CN110492891A - 接收机以及无线通信装置 - Google Patents

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Abstract

本发明实施例提供了接收机和无线通信装置，所述接收机包括：衰减电路，用于接收输入信号，并根据所述输入信号得到第一信号；低噪声放大电路，用于接收所述第一信号，并根据所述第一信号得到第二信号；正交下变频电路，用于接收所述第二信号，并对所述第二信号进行处理，得到输出信号；控制电路，用于根据所述输出信号中包括的干扰信号的功率，分别对所述衰减电路以及所述低噪声放大电路进行控制，以确定所述衰减电路是否对所述输入信号进行衰减，以及所述低噪声放大电路是否对所述第一信号进行放大。本发明实施例中，控制器可以根据不同的阻塞场景，使接收机处于不同的工作模式下，进而满足接收机在不同场景下的噪声和线性度的要求。

Description

接收机以及无线通信装置
技术领域
本发明涉及通信领域，更具体的，涉及通信领域中的接收机和无线通信装置。
背景技术
室内覆盖以及室外热点地区覆盖将成为5G时代无线网络覆盖的主要需求。这时，小站和大规模多输入多输出(Massive MIMO)将成为主要的解决方案。小站和Massive MIMO产品均使用片上射频系统(Radio on Chip，ROC)芯片实现信号的接收和发送。
一方面，在无线基站性能指标中，静态灵敏度是保证网络覆盖范围的重要参数，对于ROC芯片而言需要降低接收链路的噪声。另一方面用户接入数量增多，干扰场景也越来越复杂，接收链路需要在强阻塞的场景下保证一定的接收信噪比。
但是，目前的ROC芯片的接收链路动态范围较小，无法兼顾低阻塞时的静态灵敏度和中高阻塞时的阻塞灵敏度。并且为了优化低阻塞下的静态灵敏度，需要在芯片前增加线性度要求高、功耗大的LNA来优化噪声，代价较大。
发明内容
本发明实施例提供了接收机和无线通信装置，能够满足接收机在不同场景下的噪声和线性度的要求。
第一方面，本发明实施例提供了一种接收机，所述接收机包括：衰减电路、低噪声放大电路、正交下变频电路和控制电路，所述衰减电路的输出端耦合至所述低噪声放大电路的输入端，所述低噪声放大电路的输出端耦合至所述正交下变频电路的输入端，所述控制电路分别与所述低噪声放大器和所述衰减器相耦合，其中，
所述衰减电路用于接收输入信号，并根据所述输入信号得到第一信号，其中，所述第一信号为所述输入信号或者为对所述输入信号进行衰减处理后得到的衰减信号；
所述低噪声放大电路用于接收所述第一信号，并根据所述第一信号得到第二信号，其中，所述第二信号为所述第一信号或者为对所述第一信号进行低噪声放大处理后得到的放大信号；
所述正交下变频电路用于接收所述第二信号，并对所述第二信号进行处理，得到输出信号；
所述控制电路用于根据所述输出信号中包括的干扰信号的功率，分别对所述衰减电路以及所述低噪声放大电路进行控制，以确定所述衰减电路是否对所述输入信号进行衰减，以及所述低噪声放大电路是否对所述第一信号进行放大。
这样，本发明实施例中，不同大小的阻塞信号(即所述干扰信号)对应着不同的阻塞场景，控制器可以根据不同的阻塞场景，使接收机处于不同的工作模式下，进而满足接收机系统在不同场景下的噪声和线性度的要求。具体的，接收机在第一工作模式下，衰减电路对输入信号不进行衰减，低噪声放大电路对第一信号进行放大。接收机在第二工作模式下，衰减电路对输入信号进行衰减，低噪声放大电路对第一信号进行放大。接收机在第三工作模式下，衰减电路对输入信号进行衰减，低噪声放大电路对第一信号不进行放大。
具体的，当接收机工作在第一工作模式下时，可以有效抑制链路噪声，提高静态灵敏度。当接收机工作在第二工作模式下时，在噪声和线性度之间取得较好的平衡，保证综合的SNDR最优。当接收机工作在第三工作模式下时，可以进一步提高接收通道的线性度，满足极限场景下的解调需求。
并且，当接收机工作在第二工作模式下时，将LNA置于DSA之后，在优化噪声时，能够降低对LNA的线性度和功耗的要求，即本发明实施例中接收机中的LNA在不需要接收过大信号，因此对线性度的要求低，需要的功耗低，更利于片内集成，进而能够减小链路器件的布局和开销。
可选的，所述控制电路具体用于：
在所述干扰信号的功率小于预设的第一切换功率的情况下，控制所述衰减电路对所述输入信号不进行衰减，以及控制所述低噪声放大电路对所述第一信号进行放大；
在所述干扰信号的功率大于或等于所述第一切换功率并且小于预设的第二切换功率的情况下，控制所述衰减电路对所述输入信号进行衰减，以及控制所述低噪声放大电路对所述第一信号进行放大，其中，所述第二切换功率大于所述第一切换功率；
在所干扰信号的功率大于或等于所述第二切换功率的情况下，控制所述衰减电路对所述输入信号进行衰减，以及控制所述低噪声放大电路不对所述第一信号进行放大。
可选的，所述衰减电路包括并联的数控衰减器DSA和第一开关，所述低噪声放大电路包括并联的低噪声放大器LNA和第二开关，所述控制电路具体用于对所述第一开关以及所述第二开关进行控制，以确定所述衰减电路是否对所述输入信号进行衰减，以及所述低噪声放大电路是否对所述第一信号进行放大。
具体的，控制器可以根据所述干扰信号的功率，控制所述第一开关关闭且所述第二开关开启，所述第一开关关闭且所述第二开关开启时DSA不对所述输入信号进行衰减，所述LNA对所述第一信号进行放大；或
控制器根据所述干扰信号的功率，控制所述第一开关开启且所述第二开关开启，所述第一开关开启且所述第二开关开启时所述FRDSA对所述输入信号进行衰减，所述LNA对所述第一信号进行放大；或
控制器根据所述干扰信号的功率，控制所述第一开关开启且所述第二开关关闭，所述第一开关开启且所述第二开关关闭时所述RFDSA对所述输入信号进行衰减，所述LNA不对所述第一信号进行放大。
可选的，所述控制器具体用于：当所述接收机从所述第一开关开启且所述第二开关开启的工作方式切换到所述第一开关开启且所述第二开关关闭的工作方式时，将所述DSA的衰减值更新为所述DSA在所述第一开关开启且所述第二开关开启的工作方式下的衰减值与所述LNA在所述第一开关开启且所述第二开关开启的工作方式下的增益值之差。
