CN110474857B - 一种基于帧格式参数可变的大动态单载波频域均衡方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种基于帧格式参数可变的大动态单载波频域均衡方法，根据多径信道时延参数计算CP长度，初始设定数据块的数目为最小值，根据消息包比特数计算每个数据块数据长度，最后得到导频长度并生成导频，确定帧格式；在最小均方误差算法基础上，提出一种新的噪声方差估计方法，提高低信噪比条件下的频域均衡性能。本发明兼顾考虑了均衡误包率性能与时延之间的平衡，利用“重复序列FFT后偶数位置数值为0”的定理为基础，只需前后导频相同即可，不需依赖于载波同步，因此适用于大动态多普勒条件。

Description

一种基于帧格式参数可变的大动态单载波频域均衡方法

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，尤其是大容量传输中的一种单载波频域均衡方法，可用于复杂环境条件或低仰角通信时信道的估计与补偿。

背景技术

在超宽带通信系统中，当用户处于复杂环境或低仰角条件下，传输信号由于多径的影响带来严重的码间串扰，导致接收端的误比特率明显增大。在单载波通信中，解决多径问题通常采用时域均衡和频域均衡两种方法，随数据传输速率的加快、多径数目的增加，时域均衡技术的复杂度明显增高，已不适用于目前大容量数据传输系统，而频域均衡技术广泛应用于移动通信系统中，降低系统复杂度，提升系统性能。因此，对单载波频域均衡技术的研究有重要意义。

IEEE802.16定义了无线城域网的接口规范，在单载波传输方案里建议采用导频+数据块的方式实现频域均衡，提出连续传输模式(多块数据块和导频)和突发传输模式(单个数据块和导频)，但不足之处在于并没有指出连续传输模式下，均衡性能趋于最优时，帧格式中数据块的最少数目。数据块数目越多，信道估计越准确，但处理时延越大，耗费信号处理资源越多，因此，在固定长度的帧格式时，研究数据块数目如何选择有重要意义。

此外，IEEE802.16单载波传输方案里的连续传输模式，中间导频无法避免前面数据块带来的码间串扰，降低信道估计精度，需考虑帧格式数据段间添加可变长度CP和导频，隔离数据块对导频段码间串扰的影响，不足之处是增加了系统开销。

何粮宇在“单载波快传输系统多天线技术研究”(东南大学优秀硕士学术论文，2018.04)中指出单载波频域均衡常采用最小均方误差均衡算法，低信噪比条件下，均衡性能与噪声方差的估计精度密切相关，需考虑高精度的噪声方差估计方法。现有工程上噪声方差估计方法都是建立在载波同步的基础上，利用相关峰的自相关特性进行估计，或者直接设定为固定常数值，但不足之处在于，在某些大动态多普勒条件下，以及极低信噪比条件下，原有方法都不再适用。

发明内容

为了克服现有技术的不足，本发明提供一种基于帧格式参数可变的大动态单载波频域均衡方法。本发明提出两点发明：1)提出了一种适用于单载波频域均衡的帧格式设计方法，该方法给出帧格式中最小需要的数据块数目，提出CP和导频长度的设计方法，提出导频生成算法，该方法设计的帧格式信道估计精度高，处理时延小，加入CP隔离数据块对导频段码间串扰的影响；2)提出新的噪声方差估计方法，提高低信噪比条件下的频域均衡性能，同时该噪声方差估计方法适用于大动态多普勒条件。

为实现上述目的，本发明的技术思路是：

1)根据多径信道时延参数计算CP长度，初始设定数据块的数目为最小值，根据消息包比特数计算每个数据块数据长度，最后得到导频长度并生成导频，确定帧格式；

2)在最小均方误差算法基础上，提出一种新的噪声方差估计方法，提高低信噪比条件下的频域均衡性能。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案的详细步骤如下：

步骤1：系统指标要求多径最大时延为τ，消息包比特数为N，符号周期为T_s，接收导频向量为U_r，本地导频向量为U_l，接收数据为{y_i}，则确定CP的符号数N_CP，满足条件：

N_CP＝f(τ/T_s)

其中，f(g)为向上取整函数；

步骤2：初始确定数据块的数目K(建议设定范围8～10)；

步骤3：确定每个数据块的数据长度N_data，满足：

N_data＝f(N/K)

