑制的具体过程为：
首先，对输入的时域信号进行FFT变换；
其次，对变换后得到的信号进行加窗处理，再进行DFT变换；
最后，在频域进行干扰检测，对经干扰谱线处理之后进行逆变换IDFT，以减弱和抑制窄 带干扰。
本发明还提供用于抗宽带干扰北斗车载一体机的抗干扰模块，所述抗干扰模块包括包括数 字信号采集单元、抗干扰处理单元、抗干扰滤波单元、接口通信单元、电源单元；采用抗干扰 中频单元接收4路RDSS S中频模拟信号和4路RNSS B3中频模拟信号，所述数字信号采集 单元实现模拟信号数字化，并将数字化的信号发送给抗干扰处理单元，所述抗干扰处理单元根 据接收的数字信号实现抗干扰运算；所述抗干扰滤波单元实现信号的空时域滤波处理；
所述接口通信单元实现抗干扰处理单元的调试信息接口输出，电源单元实现板上所有电源 的转换和分配。
进一步的，所述抗干扰处理单元采取频域窄带干扰抑制与空时自适应陷波处理级联的处理 方式，将干扰对消以后的信号，上变频到射频信号，然后按照常规的方法对射频信号进行处理。
本发明具有如下有益效果：
与现有技术相比，本发明的核心技术是自适应处理(STAP)算法，自适应处理(STAP)算法通 过空时联合处理多阵元(空域)与多个时域接收到的数据，使干扰抑制在空时二维空间中进行。 该技术利用干扰与有用信号空间角度的相互独立，可将目标与干扰有效地分离出来，实现滤波。 空时自适应处理技术克服了空域滤波的不足，在不增加阵元的前提下，提高了阵面的自由度。
基于上述算法，本发明提供的抗干扰模块以及车载一体机可实现抗宽带干扰功能，可抗 B3频点和S频点各3个宽带干扰，干扰覆盖B3和S频点100％带宽(干扰信号和信号来向不 小于30°)，B3频点干信比不低于70dB，S频点干信比不低于60dB。较之前的北斗车载一体 机有较大的实用性进步，能够在干扰的环境中为用户提供基于北斗卫星的定位、导航、通信等 服务。
附图说明
图1是本发明提供的抗宽带干扰北斗车载一体机整机外形示意图；
图2是导航设备原理框图；
图3是时域功率检测方法示意图；
图4是抗干扰处理单元组成框图(以单个频点为例)；
图5是本发明抗干扰处理单元硬件结构示意图；
图6是配置连接电路图；
图7是芯片AD9653结构图；
图8是ADC输入模拟信号调理电路结构图；
图9是输入模拟信号调理电路结构图；
图10是芯片AD9707原理框图；
图11是DAC输出信号调理电路结构图；
图12是约束空时自适应算法模型结构图；
图13是无约束空时算法模型结构图；
图14是抗干扰模块的结构示意图；
图15是频域窄带干扰抑制原理图；
图16是基于DFT的窄带干扰抑制算法结构图；
图17是为常用的窗函数时域波形及其功率谱图。
具体实施方式
现将结合图1-14，对本发明的技术方案进行完整的描述。以下描述仅仅是本发明的一部分 实施案例而已，并非全部。基于本发明中的实施案例，本领域技术人员在没有作出创造性劳动 的前提下所获得的所有其他实施案例，都属于本发明的权利保护范围之内。
实施例1
本发明提供一种抗干扰北斗车载一体机，其采用一体式结构设计，由主机和线缆组成，主 机图为图1，主机内包括抗干扰天线阵元、接收通道模块、功放/合路器、抗干扰模块、发射滤 波器、基带信号处理板、电源信息板、电源滤波器等组成。
抗干扰天线阵元接收RNSS-B1、RNSS-B3和RDSS_S等频点卫星导航定位射频信号，对 RDSS-S和RNSS-B3两种导航射频信号分别采用了四阵元接收阵列天线接收，经过低躁声放 大器(LNA)放大，然后对四路导航信号一次下变频、带通滤波、放大和自动增益控制后变为 模拟中频信号。