例如，在第二较早切换点切换时，RFDSA的衰减值和LNA的增益值相等，此时可以将RFDSA切换到不衰减，即将RFDSA的衰减值切换为0dB，将LNA切换到直通状态，以保持系统的增益不变。又例如，在第二较晚切换点切换时，RFDSA的衰减值大于LNA的增益值，此时可以将RFDSA的衰减值切换为该衰减值与增益值的差值，将LNA切换到直通状态，以保持系统的增益不变，这里，DSA的衰减值为该DSA对输入信号的衰减的大小，LNA的增益值为该LNA对输入的第一信号的放大的大小。
可选的，所述控制器还用于确定所述第一切换功率或所述第二切换功率。或者，第一切换功率和第二切换功率可以预先配置在控制器中。
可选的，在所述衰减电路对所述输入信号不进行衰减，所述低噪声放大电路对所述第一信号进行放大时，所述控制电路具体用于：根据所述阻塞信号，确定所述接收机输入端的三阶非线性分量IMD3；当所述IMD3与所述接收机输入端的噪声相等时，将所述IMD3对应的阻塞信号的功率值作为所述第一切换功率。
此时，也就是在第一工作模式下，系统的IMD3s可以表示为：
IMD3s＝3Pblocker-2IIP3x (2)
系统的噪声Nfloors可以表示为：
Nfloors＝Nfloorx (3)
系统的SNDR可以表示为：
SNDR＝Psignal-10log(10^((3Pblocker-2IIP3x)/10)+10^((Nfloorx)/10)) (4)
其中，Psignal表示所述输出信号中包括的有用信号，Pblocker表示所述干扰信号，IIP3x表示所述LNA的输入端的输入三阶交调点，Nfloorx表示所述LNA的输入端的噪底。
当阻塞信号逐渐增大时，系统的IMD3会增大。当系统的IMD3与系统的噪声相等的时候，控制器可以控制RFDSA对输入信号进行衰减，且LNA对RFDSA输出的信号进行放大。
可选的，在所述衰减电路对所述输入信号不进行衰减，所述低噪声放大电路对所述第一信号进行放大时，所述控制电路具体用于：根据所述阻塞信号，确定所述接收机的第一SNDR；当所述第一SNDR与SNDRmin相等时，将所述第一SNDR对应的阻塞信号的功率值作为所述第一切换功率。
随着阻塞信号进一步增大，系统的IMD3的进一步增大，此时系统的SNDR会逐渐减小。当输入信号进一步增大导致系统的SNDR等于SNDRmin时，控制器可以控制RFDSA对输入信号进行衰减，且LNA对RFDSA输出的信号进行放大。
可选的，在所述衰减电路对所述输入信号进行衰减，所述低噪声放大电路对所述第一信号进行放大时，所述控制电路具体用于：根据所述LNA的增益值，确定所述DSA的第一衰减值；将所述第一衰减值对应的所述干扰信号的功率值确定为所述第二切换功率，其中，所述DSA的衰减值与所述干扰信号的功率值正相关。
此时，也就是在第二种工作模式下，系统的IMD3m可以表示为：
IMD3m＝3Pblocker-2IIP3x-2att (6)
系统的噪声Nfloorm可以表示为：
Nfloorm＝Nfloorx+att (7)
系统的SNDR可以表示为：
SNDR＝Psignal-10log(10^((3Pblocker-2IIP3x-2att)
/10)+10^((Nfloorx+att)/10)) (8)
其中，att表示所述衰减器的衰减值。
当控制器根据第一切换功率进行上述切换之后，随着阻塞信号的进一步增大，RFDSA的衰减值att也会逐渐增大。当RFDSA的衰减值和LNA的增益相等的时候，可以选择该功率为第二切换功率，这时LNA被旁路，RFDSA衰减恢复为0。
可选的，在所述衰减电路对所述输入信号进行衰减，所述低噪声放大电路对所述第一信号进行放大时，所述控制电路具体用于：根据所述阻塞信号，确定所述接收机的第二SNDR；当所述第二SNDR与SNDRmin相等时，将所述第二SNDR对应的阻塞信号的功率值作为所述第二切换功率。
当控制器根据第一切换功率进行上述切换之后，随着系统的IMD3的增大，系统的SNDR会逐渐减小。当输入信号进一步增大导致系统的SNDR等于SNDRmin时，控制器可以控制仅RFDSA对所述输入信号进行衰减。此时，RFDSA的非线性分量逐渐成为SNDR的主要影响分量。
应注意，本发明实施例中，当控制器根据第一切换功率或第二切换功率进行切换时，需要满足：
Pblocker+Gainlna+Gaindemod+Gainlpf<FSadc-backoff (5)
其中，Gainlna表示LNA的增益，Gaindemod表示DEMOD的增益，Gainlpf表示LPF的增益，FSadc表示模数转换器(Analog-to-Digital Converter，ADC)的满摆幅，backoff为回退值，FSadc和backoff可以由器件特性确定。也就是说，当进行切换时，阻塞经过LNA、DEMOD和LPF的放大后，输出的功率要小于ADC的满摆幅再回退一个可靠值backoff。这样能够保证信号在ADC中不失真。
可选的，所述正交下变频器包括低通滤波器LPF，所述控制电路与所述LPF相耦合，所述控制电路还用于控制所述LPF根据预先设置的第一衰减值对输入到所述LPF的信号进行衰减，或控制所述LPF根据所述第一衰减值对输入到所述LPF的信号进行衰减，以及控制所述DSA根据预先设置的第二衰减值对所述输入信号进行衰减。
本发明实施例中，称LPF或DSA根据各自预先设置的衰减值对输入的信号进行衰减为预衰减或预衰。当仅采用中频LPF进行预衰时，由于不需要在RFDSA上做预衰，电路输入的噪声系数NF不会有明显的恶化，因此可以使系统级联的噪底优于现有技术。并且，当仅在中频LPF进行预衰时，不需要占用RFDSA的动态，这样可以降低RFDSA的设计难度，并且预衰只是在电路制造阶段进行调整，在出厂后使用中不会调整，所以这样独立做预衰对于控制方案上更加方便，不会和使用中的RFDSA调整耦合在一起。
射频电路中，温补也可以在模拟域进行，和批补频补不同的是，温补需要和AGC一起工作，这时可以把中频衰减和射频衰减组合在一起使用。
第二方面，本发明实施例提供了一种无限通信装置，所述无线通信装置包括第一方面或第一方面任意可能的实现方式中的接收机和天线，所述天线用于接收输入信号，并传输给所述接收机。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对本发明实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面所描述的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1示出了本发明实施例的一个接收机的示意性结构图。
