CN110383020B - 低温微波分析仪 - Google Patents
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Abstract
一种微波辐射检测器包括信号输入(401)和检测器输出(402)。具有欧姆导电性的吸收器元件(404)通过第一长度超导体(405)耦接于所述信号输入(401)。可变阻抗元件(406)通过第二长度超导体(407)耦接于检测器输出(402)，可变阻抗元件的阻抗配置为随温度变化。还包括加热输入(408)和通过第三长度超导体(410)耦接于加热输入(408)的加热元件(409)。吸收器元件(404)，可变阻抗元件(406)和加热元件(409)通过长度短于所述第一长度超导体(405)、第二长度超导体(407)和第三长度超导体(405)中的任何一个的超导体部分彼此连接(410)。
Description
技术领域
本发明涉及微波频率下电磁能量的检测和测量领域。特别地，本发明涉及一种可以检测极小幅度微波信号的超灵敏检测器结构和装置。
背景技术
接收的电磁辐射的超灵敏检测方法包括量热法和测辐射热法。量热计是一种装置，在这种装置中，检测器元件瞬时升高的温度朝周围热浴(thermal bath)的温度呈指数衰减。辐射热测量计具有检测器元件和热浴，但是该方法是测量功率(随时间的能量)，即入射光子的平均通量，而不是单个光子的精确能量。
因此，图1的示意图适用于量热计和辐射热测量计。入射辐射101在吸收器102中被吸收，使得所吸收的能量加热检测器元件103，检测器元件103的热容为C。所吸收的热能随后通过一些导热系数G损失到散热器或热浴104。测量布置105用来检测和测量作为绝对值的检测器元件103温度，和/或相关量，比如温度变化率。
为了让辐射热测量计“跟上”输入信号的功率的变化，该变化必须相对于系统的热时间常数是缓慢的，即实质上是C/G。换句话说，为了让辐射热测量计对快速变化敏感，这需要具有小的C和大的G。在另一方面，系统噪声等效功率的热力学下限与4*kB*T2*G的平方根成正比，其中kB是波尔兹曼常数，T是热浴温度。因此，为了保持低噪声，应该让G小且T低。
图2是已知的超灵敏辐射热测量计的示意图。检测器元件包括微观长度的材料，该材料是欧姆导电的，并且即使在低温也不会成为本质上超导的。这种所谓的普通导体可以由例如金-钯合金制成，并且在检测器结构中它包括所谓的长部分201和短部分202。该结构也包括超导体部件，即由比如铝材料或其他在检测器冷却运行的温度下成为超导的金属材料制成的零件。该超导体部件包括耦接于长部分201的一端的输入部分203和耦接于短部分202的一端的输出部分204。桥接部分205横跨普通导体放置，使得它将其长度分成长部分201和短部分202。桥接部分205的一端通过电容耦合接地。所有上面列出的部分都包含在热浴206中。
短部分202足够短，并且在其两端均由超导体部分约束，使得在热浴的低温下邻近效应让其成为弱超导的，而长部分201主要保持其欧姆导电性。短部分202也构成谐振电路的一部分，使得其在谐振电路中的阻抗(由于所述弱超导性，其强烈依赖于温度)对谐振电路的谐振频率有显著影响。入射微波信号加热长部分201，也在短部分202导致相应的温度增加。谐振频率测量电路207测量由此产生的谐振电路的谐振频率的变化，使得谐振频率测量电路207的输出揭示了入射微波信号的功率。
图3显示了图2的原理的变形。不同于图2的是，在图3中，检测器元件包括一些短部分301、302和303。这有助于增加测量电路的阻抗而没有使它非线性，但是一般的运行原理与图2一样。