天线阵元接收到的S及B3频点每个频点的4路中频模拟信号经A/D变换为数字中频信号， 进入抗干扰处理单元，先对窄带干扰进行抑制，然后将窄带抑制后的4通道数字中频信号进行 空时联合自适应滤波，将宽带干扰抑制掉，然后经数字AGC处理，形成幅度恒定的数字基带 (I/Q)信号，经D/A变换中频模拟信号，然后进行上变频，并输出给基带信号处理板。通过 调整天线阵各单元的权值控制天线方向图，抗干扰天线在多个干扰方向上同时产生零陷，实现 干扰的有效抑制，从而提高输出信干噪比。需要注意的是，由于窄带干扰有可能与有用信号来 向相同，如果直接在该干扰方向形成零陷，则会将该方向上的有用卫星信号一同抑制掉。为了 解决这个问题，需要采用频域窄带干扰抑制与空时自适应陷波处理级联的方式，即先分别对中 频信号进行频域窄带干扰抑制，抑制掉窄带干扰后，将陷波结果再进行空时自适应处理，抑制 掉宽带干扰。权衡抗干扰性能、系统复杂程度、可靠性、功耗等多方面因素，本方案采取频域 窄带干扰抑制与空时自适应陷波处理级联的处理方式，具有同时抗窄带干扰和多个宽带干扰的 能力。将干扰对消以后的信号，还需要上变频到射频信号，然后则可以按照常规的方法对该导 航信号进行处理。
功放/合路器模块具有对RDSS-L发射信号的功率放大功能，将RDSS-L的发送射频信号 送到抗干扰天线完成功率放大并发射。电源信息板上的28V供电电源直接通过电源模块馈入 功率放大器，通过发射使能实现发射瞬间的发射通道打开。
基带信号处理板集中处理RNSS-B1、RNSS-B3和RDSS-S三路信号。经过射频前端的下 变频、数字化、基带信号处理后提取出各种观测量，完成对接收信号的捕获、跟踪、导航电文 解调、时差测量等任务，进而完成PVT解算。同时，对要发送的基带数据进行扩频处理，并 上变频至L波段，生成射频信号输出。本处理单元具有B3、B1频点RNSS定位、以及上述频点联合定位功能，可保证指挥车辆在中等起伏路面机动中可靠定位。本单元同时具有RNSS信 号的精密测距码直接捕获和引导捕获两种方式、导航电文转换及解密、1PPS输出功能。本处 理单元具有基于RDSS的定位、通信与指挥功能。能够按《BD-2RDSS通信协议》实现报文通信功能，支持位置报告，向下属用户通播通信信息，支持用户容量200个。定位结果及观测量结果通过串行口以标准协议格式输出至设备外部接口，整机的功能原理如图2所示。
实施例2
本发明的关键在于抗干扰模块，下面详细阐述抗干扰模块的设计：
·抗干扰模块设计
工作原理：
在电子对抗环境中，卫星导航接收机接收信号动态范围大，其在射频放大环节极易因输入 信号过大，而产生严重非线性失真，为保证接收机在电子对抗环境下正常接收不失真信号，并 达到有效抑制干扰的目的，通常需要设计大动态范围的自动增益控制系统来实现电平恒定或在 较小范围内波动。一般传统的接收机都采用的是反馈型模拟AGC电路，尽管反馈型模拟AGC 电路增益控制较为精确，但反馈型模拟AGC电路响应时间慢，不适用复杂快变的干扰环境。
为了保证增益控制电路的快速收敛速度、稳定性以及可靠性，考虑到数字技术高可靠性、 强灵活性等优点，因而，本方案采用把增益控制引入到数字域。在对参考通道输出采样后，在 FPGA中进行检波处理，这样便于对信号进行降噪处理和采用更加灵活有效的控制算法，以便 准确及时地输出1bit衰减器控制信号，控制干扰对消通道的信号电平。
功率检测方法是一种对未知信号检测的有效检测方法，在没有干扰信号任何先验信息，干 扰功率明显高于噪声功率谱时常采用，如图3所示。功率检测方法在有无干扰情况下，根据接 收信号功率大小不同，作出干扰判决。功率检测算法对干扰信号类型不作限制，因此，不需要 接收干扰信号的先验信息，且可以通过长时间的积累达到非常理想的检测效果。
抗干扰模块组成：
抗干扰处理模块S频点和B1/B3频点的抗干扰处理模块组成相同，均包含4通道并行接 收模块、基带抗干扰处理模块和一个上变频通道模块。
1)下变频通道单元
下变频通道单元由S/B3射频模块组成，将天线接收到的射频信号(包含卫星信号和干扰 信号)进行下变频。
2)抗干扰处理单元