图2示出了本发明实施例的另一个接收机的示意性结构图。
图3a示出了双音三阶交调失真输入输出关系曲线的示意图。
图3b示出了SNDR随输入信号的变化的示意图。
图3c示出了实际的SNDR随输入信号的变化的示意图。
图4a示出了本发明实施例的一个接收机的动态范围示意图。
图4b示出了本发明实施例的另一个接收机的动态范围示意图。
图5示出了本发明实施例的一个接收机的示意性结构图。
图6示出了本发明实施例的另一个接收机的示意性结构图。
图7示出了本发明实施例的一个接收机的等效电路结构图。
图8示出了本发明实施例的另一个接收机的等效电路结构图。
图9示出了本发明实施例的另一个接收机的等效电路结构图。
图10示出了本发明实施例的另一个接收机的动态范围示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都应属于本发明保护的范围。
图1示出了在基站的射频模块中使用的接收机的一种架构的示意图。该接收机包括具有可变增益的低噪声放大器101(Low Noise Amplifier，LNA)、解调器(Demodulator，DEMOD)102和解调器103、分频器(Divider，DIV)104、锁相回路105(Phase Locked Loop，PLL)、低通滤波器(Low Pass Filter，LPF)106和低通滤波器107。其中，DEMOD102、DEMOD103、DIV104、PLL105、LPF106和LPF107组成的模块可以称为正交下变频器或正交下变频电路。
LNA101用于对输入信号进行低噪声放大，LNA的输入噪声低，增益大，可以抑制后级电路的噪声，噪声系数可以表示为NF。PLL105用于实现稳定且高频的时钟信号，DIV104根据PLL输出的时钟信号产生正交的两个本振信号，分别输入到DEMOD102和DEMOD103中，DEMOD102和DEMOD103分别将输入的信号与DIV产生的正交本振相乘，获得两路正交的输出信号。DEMOD102与LPF106连接，DEMOD103与LPF107连接，LPF用于对DEMOD输出的信号进行滤波，防止模数转换器(Analog-to-Digital Converter，ADC)采样后的信号混叠，同时也对信号进行放大，以抑制ADC的噪声。图1中的LPF106和LPF107分别可以具有可变增益。
当小站方案采用图1所示的接收机架构时，芯片外还有一级LNA，接收链路的温度补偿、批次补偿和自动增益控制(Automatic Gain Control，AGC)由中频和射频联合完成，频率补偿在数字域完成。在阻塞或者信号逐渐增大时，接收链路根据输入信号的功率大小，从中频开始，最后到射频逐步降低增益。
图2示出了在基站的射频模块中使用的接收机的另一种架构的示意图。该芯片包括射频数控衰减器201(RF Digital Control Attenuator，RFDSA)、DEMOD202和DEMOD203、DIV204、PLL205、LPF206和LPF207。其中，DEMOD202和DEMOD203、DIV204、PLL205、LPF206和LPF207组成的模块可以称为正交下变频器或正交下变频电路。
RFDSA用于调节信号的功率以方便后级电路进行处理，能够使得在输入信号幅度变化很大的情况下，使输出信号幅度保持恒定或仅在较小范围内变化，防止接收机发生饱和或堵塞。图2中的DEMOD202和DEMOD203、DIV204和PLL205可以分别为图1中的DEMOD102和DEMOD103、DIV104和PLL105。图2中的LPF206和LPF207不具有衰减功能。
小站方案和Massive MIMO方案都可以采用图2中的接收机架构。当小站方案采用图2中的接收机架构时，芯片外有一级LNA，接收链路的温度补偿、批次补偿和AGC由射频域完成，频率补偿在数字域完成。当Massive MIMO方案采用图2中的接收机架构时，芯片外有三级LNA，接收链路的批次补偿、频率补偿和AGC由射频域完成，温度补偿在数字域完成。
实际输出响应与实际输出响应的线性部分的延长线在输出功率差1dB时的输入功率为输入1dB压缩点。也就是说，1dB压缩点是当输入增加10dB，输出只增加了9dB处的功率点。1dB压缩点是定量描述网络在大信号输入时的失真特性。输入一般以1dB压缩点为上限。图3a示出了双音三阶交调失真输入输出关系曲线的示意图。在输入输出功率对数坐标图中的曲线是典型的弱非线性系统频率响应的基波分量和三次分量。图3a中的实线为等幅双音信号在系统输出端响应中的基波分量。虚线为随着等幅双音输入信号功率的增大，系统输出产生三阶交调失真的响应曲线。对于一个固定的接收机增益设置，噪底为固定值。
在小信号输入的情况下，即在压缩点以下，基波分量输出的是斜率为1的线性响应，表明输入增加1dB，输出相应的线性增加1dB。同样的，在压缩点以下，三阶交调量(3rdorder Inter Modulation，IMD3)的输入输出关系是线性的，输入每增加1dB，输出线性增加3dB，斜率为3。本发明实施例中，也可以称IMD3为三阶非线性分量。这两条响应曲线线性部分的延长线相交的点为三阶交调点，三阶交调点处的输入功率为系统的输入三阶交调点(Input Third-order Intercept Point，IIP3)。输入三阶交调点越高(即三阶交调点的值越大)，则带内强信号交调产生的三阶阶非线性越小，对信号干扰比的影响越小。然而，高三阶交调点与低噪声系数为对于接收机来说优化的方向相反，因此，在对接收机的线性度和噪声系数均有要求时，必须在这两个指标之间作折中考虑。图3a中输入功率小于IMD3的响应曲线与噪底的交点的阴影部分为无三阶交调动态范围(3rd order Inter ModulationFree Dynamic Range，IMFDR3)，即在三阶非线性占SNDR主导的情况下的最大动态范围。
