CN110413034A - 一种前置脉宽调制移相跟随电路及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于全桥逆变的前置脉宽调制移相跟随电路及其控制方法，采用双PI调节，可以根据不同的输出状态按照不同的参数及方案调节不同的元件，使电路能够灵活的决定自己的状态来提高工作效率；增加了PWM前置电路和PWM跟随电路，使得电路的调节范围加大，可高于普通硬开关电路；根据负载状态产生四个不同的工作阶段，分别为PWM前置阶段、PWM准移相阶段、谐振跟随控制阶段、谐振半桥控制阶段。本发明采用一种不同于普通PWM开关电源的波形控制技术，是对通用电力电子PWM技术的完善和升级。它能够使开关电源调节范围更宽，损耗更小，工作更稳定。

Description

一种前置脉宽调制移相跟随电路及其控制方法

技术领域

本发明属于前置PWM软开关移相稳压电源控制领域，具体涉及一种前置脉宽调制移相跟随电路及其控制方法。

背景技术

脉冲宽度调制技术简称PWM，是一种模拟控制方式，其根据相应载荷的变化来调制晶体管基极或MOS管栅极的控制脉宽，来实现晶体管或MOS管导通时间占比的改变，从而实现开关稳压电源输出的改变。这种方式能使电源的输出电压在工作条件变化时保持恒定，是利用数字信号对模拟信号控制的一种非常有效的技术。

PWM控制技术以其控制简单，灵活和动态响应好的优点而成为电力电子技术最广泛应用的控制方式，也是人们研究的热点。由于当今科学技术的发展已经没有了学科之间的界限，结合现代控制理论思想或实现无谐振波开关技术将会成为PWM控制技术发展的主要方向之一。

目前的逆变开关电源的控制技术主要采用硬开关的PWM技术，少数采用移相技术和半移相技术。

现有的大功率开关电源存在以下缺点：

硬开关：控制方式相对落后，损耗大，开关噪音大，可靠性低。

软开关：调节范围小，空载损耗大，很难应用于调压电源。

硬开关的PWM电路控制波形，如图6，显示的是在脉宽变化区内的四个控制管的脉宽，在范围0--45％，桥臂的四个控制波形是同时变化的。

这种电路的缺点是开关损耗大。

半移相控制桥的波形，如图7，与硬开关PWM电路不同的是QGX,QGX的波形是不变的，一直保持在45％，只有移动臂上的QYS，QYX的波形变化。

这种电路的优点是可以进行软关断，缺点是调节范围不大，空载损耗大。

移相电路的波形，如图8，和半移相控制桥一样，QGX,QGX的波形是不变的，一直保持在45％，移动臂上的QYS，QYX的波形向前移动相位B，A就是与固定臂交叉而形成的有效工作脉宽，随着移动角的加大，有效脉宽变小，形成调节。

缺点：调节范围不大，空载损耗大。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：提供一种前置脉宽调制移相跟随电路及其控制方法，解决了现有技术中开关电源调节范围不理想、空载损耗大的问题。

本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：

一种前置脉宽调制移相跟随电路，该电路用于全桥逆变控制系统，包括PWM控制电路、PID调节电路、反馈信号处理电路、启动保护电路、PWM前置电路、PWM跟随电路、状态判断电路；其中，PID调节电路包括第一PID和第二PID电路，该电路工作时，外部参数与反馈信号产生的差值一路经过第一PID运算后进入PWM电路调制出两路互补脉宽信号，进入全桥逆变电路移动臂的驱动电路；另一路与第一PID的一种结果进行比较，然后进入第二PID进行运算，运算结果进入PWM跟随电路；同时，PWM输出的两路互补脉宽信号与同步信号进入PWM前置电路，使PWM的互补脉宽相对前移一个固定的值后进入PWM跟随电路，PWM跟随电路根据第二PID的结果产生固定臂驱动信号；状态判断电路根据保护电路、启动电路、反馈信号产生固定臂和移动臂状态控制信号。