基于频域窄带干扰抑制算法和空时自适应处理算法，完成S频点和B3频点的窄带和宽带 压制式干扰的有效抑制，得到干扰抑制后的中频信号。
3)上变频通道单元
上变频通道单元主要完成上变频功能，将干扰对消后的中频信号变回到射频。
抗干扰模块硬件设计：
抗干扰模块硬件包括数字信号采集、抗干扰处理、抗干扰滤波、接口通信模块、电源模块。 抗干扰中频单元接收4路RDSS S中频模拟信号和4路RNSS B3中频模拟信号，数字信号采 集实现模拟信号数字化；抗干扰处理根据接收的数字信号实现抗干扰运算；抗干扰滤波模块实 现信号的空时域滤波处理；接口通信模块实现抗干扰处理单元的调试信息接口输出，电源模块 实现板上所有电源的转换和分配。抗干扰处理单元硬件电路结构如图5所示，由测试口、时钟 分配单元、ADC单元、FPGA单元、DSP单元、电源模块等组成。
现将一些重要的电路设计叙述如下：
a)硬件可编程处理器(FPGA)单元设计
抗干扰模块的核心处理器件为大规模FGPA，主要用于完成窄带干扰抑制、空时权值计算、 空时宽带干扰对消等功能。其特点是并行运算量大，消耗的存储资源和乘法器资源大。
1)芯片选型
专用处理器作为基带信号处理模块的核心，采用Xilinx的K7系列FPGA。Xilinx系列FPGA 相关硬件电路设计技术和硬件描述语言开发技术相对成熟，采用Xilinx系列FPGA可以有效 缩短开发周期。从低功耗要求的角度考虑，Xilinx的K7系列FPGA核电压1V，功耗低。综合 考虑资源等因素，选用较适合基带信号处理的XC7K325T-2FFG676I作为专用处理器，其主要 特性如下：
内核电压1.0V，IO电压支持1.2V～2.5V；
12层金属、65nm CMOS的先进工艺；
50950Slices；
840DSP48E Slices；
集成了16020Kbit的BlockRAM资源；
可配置的用户I/O达400个；
先进的数控阻抗(DCI)I/O端接技术；
差分输入时钟树架构；
灵活的加载配置选项；
强大的软件支持。
2)配置加载电路设计
配置加载电路选用Xilinx公司的可重复写入和擦除的Flash芯片XCF128XFTG64C的主要 特性如下：
1.8V核电压，3.3V I/O电压；
在线系统可编程PROM，供电电流最大值53mA；
配置模式：并行(最大800Mbps)配置；
128Mbit存储容量；
64pinBGA封装；
工作温度范围：-40℃到85℃。
电路配置连接如图6所示。
b)ADC电路
KGR卫星下变频信号对ADC有较高的性能要求。这里针对KGR下变频信号给出ADC方案。
1)芯片选型
AD转换器选用ADI公司的工业级芯片AD9653。该芯片功能框图如图7，该芯片的主要 特性如下：
+1.8V电源供电；
典型功耗：每通道164mW(125MSPS)；
四通道ADC，16bit分辨率；
650MHz全功率模拟带宽；
70MHz中频采样信噪比典型值：76.5dBFS；
差分输入电压范围：2Vpp(支持2.6Vpp)；
输出：二进制补码；
工作温度范围：-40℃～+85℃。
2)ADC输入模拟信号调理电路设计
ADC输入模拟信号调理电路如图8所示。
为使放大器获得较好的抗噪声性能，设计使用变压器实现模拟信号的差分输入。ADC的 VCM端接在变压器副方的中点处实现对输入模拟信号的偏置。变压器选取Mini-Circuits公司 的ADT1-1WT，该芯片的主要特性如下：
变压比1:1；
频率范围：0.4MHz～800MHz；
幅度失衡：典型值0.1dB；
1dB带宽相位失衡典型值：1deg；
1dB插入损耗：1～400MHz。
3)ADC采样时钟电路设计
ADC输入时钟信号调理电路如图9所示。
当时钟频率在200M以下时，选用上图中电路作为时钟电路方案。此处变压器同样选用 ADT1-1WT。两片ADC芯片的时钟由时钟驱动器CY2304的两路输出分别供给。详见时钟产 生单元设计。