步骤4：确定导频块长度N_UW，满足

N_UW＝512-N_CP-N_data

如果N_UW小于128，则返回步骤2，数据块的设定数目K加1，如果N_UW大于等于128，则执行步骤5；

步骤5：依据N_UW生成导频UW(i),0＜i≤N_UW，满足：

k取值为11，13或17，(a,b)表示数a与数b的最大公约数，完成帧格式设计，将信号经过DA转为中频信号，通过功放、天线发射出去；

步骤6：对方天线接收信号经AD两倍采样后，通过捕获、定时得到导频及数据段位置；

步骤7：接收导频与本地导频进行滑动相关运算，滑动窗长度设定为N_CP，满足：

其中，

为U_r延时c个符号，函数<a,b>为向量a与b的共轭内积函数；

步骤8：对X_c尾部补0至长度为512个采样点，进行两倍内插得到1024点，内插值均为0，并进行1024点FFT变换，得到信道频域幅值响应H_n，1≤n≤1024；

步骤9：利用接收到的导频进行噪声方差估计，具体步骤如下：

计算接收导频平均符号功率：

P_T＝<U_r,U_r>/N_UW

计算前后导频拼接序列的FFT幅度值：

其中，

为导频

与导频

拼接后的新导频序列；

计算噪声平均功率：

计算信号平均功率：

接收信号信噪比snr为：

snr＝P_S/P_N

噪声方差为：

σ²＝P_T/(1+snr)

步骤10：计算信道频域幅值响应与噪声方差的平均值：

步骤11：计算信道补偿系数：

其中，

为

的共轭值，

为

的模值；

步骤12：计算数据段的频域响应：

Y_n＝fft(y_d),1≤d≤1024,1≤n≤1024

步骤13：完成信道补偿及IFFT逆变换：

z_n＝ifft(Y_d*W_d),1≤d≤1024,1≤n≤1024

从而得到均衡后的数据。

本发明的有益效果在于针对IEEE802.16单载波传输方案的帧格式添加了CP段，该CP段隔离了数据块对导频段码间串扰的影响，同时将导频段与信道冲激响应的线性卷积等效为循环卷积，方便后续FFT运算。本发明提出了最小数据块的数目，并以此为初始设定值，保证信道估计精度高，均衡后的误包率性能与采用更多数据块相比时仅相差0.02dB以内，同时，数据块数目越小，处理时延越小，本发明兼顾考虑了均衡误包率性能与时延之间的平衡。本发明提出一种新的噪声方差估计方法，该方法利用“重复序列FFT后偶数位置数值为0”的定理为基础，只需前后导频相同即可，不需依赖于载波同步，因此适用于大动态多普勒条件。

附图说明

图1是本发明系统帧格式示意图。

图2是本发明单载波频域均衡原理图。

图3是本发明误包率与均衡数据块数目的关系仿真图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

步骤1：系统指标要求多径最大时延为τ，消息包比特数为N，符号周期为T_s，接收导频向量为U_r，本地导频向量为U_l，接收数据为{y_i}，则确定CP的符号数N_CP，满足条件：

N_CP＝f(τ/T_s)

其中，f(g)为向上取整函数；

步骤2：初始确定数据块的数目K(建议设定范围8～10)；

步骤3：确定每个数据块的数据长度N_data，满足：

N_data＝f(N/K)

步骤4：确定导频块长度N_UW，满足

N_UW＝512-N_CP-N_data

如果N_UW小于128，则返回步骤2，数据块的设定数目K加1，如果N_UW大于等于128，则执行步骤5；

步骤5：依据N_UW生成导频UW(i),0＜i≤N_UW，满足：

k取值为11，13或17，(a,b)表示数a与数b的最大公约数，完成帧格式设计，将信号经过DA转为中频信号，通过功放、天线发射出去；

步骤6：对方天线接收信号经AD两倍采样后，通过捕获、定时得到导频及数据段位置；

步骤7：接收导频与本地导频进行滑动相关运算，滑动窗长度设定为N_CP，满足：

其中，

为U_r延时c个符号，函数<a,b>为向量a与b的共轭内积函数；

步骤8：对X_c尾部补0至长度为512个采样点，进行两倍内插得到1024点，内插值均为0，并进行1024点FFT变换，得到信道频域幅值响应H_n，1≤n≤1024；