PWM前置电路将全桥逆变电路移动臂的控制信号向前移动一个固定的时间。

第一PID用于调节大功率输出，第二PID用于调节小功率输出。

根据负载状态产生四个不同的工作阶段，分别为PWM前置阶段、PWM准移相阶段、谐振跟随控制阶段、谐振半桥控制阶段。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

1、采用双PI调节，可以根据不同的输出状态按照不同的参数及方案调节不同的元件，使电路能够灵活的决定自己的状态来提高工作效率。

2、与一般的移相电路不同的是本机的空载损耗是很小的。

3、增加了PWM前置电路和PWM跟随电路，使得电路的调节范围加大，可高于普通硬开关电路。

4、采用本发明的控制电路和控制方法，当移动臂脉宽减小到一定程度之后，固定臂要跟随移动，当移动臂脉宽减小到0后，固定臂脉宽继续缩小，这样的控制可以使电路在小电流工作时更加稳定。

5、适用于大功率电源的细微控制。

附图说明

图1为本发明前置脉宽调制移相跟随电路的全桥逆变电路的原理图。

图2为本发明前置脉宽调制移相跟随电路的原理框图。

图3为本发明前置脉宽调制移相跟随电路的两路PID调节电路原理图。

图4本发明前置脉宽调制移相跟随电路的电源保护电路及判断电路的原理图。

图5本发明前置脉宽调制移相跟随电路的PWM控制、PWM前置、PWM跟随及全桥逆变驱动电路的原理图。

图6为现有技术中普通PWM控制电路四个功率管的控制波形。

图7为现有技术中准移相PWM控制电路四个功率管的控制波形。

图8为现有技术中移相控制电路四个功率管的控制波形。

图9为本发明PWM前置工作过程控制波形图。

图10为本发明PWM准移相工作过程控制波形图。

图11为本发明谐振跟随工作过程控制波形图。

图12为本发明谐振板桥工作过程控制波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的结构及工作过程作进一步说明。

本发明的前置脉宽调制移相跟随电路，包括全桥逆变电路、PWM控制电路、PID调节电路、反馈信号处理电路、启动保护电路、PWM前置电路、PWM跟随电路、状态判断电路；其中，全桥逆变电路包括移动臂和固定臂；PID调节电路包括两路，分别为第一PID和第二PID；外部参数与反馈信号产生的差值一路经过第一PID运算后进入PWM电路调制出两路互补脉宽信号，进入移动臂驱动电路；另一路与第一PID的结果进入第二PID进行运算，运算结果进入PWM跟随电路；同时，PWM输出的两路互补脉宽信号与同步信号进入PWM前置电路，使PWM前置电路产生的互补脉宽相对前移一个固定的值后进入PWM跟随电路，PWM跟随电路根据第二PID的结果产生固定臂驱动信号；状态判断电路根据保护电路、启动电路、反馈信号产生固定臂和移动臂状态控制信号。

PWM前置电路将全桥逆变电路移动臂的控制信号向前移动一个固定的时间。大约为2-4微秒。

如图1所示：移动臂包括上移动桥臂QYS和下移动桥臂QYX，固定臂包括上固定桥臂QGS和下固定桥臂QGX；上移动桥臂和下移动桥臂的两端跨接换向电容CYS,XYX，固定臂和移动臂的中点之间接，一路连接换向电感LH，另一路连接饱和开通电感LK，变压器BK,隔直电容CG。

图2所示的控制电路框图用来控制图1构成的主电路，根据图2的控制框图构成的控制方法本申请命名为“前置脉宽调制移相跟随”，它包括四个工作过程，分别为PWM前置阶段、PWM准移相阶段、谐振跟随控制阶段、谐振半桥控制阶段；其工作过程如下:

1,PWM前置阶段：在脉宽最大时，控制移动臂上桥臂开关管工作，移动臂下桥臂预前移动5％相位工作，固定臂保持不变；

2,PWM准移相阶段：将移动臂脉宽调节至不大于40％最大脉宽工作；

3,谐振跟随控制阶段：当移动臂脉宽小于20％最大脉宽时，控制固定臂脉宽跟随移动臂脉宽减小；

4,谐振半桥控制阶段：空载或工作时反馈电压小于0.9V时，移动臂的控制脉宽为0，固定臂进入PWM控制工作状态。

具体工作过程，如图1至图5所示：

固定桥臂的中点之间连接换向电感LH，全桥逆变电路的输出端通过电阻R11和电容C8串联电路实现电压源空载的电压维持，能够有效减少本电路的空载损耗。

在这个电路中，外围的接口与区域主要包括：

JKUF：反馈电压、电流接口。

KZJK：控制接口，负责设置给定的电压，电流，及电路的开通与复位。

WYDYQ：稳压电源区，负责提供为主电路及驱动电路提供稳定的和隔离的电压，其中主电路电压为24V、12V、5V。驱动电路的电压为四组相互隔离的22伏直流电压。

GXQD：IGBT驱动区，驱动全桥移相电路的固定下桥臂。

GSQD：IGBT驱动区，驱动全桥移相电路的固定上桥臂。

YXQD：IGBT驱动区，驱动全桥移相电路的移动下桥臂。

YSQD:IGBT驱动区，驱动全桥移相电路的移动上桥臂。

PID调节电路：

如图4，图5所示，包括两路，分别为第一PID和第二PID；其中，第一PID用于调节大功率输出，第二PID用于调节小功率输出。

第二PID调节电路中，电流反馈信号If的一路经过电阻134R、电容128C滤波到达放大器129JB的正向输入端，经过电阻127R、126R的比例放大与电阻130R、131R所设定的限值进行比较产生的结果经过电阻133R、二极管95D来驱动IGBT开关管59Q关断移动桥臂，直流供电电压为12V。

由此可见，实际工作中，当反馈电流很小时，移动臂是不工作的，只有工作电流经放大后大于电阻130R/131R*12V移动臂才开始工作。

电阻131R：供给显示电路，来显示电流值。

电阻132R：用来设定滞回值使电流状态不会频繁切换。

第一PID调节电路中，电流反馈信号If的另一路经过电阻135R、电容141C滤波再通过电阻117R给放大器81J，通过与给定的IPWM(电流脉宽)进行运算比较来控制集成PWM芯片74J的脉宽来调节电流。给定值经过电位器34E降压，经过电阻50R,电位器68E分压到达81J的3角，来设定电流给定值。放大器的运算参数由电阻101R、电容80C、电阻70R、电容97C、稳压二极管82Z、102Z决定，电阻100R用来对放大器调零。放大器输出6角的值在经过三路的判断与控制才能决定最终的输出结果。

其中第一路经过电阻96R、二极管90D输出到74J的2角，来控制移动臂的脉宽。

第二路当81J的6角输出值比较小时(小于0.9V,由62R/61R*5V设定)，通过电阻78R、比较器65JB关断移动臂。电阻64R用来进行滞回保护。

第三路放大器81J的6角的值进一步减小时通过电阻83R、比较器65JA、单稳态触发器26J来逐步的关断固定臂。

电阻66R、电容47C来决定初始比较脉宽的时间，也决定脉宽跟随的宽度。电阻76R、开关管77Q用来产生同步的三角波。

电阻28R为65JA的输出提供上拉电阻，来触发26J的一个单稳态触发器，单稳态触发器的工作时间由电阻11R、电容27C来定时。由电阻40R输出，用来触发37Q关断固定臂。