c)DAC电路
1)芯片选型
D/A转换电路负责将FPGA输出的干扰对消后的数字中频信号转换为模拟中频信号。拟采 用工业极低功耗的器件AD9707，其主要技术指标如下：
(1)分辨率：14bit
(2)最大采样率：175MSPS
(3)SFDR：75dB@20MHz输出
(4)功耗：≤50mW(采样率为62MSPS时)
(5)电源：模拟1.8V/数字1.8～3.3V
(6)工作温度范围：-40℃～+85℃。
2)DAC输出信号调理电路设计
DAC输出信号调理电路如图11所示。
d)时钟产生单元
1)基本功能与组成
系统时钟子单元为ADC、DAC和FPGA提供差分时钟。考虑到各个器件时钟之间的同步 性要求，以射频模块分别提供的62MHz和124MHz时钟信号为基准，分别经过两片时钟驱动 芯片各扇出四路和两路时钟信号，分别输出给ADC、DAC和FPGA
2)系统时钟需求分析
ADC
采样速率：20MSPS～80MSPS；
支持LVPECL差分时钟输入；
时钟波形为方波或正弦波；
输入时钟幅度：≤3.6VPP；
占空比典型值：50％。
DAC
最大时钟速率：175MSPS；
输入差分时钟摆幅：0.5VPP～1.5VPP；
占空比：40％～60％。
FPGA
全局时钟输入支持LVPECL电平标准。
3)芯片选型
时钟驱动器选择CYPRESS公司的CY2CP1504，该芯片的主要特性如下：
2.5V供电；
输出频率范围：≤250MHz；
输出偏斜最大值：30ps；
附加相位抖动最大值：0.1ps(rms)；
工作温度范围：-40℃～+80℃。
4)芯片电源设计
为保证芯片性能，并考虑与ADC和DAC等模拟器件的电源隔离，芯片的电源由+5V独立变换得到。
实施例3
基于上述抗干扰模块，实现一体机抗干扰的软件算法是重要核心所在，现将抗干扰算法阐 述如下：
宽带干扰抑制算法
空时自适应处理(STAP)是通过空时联合处理多阵元(空域)与多个时域接收到的数据，使干 扰抑制在空时二维空间中进行。该技术利用干扰与有用信号空间角度的相互独立，可将目标与 干扰有效地分离出来，实现滤波。空时自适应处理技术克服了空域滤波的不足，在不增加阵元 的前提下，提高了阵面的自由度。抗干扰模块的关键技术就是空时自适应滤波技术。
按照是否知道卫星方向的先验信息来区分，空时自适应算法分为有约束和无约束两种。无 约束空时自适应算法不需要任何先验知识，能使增益零点指向干扰来向，当外部无干扰时，它 将建立起近乎均匀半球的增益方向图；约束空时自适应算法需要已知卫星的位置信息、卫星接 收机位置信息以及接收天线姿态信息，它使天线阵产生多个窄波束，分别指向并跟踪每颗目标 卫星，同时，天线方向图的零点仍指向外部干扰来向。
1)约束空时自适应处理
约束空时自适应处理算法的思想是将一维的空域滤波推广到时间与空间的二维域中，形成 空时二维处理的结构。Brenan首先提出了空时二维处理的思想，在高斯杂波背景加确知信号的 模型下，根据似然比检测理论导出了一种空时二维处理自适应处理结构，称为“最优处理器”。
约束空时自适应算法处理结构如下图所示。天线阵共有M个阵元，每个阵元通道后有一 个N阶FIR滤波器，FIR滤波器各抽头输入信号如图12所示。
图12中，{wmn}，m＝1,2,...,M，n＝1,2,...,N为空时二维权系数。每个节拍的时间延时T， 要求T小于1/B，B为信号带宽；每个阵元信号总的延时长度(N-1)T，要求能够包括不同的 多径延时。令M个阵元的接收信号分别表示为x1(n),...,xM(n)，则阵元m后的FIR各抽头输入信 号为xm1(n)＝xm(n)，xm2(n)＝xm(n-1)，......，xmN(n)＝xm(n-N+1)。用X表示输入信号矩阵 为