在接收链路中，使用误差矢量幅度(Error Vector Magnitude，EVM)来表征有用信号的信噪比，对应到接收链路的模拟部分的贡献，用信号噪声干扰比(Signal to NoiseDistortion Ratio，SNDR)来表征。SNDR的计算方法如下面公式所示：
SNDR＝Psignal/(Nfloor+IMD3) (1)
其中，Psignal表示输入的有用信号，Nfloor表示噪底，IMD3表示三阶非线性分量。
图3b示出了SNDR随输入信号的变化的示意图。从图3a中可知，对于一个固定的接收机增益设置，噪底为固定值。SNDRmin为接收机在工作时系统要求的最低SNDR，当接收机的SNDR大于或等于SNDRmin时，接收机能够正常的接收信号并对接收到的信号进行处理。在输入信号比较小的时候，噪底对于SNDR起主导作用。随着信号的逐渐增大，信噪比也逐渐增大，在IMFDR3中SNDR线性增大。
图3b中的三条直线分别示出了不同功率的输入信号对应的SNDR的值。图3b中左边的直线示出了输入信号为小信号时对应的SNDR，此时噪底占主导。中间的直线示出了噪底和非线性分量的大小相等时输入信号对应的SNDR。右边的直线示出了输入信号为大信号时对应的SNDR，此时三阶非线性分量占主导。可见，随着输入信号的增大，系统产生三阶非线性分量，当非线性分量和噪底相等以后，SNDR开始降低。并且三阶非线性分量的响应曲线的线性部分的斜率为3，因此SNDR开始以2倍于输入信号的斜率降低。
图3c示出了实际的SNDR随输入信号的变化的示意图。由于最大SNDR受限于频率综合器的积分相噪(Integral Phase Noise，IPN)，SNDR随输入信号的变化曲线在图中所示的b至c的范围内的SNDR为频率综合器的IPN。
接收通道通常会在射频放大器、射频衰减器和中频放大器上设置不同的增益档，对于每个固定增益会有图3c中所示的变化曲线，因此可以通过不同增益档之间的相互交叠，弥补SNDR的空白区域，从而扩展接收通道的动态范围。
当小站方案采用图1中的接收机架构时，为了优化静态灵敏度，在芯片外还设置有一级LNA，这样可以抑制天线到芯片接收输入的插损。这样，接收链路上具有两级LNA。小站的应用场景中会有高达-7dBm的有用信号或阻塞信号，第一级LNA(即片外LNA)的线性度较高，可以承受大信号，但是芯片内的LNA会发生饱和导致无法正常工作，因此在大信号或者大阻塞下的SNDR不好。因此，图1中的架构在小站的应用场景中只能在中低阻塞和中低信号下达到较好的性能，在大阻塞和大信号下的SNDR较差，其动态范围特性如图4a所示。
图4a中的曲线1为最大增益档对应的SNDR的曲线，曲线2为最小增益档对应的SNDR的曲线，曲线1和曲线2之间的多个曲线为接收机的多个增益档分别对应SNDR的曲线。曲线1的左侧线条与SNDRmin的直线的交点对应的输入信号的功率为图1中的架构的最小接收功率，曲线2的右侧线条与SNDRmin的直线的交点对应的输入信号的功率为图1中的架构的最大接收功率。图4a中左侧的虚线为设计接收机时期望的最小接收信号，右侧的虚线为设计接收机时期望的最大接收信号。可见，图1中的架构满足最小接收功率的需求，但是不能满足最大接收功率的需求。
当小站采用图2所示的芯片架构时，该芯片内不集成LNA，因此噪底较高，这样系统的静态灵敏度比较差，但是由于该芯片内集成RFDSA，在大衰减下的线性度比较好，输入三阶交调点IIP3较大，因此在大阻塞或者大信号下的SNDR要好，其动态范围特性如图4b所示。
图4b中的曲线3为最大增益档对应的SNDR的曲线，曲线4为最小增益档对应的SNDR的曲线，曲线3和曲线4之间的多个曲线为接收机的多个增益档分别对应SNDR的曲线。曲线3的左侧线条与SNDRmin的直线的交点对应的输入信号的功率为图2中的架构的最小接收功率，曲线4的右侧线条与SNDRmin的直线的交点对应的输入信号的功率为图2中的架构的最大接收功率。图4b中左侧的虚线为设计接收机时期望的最小接收信号，右侧的虚线为设计接收机时期望的最大接收信号。可见，图2中的架构满足最大接收功率的需求，但是不能满足最小接收功率的需求。
并且，当Massive MIMO采用如2所示的芯片架构时，由于该芯片内不集成LNA，为了使系统的噪声低于一定的噪声门限，芯片外需要在片外两级LNA的基础上再增加一个额外的LNA来抑制噪声。在经过两级LNA的放大以后，第三级LNA需要接收更大的信号，因此对线性度的要求高，需要的功耗大，例如需要采用高线性的锗硅(GeSi)工艺的分立放大器实现，导致接收链路成本高，功耗大，并且增加了链路器件的布局和开销。
图5示出了本发明实施例提供的一种接收机的示意性结构图，该接收机包括衰减电路11、低噪声放大电路12、正交下变频电路13和控制电路14，所述衰减电路11的输出端耦合至所述低噪声放大电路12的输入端，所述低噪声放大电路12的输出端耦合至所述正交下变频电路13的输入端，所述控制电路14分别与所述低噪声放大电路12和所述衰减电路11相耦合，所述接收机还可以与天线15连接，所述天线15可以用于接收所述输入信号，并传输给接收机。
所述衰减电路11用于接收输入信号，并根据所述输入信号得到第一信号，其中，所述第一信号为所述输入信号或者为对所述输入信号进行衰减处理后得到的衰减信号；所述低噪声放大电路12用于接收所述第一信号，并根据所述第一信号得到第二信号，其中，所述第二信号为所述第一信号或者为对所述第一信号进行低噪声放大处理后得到的放大信号；所述正交下变频电路13用于接收所述第二信号，并对所述第二信号进行处理，得到输出信号；所述控制电路14用于根据所述输出信号中包括的干扰信号的功率，分别对所述衰减电路以及所述低噪声放大电路进行控制，以确定所述衰减电路是否对所述输入信号进行衰减，以及所述低噪声放大电路是否对所述第一信号进行放大。
本发明实施例中，衰减电路接收的输入信号可以包括阻塞信号和有用信号，阻塞信号为频带内的干扰信号，衰减电路11、低噪声放大电路12和正交下变频电路13对输入到各自的信号进行处理时，并不会将阻塞信号和有用信号进行区分，对于频带内的干扰信号的去噪处理将在数字域完成。该控制器可以为数字域中的控制模块，控制器可以上述输出信号中的有用信号和阻塞信号进行区分，并根据输出信号中的阻塞信号的大小，对衰减电路和低噪声放大电路进行控制。