准移相波形的发生电路：

如图5所示，74J是PWM发生电路的主控芯片，电阻93R、电容92C用来决定开关工作频率，电阻75R、电容94C决定软启动时间，电位器55E用来调整输出死区。电阻76R、58R用来输出同步信号。74J的11、12角是PWM输出端，通过电阻71R、72R直接驱动移动臂，通过电阻56R、57R、电容4C、22C延时触发21J的两个单稳态触发器，形成固定移相的固定臂开通，固定臂的关断由同步信号决定。

电阻8R、电容23C和电阻3R、电容20C用来控制单稳态时间。时间范围大于一个半个周期。电阻6R、开关管9Q是同步关断电路，根据同步信号关断21J的输出，也就是关断固定臂脉宽。

启动保护电路：

如图4所示，启动信号是把电容122C短路，电流流过开关管138Q、电阻121R,使开关管138Q导通，电压通过电阻30R加在二极管32Z上使开关管48Q导通，把电阻45R、48R的电压拉低使IGBT开关管59Q、37Q由导通状态转为关断状态，从而打开移动臂与固定臂。

关断时短路断开，开关管138Q截止，开关管48Q也就截止了，电压通过电阻67R、45R、38R,使IGBT开关管37Q、59Q导通，通过二极管19D、36D、52D、53D从而使固定臂与移动臂都关断。

过流信号通过电阻12R将16K触发时,稳压管32Z电压被拉低，使开关管48Q截止，使固定臂与移动臂都关断。

电压反馈信号的处理：

如图3所示，反馈接口的电压信号，通过电阻142R、136R、113R到达放大器111J的2角，与通过电阻115R到达的给定电压运算，通过电容110C、电阻109R的比例积分产生的信号通过二极管108D控制PWM芯片的控制电压值，从而控制电压输出，由图可见在控制值小时，电路可自动转为半桥工作模式。

状态判断电路：

图2、图5是根据保护、启动、反馈来决定固定臂与移动臂状态的电路。

该电路与现有技术的区别技术特征说明：在硬开关PWM电路时，主电路中没有换向电容CYS、CYX，没有换向电感LH，也没有饱和开通电感LK。在移相和半相电路中有，但在有的调节范围不大的电流型移相电路中，换向电感LH也省略了。整流后的电阻R11与电容C8于电压源空载的电压维持，利用的是换向电感LH与换向电容CYS、CYX的谐振原理产生较高的空载电压用于空载维持，所以与一般的移相电路不同的是本机的空载损耗是很小的。

根据该方案提出的理论而产生的控制方式有很多种，相应的电路结构也有多种，上述只是其中一种比较实用的方案，但不限于仅仅用所述的电路才能够实现，只要符合本方案的电路框架，细节部分(即部分元器件的更换等)所做的更改均属于本方案的范围，本机提出的控制理论是复杂的，而机器结构却是简单的，当然还要在大量的仿真和试验中获得更实用的控制方案。

本申请还公开了一种前置脉宽调制移相跟随电路的控制方法，采用一种不同于普通PWM开关电源的波形控制技术，是对通用电力电子PWM技术的完善和升级。应用到开关电源领域，我们将这种技术叫做：前置脉宽调制移相跟随控制器，简称：FPF，它能够使开关电源调节范围更宽，损耗更小，工作更稳定。