X＝[x11,x12,...,x1N,x21,x22,...,x2N,...,xM1,xM2,...,xMN]T (1)
用MN×1维向量w表示处理器权矢量，则
w＝[w11,w12,...,w1N,w21,...,w2N,...,wM1,...,wMN]T (2)
各阵元接收数据的协方差矩阵可表示为R＝E[XXH](MN×MN维)，由线性约束最小方差 准则，该处理器可以描述为以下最优化问题
若ωs，ωt分别表示空间归一化频率和时间归一化频率，表示可罗奈克积(Kronecker product)，则空时二维导向矢量S可写成：
其中，空间导向矢量Ss和时间导向矢量St分别表示为：
公式(3)的最优化问题就是使输出中剩余干扰和噪声的功率最小，由于最优权矢量并不改变 目标信号的功率大小，因此它等价于使输出信干噪比最大。利用拉格朗日乘子法可以推导出最 优空时处理器的解为
一系列成熟的自适应方法均可用于对上式的自适应求解。
对于宽带多线性约束最小方差处理器，设定K个约束，选择K与通道延时单元数N相同。 第1个约束是当角频率为ω1的单位平面波以θ1入射到阵时，阵的输出(即阵的响应)为b1，则 第1个约束可写为
其中第k个约束是当角频率为ωk的单位平面波以θk入射到阵时，阵的输出(即 阵的响应)为bk，可以得到第k个约束方程为：
由此，有K个线性约束的最小方差(LCMV)优化方程为：
其中，约束矩阵C＝[c1,c2,...,cK]，输出响应矢量b＝[b1,b2,...,bK]T。利用拉格朗日乘子法可以推 导出多约束最小方差处理器的解为
wopt＝R-1C(CHR-1C)-1b (11)
由此可见，对于b＝1的单个约束情况，式(11)可以写公式(8)的形式。
复输入信号矢量X的相关矩阵R具有下列性质：
⑴埃尔米Hermite特性，
RH＝R (12)
因为
RH＝[E{XXH}]H＝E{[XXH]H}＝E{XXH}＝R (13)
⑵非负定性，即对任何非零矢量V均有
VHRV≥0 (14)
实际上，VHRV＝E{VHXXHV}＝E{(XHV)HXHV}＝E{|XHV|2}≥0。
⑶分块Toeplitz性质，即子阵的主对角线和平行于主对角线的各对角线上的元素相等。可 以将R表示为如下形式：
R写成M×M个子阵形式，每个子阵包含N×N个元素。主对角线上子阵 都是Hermite型Toeplitz矩阵，即子阵内元素复共轭对称，并且主对角线和 平行于主对角线的各对角线上的元素相等；下三角子阵 都是一般的Toeplitz矩阵，即子阵内主对角线和平行于主对角线的各对角线上的元素 相等。
因此，在实现时可以利用相关矩阵的上述性质简化处理过程。
2)无约束空时自适应处理
无约束空时自适应算法应用在无先验知识的情况下，即有用信号和干扰信号的来波方向未 知。无约束空时自适应算法的最佳化准则是使滤波器输出功率最小，即无 约束空时处理结构如图13所示。
天线阵共有M个阵元，第一阵元通道作为主通道，第二至M通道作为辅助通道，每个辅 助通道后有一个N阶FIR滤波器，令输入信号为x1(n),...,xM(n)，则阵元m后的FIR各抽头输入 信号为xm1(n)＝xm(n)，xm2(n)＝xm(n-1)，......，xmN(n)＝xm(n-N+1)。用X表示输入信号矩 阵为
X＝[x1,x21,x22,...,x2N,...,xM1,xM2,...,xMN]T (16)
滤波器系数表示为{wmn}，m＝2,...,M，n＝1,2,...,N为空时二维权系数。用MN×1维向量w表 示处理器权矢量，则
W＝[w21,...,w2N,...,wM1,...,wMN]T (17)
最佳化准则可以归结为如下的无约束最佳化问题：
式中X1＝x1(n)，数据长度为L， X1为1×L的矢量，
Pout取最小值的最佳权Wopt可由令Pout对W的梯度为零求得：
可得到Wopt应满足的方程为
上式称为正规方程。当为满秩时，正规方程有唯一解