图6示出了本发明实施例的一个具体的接收机的示意性结构图。该接收机包括RFDSA301、LNA302、DEMOD303、DEMOD304、DIV305、PLL306、LPF307、LPF308、控制器309、第一开关310和第二开关311，DEMOD303、DEMOD304、DIV305、PLL306、LPF307和LPF308组成的器件可以为上述图5中的正交下变频电路13。衰减电路11包括所述第一开关310和所述RFDSA301，且所述第一开关310与所述RFDSA301并联，低噪声放大电路12包括所述第二开关311和所述LNA302，且所述第二开关311与所述LNA302并联，所述控制器可以根据输入信号中的阻塞信号的功率，控制两个开关的状态。这里，阻塞信号也可以称为干扰信号。
这里，第一开关310和RFDSA301并联，该第一开关310为RFDSA301的旁路开关，即第一开关310的一端为衰减电路11的输入端，另一端为衰减电路11的输出端。第二开关311与LNA302并联，该第二开关311为LNA的旁路开关，即第二开关311的一端为低噪声放大电路12的输入端，另一端为低噪声放大电路12的输出端。
本发明实施例中，RFDSA301可以与图2中的RFDSA201相同。DEMOD303、DEMOD304、DIV305、PLL306、LPF307和LPF308可以分别与图1中的DEMOD102和DEMOD103、DIV104、PLL105、LPF106和LPF107为相同的器件，或者分别与图2中的DEMOD202和DEMOD203、DIV204、PLL205、LPF206和LPF207为相同的器件。控制器309可以为图5中的控制电路14。LNA302可以具有固定增益。
这时，控制器可以根据所述阻塞信号的功率，对所述第一开关以及所述第二开关进行控制，以确定所述衰减电路是否对所述输入信号进行衰减，以及所述低噪声放大电路是否对所述第一信号进行放大。
具体的，控制器可以控制所述第一开关关闭且所述第二开关开启，所述第一开关关闭且所述第二开关开启时所述RFDSA不对所述输入信号进行衰减，所述LNA对所述第一信号进行放大；或控制所述第一开关开启且所述第二开关开启，所述第一开关开启且所述第二开关开启时所述FRDSA对所述输入信号进行衰减，所述LNA对所述第一信号进行放大；或控制所述第一开关开启且所述第二开关关闭，所述第一开关开启且所述第二开关关闭时所述RFDSA对所述输入信号进行衰减，所述LNA不对所述第一信号进行放大。
第一开关处于关闭状态则所述RFDSA处于直通状态，输入信号不会被RFDSA衰减，所述第二开关处于打开状态则LNA接入电路，此时LNA可以直接对输入信号进行放大，经LNA放大后的信号可以直接输出到正交下变频器中，此时，接收机工作在第一工作模式下。
第一开关处于打开状态，且第二开关处于打开状态则RFDSA和LNA均接入电路，RFDSA对输入信号进行衰减，并且LNA对RFDSA输出的信号进行放大，经LNA放大后的信号可以直接输出到正交下变频器中，此时，接收机工作在第二工作模式下。
第一开关处于打开状态表示RFDSA接入电路，第二开关处于闭合状态则LNA处于直通状态，此时所述RFDSA对所述输入信号进行衰减，衰减后的信号可以直接输入到正交下变频器中，此时，接收机工作在第三工作模式下。
本发明实施例中，当所述输出信号中的阻塞信号的功率小于第一切换功率时，确定所述接收机在所述第一工作模式下工作；当所述输出信号中的阻塞信号的功率大于或等于所述第一切换功率并且小于第二切换功率时，确定所述接收机在所述第二工作模式下工作，其中，所述第二切换功率大于所述第一切换功率；当所述输出信号中的阻塞信号的功率大于或等于所述第二切换功率时，确定所述接收机在所述第三工作模式下工作。这里，第一切换功率可以称为第一切换点，第二切换功率可以称为第二切换点。
本发明实施例中，控制器可以在确定接收机的工作模式之前，确定第一切换功率和第二切换功率，第一切换功率和第二切换功率也可以预先配置在控制器中。
控制器可以根据接收机系统在不同阻塞信号下的特性，确定第一切换功率和第二切换功率。具体的，在阻塞信号很小的情况下，控制器可以将接收机设置为RFDSA直通，即仅LNA对输入信号进行放大。此时，针对于图6所示的接收机架构，控制器可以控制第一开关处于闭合状态，第二开关处于打开状态。
在仅LNA对输入信号进行放大的情况下，图6中的接收机架构可以等效为图7中所示的电路结构，即图6中的接收机架构可以等效为图1中的接收机架构。图7中的Pblocker为输出信号中包括的阻塞信号，Psignal为输出信号中包括的有用信号，IIP3x为LNA的输入三阶交调点(可表示为IIP3lna)和正交下变频器的输入三阶交调点(可表示为IIP3y)级联后等效到LNA输入端的IIP3，Nfloorx为LNA的噪底(可表示为Nfloorlna)和正交下变频器的噪底(可表示为Nfloory)级联后等效到LNA输入端的噪底。
此时，也就是在第一种工作模式下，系统的三阶非线性分量IMD3s可以表示为：
IMD3s＝3Pblocker-2IIP3x (2)
系统的噪声Nfloors可以表示为：
Nfloors＝Nfloorx (3)
系统的SNDR可以表示为：
SNDR＝Psignal-10log(10^((3Pblocker-2IIP3x)/10)+10^((Nfloorx)/10)) (4)
可理解，本发明实施例中，IIP3x是LNA的IIP3lna和正交下变频器的IIP3y级联的结果，由于LNA增益的抑制，正交下变频器的IIP3y等效到LNA输入就是IIP3y-Gainlna，由于LNA的IIP3lna远好于正交下变频器等效到LNA输入的IIP3y-Gainlna，所以基本上IIP3x＝IIP3y-Gainlna，IIP3y大于IIP3x。
噪声NFloorx是LNA的NFloorlna和正交下变频器的NFloory级联的结果，由于LNA增益的抑制，正交下变频器的Nfloory等效到LNA输入就是NFloory-Gainlna，LNA的噪声NFloorlna远小于解调器的噪底NFloory，远大于解调器等效到LNA输入的Nfloory-Gainlna，所以基本上NFloorx＝NFloorlna<NFloory，NFloorx小于NFloory。