步骤9：利用接收到的导频进行噪声方差估计，具体步骤如下：

计算接收导频平均符号功率：

P_T＝<U_r,U_r>/N_UW

计算前后导频拼接序列的FFT幅度值：

其中，

为导频

与导频

拼接后的新导频序列；

计算噪声平均功率：

计算信号平均功率：

接收信号信噪比snr为：

snr＝P_S/P_N

噪声方差为：

σ²＝P_T/(1+snr)

步骤10：计算信道频域幅值响应与噪声方差的平均值：

步骤11：计算信道补偿系数：

其中，

为

的共轭值，

为

的模值；

步骤12：计算数据段的频域响应：

Y_n＝fft(y_d),1≤d≤1024,1≤n≤1024

步骤13：完成信道补偿及IFFT逆变换：

z_n＝ifft(Y_d*W_d),1≤d≤1024,1≤n≤1024

从而得到均衡后的数据。

实施例：

假设系统指标要求多径最大时延为τ，消息包比特数为N，符号周期为T_s，接收导频向量为U_r，本地导频向量为U_l，接收数据为{y_i}，则：

1)确定CP的符号数N_CP，满足：

N_CP＝f(τ/T_s)

其中，f(g)为向上取整函数，向上取整，保证数据段的码间串扰不会影响到导频段；

2)初始确定数据块的数目为8；

3)确定每个数据块的数据长度N_data，满足：

N_data＝f(N/K)

4)确定导频块长度N_UW，满足：

N_UW＝512-N_CP-N_data

如果N_UW小于128，则返回步骤2)，数据块的设定数目K更改为K+1，如果N_UW大于等于128，则执行步骤5；因为该频域均衡方法是基于512点做FFT变换，因此CP、导频和数据段长度之和不能大于512；另外，当导频块长度小于128，以512个符号为单位进行内插信道估计时，性能变差，导致频域均衡误包率降低，因此设定导频块长度不小于128；

5)依据N_UW生成导频UW(i),0＜i≤N_UW，满足：

其中，本发明k取值为11，13或17，(a,b)表示数a与数b的最大公约数，完成帧格式设计，将信号经过DA转为中频信号，通过功放、天线发射出去；

6)对方天线接收信号经AD两倍采样后，通过捕获、定时得到导频及数据段位置；

7)接收导频与本地导频进行滑动相关运算，滑动窗长度设定为N_CP，满足：

其中，

为U_r延时c个符号，函数<a,b>为向量a与b的共轭内积函数，通过求平方和得到接收信号的总功率；

8)X_i尾部补0至长度为512个采样点，进行两倍内插得到1024点，内插值均为0，并进行1024点FFT变换，得到信道频域幅值响应H_n，1≤n≤1024；

9)利用接收到的导频进行噪声方差估计，具体步骤如下：

计算接收导频平均符号功率，方便后续通过信噪比估计出噪声方差，

P_T＝<U_r,U_r>/N_UW

计算前后导频拼接序列的FFT幅度值，

其中，

为导频

与导频

拼接后的新导频序列。

计算噪声平均功率，注意：此处噪声平均功率仅用于估计信噪比，并非真实的噪声方差值：

计算信号平均功率：

接收信号信噪比snr为：

snr＝P_S/P_N

噪声方差为：

σ²＝P_T/(1+snr)

10)多次计算信道频域幅值响应与噪声方差求平均值：

11)计算信道补偿系数：

12)计算数据段的频域响应：

Y_n＝fft(y_d),1≤d≤1024,1≤n≤1024

13)完成信道补偿及IFFT逆变换：

z_n＝ifft(Y_d*W_d),1≤d≤1024,1≤n≤1024

从而得到均衡后的数据{z_L,1≤L≤2*N_data}。

本发明通过以下仿真实现：

1.仿真条件

仿真一(针对帧格式需要最小数据块数目建模仿真)：

在matlab平台针对本发明帧格式中最小需要的数据块数目进行建模仿真，仿真参数设置如下：接收信号调制方式QPSK，成型滤波器因子0.2，CP长度为24，导频长度为168，多径时延分别为[0 0.6us 1.2us]，多径幅值衰减分别为[0-3dB-6dB]。