这就是无约束空时自适应算法的最优解。
复输入信号矢量XM的相关矩阵具有下列性质：
⑴埃尔米Hermite特性，
因为
⑵非负定性，即对任何非零矢量V均有
实际上，
⑶分块Toeplitz性质，即子阵的主对角线和平行于主对角线的各对角线上的元素相等。可 以将表示为如下形式：
写成(M-1)×(M-1)子阵形式，每个子阵包含N×N个元素。主对角线上子阵都是Hermite型Toeplitz矩阵，即子阵内元素复共轭对称，并且主对角线和平行于主对角线的各对角线上的元素相等；下三角子阵 都是一般的Toeplitz矩阵，即子阵内主对角线和平行于主 对角线的各对角线上的元素相等。因此，在实现时可以利用相关矩阵的上述性质简化处 理过程。
频域窄带干扰抑制算法
频域窄带干扰抑制处理方法首先需要准确的得到输入信号的频谱，最常用的方法是对输入 的时域信号进行FFT变换，典型的频域窄带干扰干扰抑制原理图如图15所示。
频域干扰抑制不需要收敛过程，能对快变干扰迅速作出反应，且对干扰的模型不敏感。频 域窄带干扰抑制利用了扩频信号和噪声的频谱在整个带宽内平坦的特性。当导航信号中存在强 窄带干扰时，干扰谱线在频域很容易检测出来。因此频域干扰抑制非常适于处理多窄带干扰和 具有一定带宽的窄带干扰。
基于DFT变换的窄带干扰抑制接收机如下图所示。首先对接收信号进行加窗处理，然后 做DFT变换，在频域进行干扰检测，对存在干扰的谱线进行适当处理，以减弱和抑制窄带干 扰。经干扰谱线处理之后进行逆变换IDFT，完成捕获、跟踪，实现定位、测速等功能。
由图16可以看出，频域窄带干扰抑制，首先要对时域信号加窗处理以减少DFT变换的频 谱泄漏，长度为N的信号x(n)离散傅立叶变换为：
DFT隐含着对输入信号加矩型窗截断和周期延拓。矩形窗不会对有用信号产生失真，但 其旁瓣衰减只有-13dB，如果周期延拓后的信号边界出现“阶跃”，必然会导致DFT变换后信号 频谱泄漏。当接收信号中存在强窄带干扰时，干扰能量在旁瓣的泄漏会污染临近的频点。因此， 为了减小干扰的频谱泄漏，需要对信号加窗，以平滑截断序列的边界，降低干扰能量旁瓣泄漏， 即对需要DFT变换的信号序列加权后再进行变换：
其中w(n)为窗函数。
常用窗函数有汉明窗、汉宁窗、布莱克曼窗等，下图为常用窗函数时域波形及其功率谱。
可以看出，窗函数的旁瓣较不加窗有明显的改善，经WDFT将时域信号变换到频域后，更 有利于进行干扰谱线的检测和处理。由于汉宁窗谱的旁瓣相对较高，其泄漏非常严重。加汉明 窗情况稍微改善，布莱克曼窗频谱泄露最小，通过以上分析，在高干噪比下对输入信号加布莱 克曼窗会明显减少谱的泄漏，有利于保留有用信号。本方案中采用加布莱克曼窗的方案。
本专利的技术关键点为宽带干扰抑制算法及抗干扰模块硬件设计。
空时自适应处理(STAP)是通过空时联合处理多阵元(空域)与多个时域接收到的数据，使干 扰抑制在空时二维空间中进行。该技术利用干扰与有用信号空间角度的相互独立，可将目标与 干扰有效地分离出来，实现滤波。空时自适应处理技术克服了空域滤波的不足，在不增加阵元 的前提下，提高了阵面的自由度。抗干扰扩频接收机的关键技术就是空时自适应滤波技术。
按照是否知道卫星方向的先验信息来区分，空时自适应算法分为有约束和无约束两种。无 约束空时自适应算法不需要任何先验知识，能使增益零点指向干扰来向，当外部无干扰时，它 将建立起近乎均匀半球的增益方向图；约束空时自适应算法需要已知卫星的位置信息、卫星接 收机位置信息以及接收天线姿态信息，它使天线阵产生多个窄波束，分别指向并跟踪每颗目标 卫星，同时，天线方向图的零点仍指向外部干扰来向。
约束空时自适应处理算法的思想是将一维的空域滤波推广到时间与空间的二维域中，形成 空时二维处理的结构。Brenan首先提出了空时二维处理的思想，在高斯杂波背景加确知信号的 模型下，根据似然比检测理论导出了一种空时二维处理自适应处理结构，称为“最优处理器”。