在阻塞信号比较小时，接收链路可以处于仅LNA对输入信号进行放大的情况，由于RFDSA直通，LNA不旁路，因此，此时链路的增益最大，噪声系数NF最小，系统的三阶非线性分量IMD3小于噪声，链路的噪底占主导。
当阻塞信号逐渐增大时，系统的IMD3会增大。当系统的IMD3与系统的噪声相等的时候，控制器可以控制RFDSA对输入信号进行衰减，且LNA对RFDSA输出的信号进行放大。
或者，当系统的IMD3与系统的噪声相等的时候，不对接收机的工作状态进行切换。随着阻塞信号进一步增大，系统的IMD3的进一步增大，此时系统的SNDR会逐渐减小。当输入信号进一步增大导致系统的SNDR等于SNDRmin时，控制器可以控制RFDSA对输入信号进行衰减，且LNA对RFDSA输出的信号进行放大。
具体的，控制器可以控制第一开关从关闭状态切换到打开状态，此时第一开关和第二开关均处于打开的状态，来实现控制RFDSA对输入信号进行衰减，且LNA对RFDSA输出的信号进行放大。
可以理解，SNDR等于SNDRmin时系统的阻塞信号的功率大于IMD3等于系统的噪声时的阻塞信号的功率。因此，可以称IMD3等于噪声时第一开关从关闭状态切换到打开状态时对应的阻塞信号的功率值为第一较早切换功率，第一较早切换功率也可以称为第一较早切换点。称系统的SNDR等于SNDRmin时第一开关从关闭状态切换到打开状态时对应的阻塞信号的功率值为第一较晚切换功率，第一较晚切换功率也可以称为第一较晚切换点。本发明实施例中，第一切换功率可以包括该第一较早切换功率或该第一较晚切换功率。
应注意，在通信协议中会有不同阻塞下的最小有用信号的要求，即阻塞灵敏度。在无线应用中，大多数阻塞会处于某个功率范围内，通常我们会要求接收机在这样一个功率范围内增益保持最大恒定。
这里在确定第一较晚切换功率时，使用的是该稳定功率范围内的最大阻塞信号和对应的最小有用信号功率。本发明实施例中，可以称功率小于第一切换功率的阻塞信号为小阻塞信号。
应注意，本发明实施例中，当控制器根据第一较晚切换功率进行切换时，需要满足：
Pblocker+Gainlna+Gaindemod+Gainlpf<FSadc-backoff (5)
其中，Gainlna表示LNA的增益，Gaindemod表示DEMOD的增益，Gainlpf表示LPF的增益，FSadc表示模数转换器(Analog-to-Digital Converter，ADC)的满摆幅，backoff为回退值，FSadc和backoff可以由器件特性确定。也就是说，当进行切换时，阻塞经过LNA、DEMOD和LPF的放大后，输出的功率要小于ADC的满摆幅再回退一个可靠值backoff。
当控制器根据第一切换功率，将接收机切换到RFDSA对所述输入信号进行衰减，且所述LNA对所述RFDSA输出的信号进行放大时，图6中的接收机架构可以等效为图8中所示的电路结构。其中，Pblocker、Psignal、IIP3x和Nfloorx与图7中的Pblocker、Psignal、IIP3x和Nfloorx具有相同的物理含义。
并且，在图8中，RFDSA301具有可变增益，即RFDSA301的衰减值(可以表示为att)是可变的。例如，当控制器根据第一切换功率进行上述切换之后，RFDSA的衰减值可以为0。对于RFDSA而言，在第一切换功率之前，链路增益一直稳定不变，在超过第一切换功率之后，当阻塞信号增大1dB时，衰减值相应的提高1dB。此时，噪底(Noise Floor)提高1dB，IMD3提高1dB。
此时，也就是在第二种工作模式下，系统的IMD3m可以表示为：
IMD3m＝3Pblocker-2IIP3x-2att (6)
系统的噪声Nfloorm可以表示为：
Nfloorm＝Nfloorx+att (7)
系统的SNDR可以表示为：
SNDR＝Psignal-10log(10^((3Pblocker-2IIP3x-2att)
/10)+10^((Nfloorx+att)/10)) (8)
当控制器根据第一切换功率进行上述切换之后，随着阻塞信号的进一步增大，RFDSA的衰减值att也会逐渐增大。当RFDSA的衰减值和LNA的增益相等的时候，可以选择该功率为第二切换功率，这时LNA被旁路，RFDSA衰减恢复为0。
或者，当控制器根据第一切换功率进行上述切换之后，随着系统的IMD3的增大，系统的SNDR会逐渐减小。当输入信号进一步增大导致系统的SNDR等于SNDRmin时，控制器可以控制仅RFDSA对所述输入信号进行衰减。此时，RFDSA的非线性分量逐渐成为SNDR的主要影响分量。
这里，确定SNDR的方法同样使用某一阻塞信号和该阻塞信号下对应的最小有用信号。该阻塞信号和对应的有用信号可以参考协议的最大阻塞灵敏度要求给出。
具体的，控制器可以控制第二开关从打开状态切换到关闭状态，此时第一开关处于打开状态，第二开关处于关闭状态，来实现控制仅RFDSA对所述输入信号进行衰减。
可以理解，SNDR等于SNDRmin时系统的阻塞信号的功率大于RFDSA的衰减等于LNA的增益时的阻塞信号的功率。因此，可以称RFDSA的衰减等于LNA的增益时第二开关从打开状态切换到关闭状态时对应的阻塞信号的功率值为第二较早切换功率，第二较早切换功率也可以称为第二较早切换点。称系统的SNDR等于SNDRmin时第二开关从打开状态切换到关闭状态时对应的阻塞信号的功率值为第二较晚切换功率，第二较晚切换功率也可以称为第二较晚切换点。本发明实施例中，第二切换点可以包括该第二较早切换功率或该第二较晚切换功率。
本发明实施例中，可以称功率大于第一切换功率，并且小于第二切换功率的阻塞信号为中阻塞信号，称功率大于第二切换功率的阻塞信号为大阻塞信号。
本发明实施例中，第一较晚切换功率为第一较早切换功率的推迟切换功率，第二较晚切换功率为第二较早切换功率的推迟切换功率。推迟切换功率能够使得在较宽的输入功率范围内，电路的配置都是一样的，这样电路的特性比较稳定，系统不需要对通道进行频繁的校正。推迟切换功率的代价是在切换之前的部分输入功率下，SNDR不是最优，但是SNDR仍满足系统解调要求。
本发明实施例中，第二开关从打开状态切换到关闭状态，也可以理解为LNA从放大状态切换到直通状态，此时，为了保持系统的级联增益不变，RFDSA的衰减值需要更新为RFDSA在切换之前的衰减值与LNA在切换之前的增益值的差值，即RFDSA的衰减值需要减去LNA的增益值。这里，DSA的衰减值为该DSA对输入信号的衰减的数值的大小，LNA的增益值为该LNA对输入的第一信号的放大的数值的大小