本控制方法是对全桥逆变技术的改进，改进要点如下：

1、移动臂采用前置固定移相。

2、移动臂在有限范围内采用PWM控制。

3、固定臂在有限范围内脉宽固定。

4、在电流小到一定范围后关闭移动臂，固定臂采用PWM控制。

该实施例中，移动臂采用前置固定移相，就是将原来的移动臂相位提前2微妙。

移动臂在有限范围内(大约10％-100％最大脉宽)采用PWM控制，固定臂在有限范围内脉宽固定(大约20％-100％最大脉宽)。

在电流小到一定范围后(大约15％额定电流)关闭移动臂，固定臂采用PWM脉宽调制技术。

本发明采用独特的双PI调节技术，目的在于克服现有技术的不足，研究一种工作效率高,调节范围大并且持久可靠的全桥逆变移相控制技术。

具体实施例，如图9至图12所示：

本方案的方法包括四个工作过程，分别为PWM前置阶段、PWM准移相阶段、谐振跟随控制阶段、谐振半桥控制阶段；其中，

1、PWM前置阶段：在脉宽最大时，控制移动臂上桥臂开关管工作，移动臂下桥臂预前移动5％相位工作，固定臂保持不变；这样做的优点是：使移动臂预先开通，保证移动臂零电压开通，如图1和图9这时候，在QYS开通时，QGS还没有关段，此时QYS两端电压一定为零，同理，QYX开通时QGX还没有完全关断，QYX两端也肯定是零，

具体实施电路在图5中，集成块74J产生的两路脉冲分别无延迟的通过电阻71R,72R驱动YSQD,YXQD，同时两路脉冲通过电阻56R,57R经过4C,22C延迟触发21J，21J通过电阻1R,18R驱动GSQD,GXQD，(YSQD,YXQD,GSQD,GXQD)是四个桥臂的驱动单元。

2、PWM准移相阶段：调节移动臂脉宽，至不大于固定臂脉宽的90％工作；移动臂的脉宽前置后，在工作的时候它的脉宽相对于固定臂要有变化，如图10的A区域这段变化看起来和移相变化略有不同，我们叫准移相。

3、谐振跟随控制阶段：当移动臂脉宽小于20％最大脉宽时，电路通过26J控制固定臂脉宽，跟随移动臂脉宽逐渐减小。

4、谐振半桥控制阶段：空载或工作电压小于0.9V时，电路通过65JB控制移动臂的控制脉宽为0，固定臂则进入PWM控制工作状态。

为了进一步说明本方案的优点，下面通过实验指标作对比，

相同主电路结构下的HRWS-3250精密焊机采用本控制器与普通控制器的指标如下表：

综上所述，电源的设计目标是在宽的输出范围内达到了较好的输出目标并尽量可能的加大调节范围来作为可调的恒压、恒流源来使用，由表可见在不考虑干扰和功率管温升的情况下，传统的PWM控制法是较好的。但功率较大时这种方法的效率及可靠性要降低，甚至是致命的。电磁干扰也很难处理，而移相控制桥很显然在调节指标上很难理想。

Claims (4)

1.一种前置脉宽调制移相跟随电路，该电路用于全桥逆变控制系统，其特征在于：包括PWM控制电路、PID调节电路、反馈信号处理电路、启动保护电路、PWM前置电路、PWM跟随电路、状态判断电路；其中，PID调节电路包括第一PID和第二PID电路，该电路工作时，外部参数与反馈信号产生的差值一路经过第一PID运算后进入PWM电路调制出两路互补脉宽信号，进入全桥逆变电路移动臂的驱动电路；另一路与第一PID的一种结果进行比较，然后进入第二PID进行运算，运算结果进入PWM跟随电路；同时，PWM输出的两路互补脉宽信号与同步信号进入PWM前置电路，使PWM的互补脉宽相对前移一个固定的值后进入PWM跟随电路，PWM跟随电路根据第二PID的结果产生固定臂驱动信号；状态判断电路根据保护电路、启动电路、反馈信号产生固定臂和移动臂状态控制信号。

2.根据权利要求1所述的前置脉宽调制移相跟随电路，其特征在于：PWM前置电路将全桥逆变电路移动臂的控制信号向前移动一个固定的时间。

3.根据权利要求1所述的前置脉宽调制移相跟随电路，其特征在于：第一PID用于调节大功率输出，第二PID用于调节小功率输出。

4.基于权利要求1至3中任一项所述前置脉宽调制移相跟随电路的控制方法，其特征在于：根据负载状态产生四个不同的工作阶段，分别为PWM前置阶段、PWM准移相阶段、谐振跟随控制阶段、谐振半桥控制阶段。