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该 了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理， 在不脱离本发明精神和范围的前下，本发明还会有各种变化和改进，本发明要求保护范围由所 附的权利要求书、说明书及其等效物界定。
Claims (9)
1.抗宽带干扰北斗车载一体机，其特征在于，所述车载一体机包括抗干扰天线阵元、接收通道模块、功放/合路器、抗干扰模块、发射滤波器、基带信号处理板、电源信息板、电源滤波器；其中，
所述抗干扰天线阵元接收卫星导航定位射频信号；
所述抗干扰模块采取频域窄带干扰抑制与空时自适应陷波处理级联的处理方式，将干扰对消以后的信号上变频到射频信号，然后按照常规的方法对该射频信号进行处理；
所述功放/合路器模块具有对RDSS-L发射信号的功率放大功能，所述功放/合路器模块中设有发射滤波器，将RDSS-L的发送射频信号送到抗干扰天线完成功率放大并发射；
所述基带信号处理板对所述定位射频信号进行集中处理，经射频前端的下变频、数字化、基带信号处理后提取出各种观测量，完成对接收信号的捕获、跟踪、导航电文解调、时差测量任务，进而完成PVT解算；
所述电源信息板上的供电电源直接通过电源模块馈入功率放大器，通过发射使能实现发射的同时发射通道打开；
所述电源滤波器将外部供电电源转化为电源信息板上的供电电源。
2.根据权利要求1所述的抗宽带干扰北斗车载一体机，其特征在于，所述抗干扰天线阵元接收到的卫星导航定位射频信号为RNSS-B1、RNSS-B3和RDSS_S频点的卫星导航定位射频信号，对RDSS-S和RNSS-B3两种导航射频信号分别采用了四阵元接收阵列天线接收。
3.如权利要求1所述抗宽带干扰北斗车载一体机的抗干扰方法，其特征在于，天线阵元接收到的S及B3频点每个频点的4路中频模拟信号经A/D变换为数字中频信号，进入抗干扰处理单元，先对窄带干扰进行抑制，然后将窄带抑制后的4通道数字中频信号进行空时联合自适应滤波，对宽带干扰抑进行抑制，然后经数字AGC处理，形成幅度恒定的数字基带信号，经D/A变换中频模拟信号，然后进行上变频，并输出给基带信号处理板；通过调整天线阵各单元的权值控制天线方向图，抗干扰天线在多个干扰方向上同时产生零陷，实现干扰的有效抑制。
4.根据权利要求3所述的抗干扰方法，其特征在于，所述将窄带抑制后的4通道数字中频信号进行空时联合自适应滤波对宽带干扰抑进行抑制分为两种情况：约束空时自适应处理算法和无约束空时自适应处理算法，其中，无约束空时自适应算法不需要任何先验知识，使增益零点指向干扰来向，当外部无干扰时，它将建立起近乎均匀半球的增益方向图；约束空时自适应算法需要已知卫星的位置信息、卫星接收机位置信息以及接收天线姿态信息，使天线阵产生多个窄波束，分别指向并跟踪每颗目标卫星，同时，天线方向图的零点仍指向外部干扰来向。
5.如权利要求4的抗干扰方法，其特征在于，所述约束空时自适应处理算法的具体过程如下：
首先，构建以下算法模型：设定天线阵共有M个阵元，每个阵元通道后有一个N阶FIR 滤波器，FIR滤波器各抽头输入信号{wmn}，m＝1,2,...,M，n＝1,2,...,N为空时二维权系数；
令M个阵元的接收信号分别表示为x1(n),...,xM(n)，则阵元m后的FIR各抽头输入信号为xm1(n)＝xm(n)，xm2(n)＝xm(n-1)，……，xmN(n)＝xm(n-N+1)；
用X表示输入信号矩阵为X＝[x11,x12,...,x1N,x21,x22,...,x2N,...,xM1,xM2,...,xMN]T (1)
用MN×1维向量w表示权矢量，则
w＝[w11,w12,...,w1N,w21,...,w2N,...,wM1,...,wMN]T (2)