例如，在第二较早切换点切换时，RFDSA的衰减值和LNA的增益值相等，此时可以将RFDSA切换到不衰减，即将RFDSA的衰减值切换为0dB，将LNA切换到直通状态，以保持系统的增益不变。又例如，在第二较晚切换点切换时，RFDSA的衰减值大于LNA的增益值，此时可以将RFDSA的衰减值切换为该衰减值与增益值的差值，将LNA切换到直通状态，以保持系统的增益不变。
应注意，当控制器根据第二较晚切换点进行切换时，需要满足：
Pblocker-att+Gainlna+Gaindemod+Gainlpf<FSadc-backoff (9)
也就是说，在中阻塞或中信号场景下在进行切换时，阻塞经过RFDSA的衰减、LNA、DEMOD和LPF的放大后，输出的功率要小于ADC的满摆幅再回退一个可靠值backoff。
当控制器根据第二切换功率，将接收机切换到仅RFDSA对所述输入信号进行衰减时，图6中的接收机架构可以等效为图9中所示的电路结构，即此时图6中的接收机架构可以等效为图2中所述的接收机架构。其中，Pblocker和Psignal与图7中的Pblocker和Psignal具有相同的物理含义，IIP3y为从正交下变频器输入看到的IIP3，Nfloory为从正交下变频器输入看到的噪底，IIP3y和Nfloory均为固定值。
此时，也就是在第三工作模式下，系统的IMD3l可以表示为：
IMD3l＝3Pblocker-2IIP3y-2att (10)
系统的噪声Nfloorl可以表示为：
Nfloorl＝Nfloory+att (11)
系统的SNDR可以表示为：
SNDR＝Psignal-10log(10^((3Pblocker-2IIP3y-2att)/10)+10^((Nfloory+att)/10)) (12)
这样，本发明实施例中，不同大小的阻塞信号对应着不同的阻塞场景，控制器可以根据不同的阻塞场景，使接收机处于不同的工作模式下，进而满足接收机系统在不同场景下的噪声和线性度的要求。
具体的，当接收机工作在第一工作模式下时，可以有效抑制链路噪声，提高静态灵敏度。当接收机工作在第二工作模式下时，在噪声和线性度之间取得较好的平衡，保证综合的SNDR最优。当接收机工作在第三工作模式下时，可以进一步提高接收通道的线性度，满足极限场景下的解调需求。图10示出了本发明实施例的接收机的动态范围。
图10中的曲线5为最大增益档对应的SNDR的曲线，曲线6为最小增益档对应的SNDR的曲线，曲线5和曲线6之间的多个曲线为接收机的多个增益档分别对应SNDR的曲线。曲线5的左侧线条与SNDRmin的直线的交点对应的输入信号的功率为图5或图6中的架构的最小接收功率，曲线5的右侧线条与SNDRmin的直线的交点对应的输入信号的功率为图5或图6中的架构的最大接收功率。图10中左侧的虚线为设计接收机时期望的最小接收信号，右侧的虚线为设计接收机时期望的最大接收信号。可见，图5或图6中的架构既可以满足最大接收功率的需求，又能够满足最小接收功率的需求。
并且，当接收机工作在第二工作模式下时，将LNA置于DSA之后，在优化噪声时，能够降低对LNA的线性度和功耗的要求，即本发明实施例中接收机中的LNA在不需要接收过大信号，因此对线性度的要求低，需要的功耗低，更利于片内集成，进而能够减小链路器件的布局和开销。
在射频电路中，每一级电路的增益都会随者不同批次的变化而发生变化，同时对于不同输入信号的不同频率范围，每一级电路的增益也是有波动的。对于接收机来说，需要增加固定的批次补偿和/或频率补偿，即增大或者减小链路增益，来弥补批次和/或频率的波动，保证不同接收机的增益是保持一致的。
这样就需要在接收机增益设置的时候设置一个预衰值，来保证批次和频率波动导致增益偏小的时候可以释放这个预衰，保证增益一致。本发明实施例中，称根据预先设置的衰减值对输入的信号进行衰减为预衰减或预衰。图2中所示的接收机为了进行批次补偿和频点补偿，需要模拟通道进行衰减，但是其中频部分并没有衰减功能，只能在RFDSA中预衰。而在射频电路中，RFDSA预衰多少dB，噪声系数就恶化多少dB，因此预衰意味着通道的输入噪声提高，进一步恶化了小信号或者小阻塞下的灵敏度性能。同时由于需要为补偿提供足够的动态范围，加上AGC需要的动态范围，整体动态范围的增大进一步增加了RFDSA的设计难度。
本发明实施例中，正交下变频器包括低通滤波器LPF，控制电路14可以与LPF相耦合。本发明的控制电路可以支持两种模式，一种是中频单独衰减用于批补和频补，一种是和射频衰减组合使用。也就是说，本发明实施例中，所述控制电路还用于控制所述LPF根据预先设置的第一衰减值对输入到所述LPF的信号进行衰减，或控制所述LPF根据所述第一衰减值对输入到所述LPF的信号进行衰减，以及控制所述DSA根据预先设置的第二衰减值对所述输入信号进行衰减。也就是说，可以在中频LPF上设置该预衰值，也可以在中频LPF和射频DSA上同时设置预衰值。衰减值可以根据器件的特性确定，例如可以取频率波动范围和批次波动范围的中间值。
当仅采用中频LPF进行预衰时，由于不需要在RFDSA上做预衰，电路输入的噪声系数NF不会有明显的恶化，因此可以使系统级联的噪底优于现有技术。并且，当仅在中频LPF进行预衰时，不需要占用RFDSA的动态，这样可以降低RFDSA的设计难度，并且预衰只是在电路制造阶段进行调整，在出厂后使用中不会调整，所以这样独立做预衰对于控制方案上更加方便，不会和使用中的RFDSA调整耦合在一起。
射频电路的增益也会随着温度发生波动，所以也需要针对温度进行温补预衰，温补可以在ADC采样以后的数字域进行，那么就不会使用射频和中频衰减。在射频电路中，温补也可以在模拟域进行，和批补频补不同的是，温补需要和AGC一起工作，这时可以把中频衰减和射频衰减组合在一起使用。
本发明实施例还提供了一种无线通信装置，该无线通信装置包括上述接收机和天线，该天线用于接收所述输入信号，并传输给所述接收机。该无限通信装置可以为无线基站中的RF电路，也可以为终端设备中的RF电路。