仿真二(噪声方差估计实例演示)：

在matlab平台针对噪声方差估计方法进行实例演示，仿真参数设置如下：接收信号调制方式QPSK，成型滤波器因子0.2，用于估计噪声方差的接收信号采用32比特随机二进制信号QPSK调制信号，基带信号平均模值为1，信噪比为5dB时，噪声方差理论值为0.31。

2.仿真内容和结果

仿真一：

假定消息包比特数为640比特，数据块数目依次设定为1、2、4、6、8块，对系统的误包率性能进行仿真比较，仿真结果如附图3所示。

系统只采用1个导频块实时估计信道，Eb/N0为8dB时，误帧率为1e-2，性能差；随数据块数增加，系统误包率性能不断提升，在误包率1e-3的条件下，4个、6个、8个、10个数据块通过求平均处理分别比2个数据块性能提升0.38dB、0.5dB、0.6dB和0.62dB，当数据块数大于10时，系统误包性能与数据块数的关系趋于稳定，误包性能不再随数据块数增加而明显提高，此时反而带来极大的时延开销和信号处理资源开销，因此，本发明选择数据块数为8-10。

仿真二：

噪声方差估计在大动态多普勒100KHz条件下，具体实例步骤如下所述：

1)随机产生32比特二进制数据，结果为：

2)对二进制数据进行QPSK调制，结果为：

3)调制信号经过成型滤波器，参数为α＝0.2,N＝36，两倍采样，结果为：

4)调制信号重复一遍，加入高斯白噪声，snr设置为5dB，加入100KHz多普勒频偏，接收端经过相同成型滤波器后结果为：

5)对接收信号进行FFT运算，对接收信号幅频响应分别计算得出噪声功率、接收总功率为1169、4378.3，估计出信噪比为5.1125dB，与真实信噪比仅相差0.1125dB；

6)接收信号在时域求信号总功率值，结果为33.5；

7)计算噪声方差为0.25，与理论值0.31基本接近。

Claims (1)

1.一种基于帧格式参数可变的大动态单载波频域均衡方法，其特征在于包括下述步骤：

步骤1：系统指标要求多径最大时延为τ，消息包比特数为N，符号周期为T_s，接收导频向量为U_r，本地导频向量为U_l，接收数据为{y_i}，则确定CP的符号数N_CP，满足条件：

N_CP＝f(τ/T_s)

其中，f(.)为向上取整函数；

步骤2：初始确定数据块的数目K，K设定范围8～10；

步骤3：确定每个数据块的数据长度N_data，满足：

N_data＝f(N/K)；

步骤4：确定导频块长度N_UW，满足

N_UW＝512-N_CP-N_data

如果N_UW小于128，则返回步骤2，数据块的设定数目K加1，如果N_UW大于等于128，则执行步骤5；

步骤5：依据N_UW生成导频UW(i),0＜i≤N_UW，满足：

k取值为11，13或17，(a,b)表示数a与数b的最大公约数，完成帧格式设计，将信号经过DA转为中频信号，通过功放、天线发射出去；

步骤6：对方天线接收信号经AD两倍采样后，通过捕获、定时得到导频及数据段位置；

步骤7：接收导频与本地导频进行滑动相关运算，滑动窗长度设定为N_CP，满足：

其中，

为U_r延时c个符号，函数<a，b>为向量a与b的共轭内积函数；

步骤8：对X_c尾部补0至长度为512个采样点，进行两倍内插得到1024点，内插值均为0，并进行1024点FFT变换，得到信道频域幅值响应H_n，1≤n≤1024；

步骤9：利用接收到的导频进行噪声方差估计，具体步骤如下：

计算接收导频平均符号功率：

P_T＝<U_r,U_r>/N_UW

计算前后导频拼接序列的FFT幅度值：

其中，

为导频

与导频

拼接后的新导频序列；

计算噪声平均功率：

计算信号平均功率：

接收信号信噪比snr为：

snr＝P_S/P_N

噪声方差为：

σ²＝P_T/(1+snr)；

步骤10：计算信道频域幅值响应与噪声方差的平均值：

步骤11：计算信道补偿系数：

其中，

为

的共轭值，

为

的模值；

步骤12：计算数据段的频域响应：

Y_n＝fft(y_d),1≤d≤1024,1≤n≤1024；

步骤13：完成信道补偿及IFFT逆变换：

z_n＝ifft(Y_d*W_d),1≤d≤1024,1≤n≤1024

从而得到均衡后的数据。

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