各阵元接收数据的协方差矩阵表示为R＝E[XXH]，由线性约束最小方差准则，描述为以下最优化问题
若ωs，ωt分别表示空间归一化频率和时间归一化频率，表示可罗奈克积(Kroneckerproduct)，则空时二维导向矢量S可写成：
其中，空间导向矢量Ss和时间导向矢量St分别表示为：
公式(3)的最优解即为输出信干噪比最大，利用拉格朗日乘子法推导出最优空时的解为
利用自适应方法求解上式；
然后，设定K个约束，选择K与通道延时单元数N相同，得到第k个约束方程为：
第k个约束是当角频率为ωk的单位平面波以θk入射到阵时，阵的输出为bk，有K个线性约束的最小方差LCMV优化方程为：
其中，约束矩阵C＝[c1,c2,...,cK]，输出响应矢量b＝[b1,b2,...,bK]T；
利用拉格朗日乘子法可以推导出多约束最小方差的解为
wopt＝R-1C(CHR-1C)-1b (10)；
将R表示为如下形式：
R写成M×M个子阵形式，每个子阵包含N×N个元素；主对角线上子阵 都是Hermite型Toeplitz矩阵，利用相关矩阵的上述性质简化处理过程。
6.如权利要求4所述的抗干扰方法，其特征在于，所述无约束空时自适应算法的最佳化准则是使滤波器输出功率最小，即具体过程如下：
首先，构建以下算法模型：设定天线阵共有M个阵元，第一阵元通道作为主通道，第二至M通道作为辅助通道，每个辅助通道后有一个N阶FIR滤波器，令输入信号为x1(n),...,xM(n)，则阵元m后的FIR各抽头输入信号为xm1(n)＝xm(n)，xm2(n)＝xm(n-1)，......，xmN(n)＝xm(n-N+1)；
用X表示输入信号矩阵为
X＝[x1,x21,x22,...,x2N,...,xM1,xM2,...,xMN]T（16）
滤波器系数表示为{wmn}，m＝2,...,M，n＝1,2,...,N为空时二维权系数；用MN×1维向量w表示处理器权矢量，则
W＝[w21,...,w2N,...,wM1,...,wMN]T（17）
最佳化准则可以归结为如下的无约束最佳化问题：
长度为L，X1为1×L的矢量，
Pout取最小值的最佳权Wopt可由令Pout对W的梯度为零求得：
得到Wopt应满足的方程为
上式称为正规方程；当为满秩时，正规方程有唯一解
即为无约束空时自适应算法的最优解；
将表示为如下形式：
写成(M-1)×(M-1)子阵形式，每个子阵包含N×N个元素，利用相关矩阵的上述性质简化处理过程。
7.如权利要求4至6任一项所述的抗干扰方法，其特征在于，所述频域窄带干扰抑制的具体过程为：
首先，对输入的时域信号进行FFT变换；
其次，对变换后得到的信号进行加窗处理，再进行DFT变换；
最后，在频域进行干扰检测，对经干扰谱线处理之后进行逆变换IDFT，以减弱和抑制窄带干扰。
8.用于抗宽带干扰北斗车载一体机的抗干扰模块，其特征在于，所述抗干扰模块包括包括数字信号采集单元、抗干扰处理单元、抗干扰滤波单元、接口通信单元、电源单元；采用抗干扰中频单元接收4路RDSS S中频模拟信号和4路RNSS B3中频模拟信号，所述数字信号采集单元实现模拟信号数字化，并将数字化的信号发送给抗干扰处理单元，所述抗干扰处理单元根据接收的数字信号实现抗干扰运算；所述抗干扰滤波单元实现信号的空时域滤波处理；
所述接口通信单元实现抗干扰处理单元的调试信息接口输出，电源单元实现板上所有电源的转换和分配。
9.根据权利要求8所述的用于抗宽带干扰北斗车载一体机的抗干扰模块，其特征在于，所述抗干扰处理单元采取频域窄带干扰抑制与空时自适应陷波处理级联的处理方式，将干扰对消以后的信号，上变频到射频信号，然后按照常规的方法对射频信号进行处理。
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