本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统、装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统、装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。
所述功能如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。

Claims (11)

1.一种接收机，其特征在于，所述接收机包括：衰减电路、低噪声放大电路、正交下变频电路和控制电路，所述衰减电路的输出端耦合至所述低噪声放大电路的输入端，所述低噪声放大电路的输出端耦合至所述正交下变频电路的输入端，所述控制电路分别与所述低噪声放大器和所述衰减器相耦合，其中，
所述衰减电路用于接收输入信号，并根据所述输入信号得到第一信号，其中，所述第一信号为所述输入信号或者为对所述输入信号进行衰减处理后得到的衰减信号；
所述低噪声放大电路用于接收所述第一信号，并根据所述第一信号得到第二信号，其中，所述第二信号为所述第一信号或者为对所述第一信号进行低噪声放大处理后得到的放大信号；
所述正交下变频电路用于接收所述第二信号，并对所述第二信号进行处理，得到输出信号；
所述控制电路用于根据所述输出信号中包括的干扰信号的功率，分别对所述衰减电路以及所述低噪声放大电路进行控制，以确定所述衰减电路是否对所述输入信号进行衰减，以及所述低噪声放大电路是否对所述第一信号进行放大。
2.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述控制电路具体用于：
在所述干扰信号的功率小于预设的第一切换功率的情况下，控制所述衰减电路对所述输入信号不进行衰减，以及控制所述低噪声放大电路对所述第一信号进行放大；
在所述干扰信号的功率大于或等于所述第一切换功率并且小于预设的第二切换功率的情况下，控制所述衰减电路对所述输入信号进行衰减，以及控制所述低噪声放大电路对所述第一信号进行放大，其中，所述第二切换功率大于所述第一切换功率；
在所干扰信号的功率大于或等于所述第二切换功率的情况下，控制所述衰减电路对所述输入信号进行衰减，以及控制所述低噪声放大电路不对所述第一信号进行放大。
3.根据权利要求1或2所述的接收机，其特征在于，所述衰减电路包括并联的数控衰减器DSA和第一开关，所述低噪声放大电路包括并联的低噪声放大器LNA和第二开关，所述控制电路具体用于对所述第一开关以及所述第二开关进行控制，以确定所述衰减电路是否对所述输入信号进行衰减，以及所述低噪声放大电路是否对所述第一信号进行放大。
4.根据权利要求3所述的接收机，其特征在于，所述控制电路具体用于：
当所述接收机从所述第一开关开启且所述第二开关开启的工作方式切换到所述第一开关开启且所述第二开关关闭的工作方式时，将所述DSA的衰减值更新为所述DSA在所述第一开关开启且所述第二开关开启的工作方式下的衰减值与所述LNA在所述第一开关开启且所述第二开关开启的工作方式下的增益值之差。
5.根据权利要求2-4任一项所述的接收机，其特征在于，所述控制电路还用于确定所述第一切换功率或所述第二切换功率。
6.根据权利要求5所述的接收机，其特征在于，在所述衰减电路对所述输入信号不进行衰减，所述低噪声放大电路对所述第一信号进行放大时，所述控制电路具体用于：
根据下述公式，确定所述接收机输入端的三阶非线性分量IMD3：
IMD3＝3Pblocker-2IIP3x
其中，Pblocker表示所述干扰信号，IIP3x表示所述LNA的输入端的输入三阶交调点；
当所述IMD3与所述接收机的输入端的噪声相等时，将所述IMD3对应的所述干扰信号的功率值作为所述第一切换功率。
7.根据权利要求5所述的接收机，其特征在于，在所述衰减电路对所述输入信号不进行衰减，所述低噪声放大电路对所述第一信号进行放大时，所述控制电路具体用于：
根据下述公式，确定所述接收机的第一信号噪声干扰比SNDR：
SNDR＝Psignal-10log(10^((3Pblocker-2IIP3x)/10)+10^((Nfloorx)/10))
其中，Psignal表示所述输出信号中包括的有用信号，Pblocker表示所述干扰信号，IIP3x表示所述LNA的输入端的输入三阶交调点，Nfloorx表示所述LNA的输入端的噪底；
当所述第一SNDR与预设的最小信号噪声干扰比SNDRmin相等时，将所述第一SNDR对应的所述干扰信号的功率值作为所述第一切换功率。
8.根据权利要求5所述的接收机，其特征在于，在所述衰减电路对所述输入信号进行衰减，所述低噪声放大电路对所述第一信号进行放大时，所述控制电路具体用于：
根据所述LNA的增益值，确定所述DSA的第一衰减值；
将所述第一衰减值对应的所述干扰信号的功率值确定为所述第二切换功率，其中，所述DSA的衰减值与所述干扰信号的功率值正相关。
9.根据权利要求5所述的接收机，其特征在于，在所述衰减电路对所述输入信号进行衰减，所述低噪声放大电路对所述第一信号进行放大时，所述控制电路具体用于：
根据下述公式确定所述接收机的第二SNDR：
SNDR＝Psignal-10log(10^((3Pblocker-2IIP3x-2att)/10)+10^((Nfloorx+att)/10))
其中，Psignal表示所述输出信号中包括的有用信号，Pblocker表示所述干扰信号，IIP3x表示所述LNA的输入端的输入三阶交调点，Nfloorx表示所述LNA的输入端的噪底，att表示所述衰减器的衰减值；
当所述第二SNDR与SNDRmin相等时，将所述第二SNDR对应的所述干扰信号的功率值作为所述第二切换功率。
10.根据权利要求1-9任一项所述的接收机，其特征在于，所述正交下变频器包括低通滤波器LPF，所述控制电路与所述LPF相耦合，所述控制电路还用于控制所述LPF根据预先设置的第一衰减值对输入到所述LPF的信号进行衰减，或控制所述LPF根据所述第一衰减值对输入到所述LPF的信号进行衰减，以及控制所述DSA根据预先设置的第二衰减值对所述输入信号进行衰减。
11.一种无线通信装置，其特征在于，所述无线通信装置包括权利要求1-10任一项所述的接收机和天线，所述天线用于接收所述输入信号，并传输给所述接收机。
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