虽然图2和图3的检测器相当地灵敏，但是它们具有与校准相关的问题。在制造过程中，非常小的变化在测量响应中会引入显著的不确定性。基本上可以单独用一些已知的微波辐射源校正每一个制造的辐射热测量计，但是以所需精度在微波频率上产生所需的参考信号是困难且昂贵的。
描述已知的高灵敏度辐射热测量计的现有技术文献包括例如专利公开FI122887B和US9255839B2。
发明内容
本发明的目的是呈现一种具有高灵敏度和相对容易校准的、用于检测微波辐射的检测器和检测器装置。本发明的另外一个目的是呈现一种用于校准微波辐射检测器的方法和装置，而没有造成检测器元件的热容显著增加。本发明的另外一个目的是呈现一种上述类型的微波辐射检测器，使得在制造过程中不可避免的变化不会牺牲所制造的检测器的灵敏度和精准度。
本发明的这些和进一步的有利目的是通过以下方式实现，在检测器中设置加热元件，加热元件足够紧密地耦合于检测器中的其他部分，从而可以利用热电子效应，同时使用足够长的超导导线去阻止准粒子热传输所带来的杂散热传导。
根据一个实施例的微波辐射检测器的特征在于独立权利要求中所述的涉及检测器的特征。
根据一个实施例的微波辐射的检测器装置的特征在于独立权利要求中所述的涉及检测器装置的特征。
附图说明
附图示出了本发明的实施例，并与说明书一起有助于解释本发明的原理，所包括的附图提供了对本发明的进一步理解，并构成本说明书的一部分。在附图中：
图1示出了量热计或辐射热测量计的已知原理；
图2示出了已知的辐射热测量计的检测器元件；
图3示出了另一已知的辐射热测量计的检测器元件；
图4示出了根据一个实施例的检测器；
图5示出了滤波器的使用；
图6示出了根据一个实施例的检测器的连接的示例；和
图7示出了一种检测器装置。
具体实施方式
图4示出了微波辐射的检测器400。该检测器包括信号输入401和检测器输出402。信号输入401是一个连接，通过该连接，使用信号输入传输线待测信号可以耦合到检测器中。检测器输出402是一个连接，通过该连接检测器可以耦合于测量电路。根据一个实施例，测量电路是谐振测量电路403。
检测器包括吸收器元件，其在微波频率下展现为欧姆导电性。在图4中，吸收器元件是所谓的长部分404，该长部分由在检测器冷却运行的温度下不会成为本质上超导的欧姆导电材料制成。作为吸收器元件的材料，只要在感兴趣的频率处观察到欧姆导电率，就可以使用对直流电(DC)来说变成弱超导的材料。高频光子可能会破坏(弱)超导材料的库珀对，从而被吸收。
用于制造吸收器元件的合适材料的示例有，例如，各种金和钯的合金，但是也可以用其他金属比如铜,甚至非金属材料比如石墨烯、碳纳米管等。长部分404的长度可以是几百纳米的量级，比如600-1000纳米，并且它的宽度和厚度可以小至能够用微光刻法可靠地制造。在撰写本说明书时，这意味着厚度在纳米到几十纳米的量级，宽度在几十纳米的量级。
吸收器元件通过第一长度超导体405耦合到信号输入401。称一种材料为超导体意味着该材料在检测器冷却运行的温度下变为超导性的。此类材料的示例为铝，但是也可以使用其他的超导体材料比如钼，铌，锡，钽或铅。为了运行，检测器冷却至非常低的温度，可以是一开尔文以下，也可以在几十毫开尔文的量级。
该结构尺寸以及吸收器元件耦合至第一长度超导体405的方式对阻抗匹配有影响。为了保证对到达吸收器元件的微波光子的尽可能的完全吸收，有利的是，尽可能准确将吸收器元件的阻抗和信号输入传输线的特征阻抗相匹配，该传输线的最终部分是第一长度超导体405。因此，旨在实现良好的阻抗匹配比旨在吸收器元件的任何具体的物理尺寸更重要。微电子元件的阻抗匹配是已知技术，因此此处不需要对它详细讨论。
该检测器包括可变阻抗元件，其阻抗配置为随温度变化。虽然所有材料的阻抗或多或少都表现出对温度的依赖性，但可变阻抗元件的这种特性意味着其材料、形状和尺寸的选择使得它的阻抗在检测器在冷却以运行的温度下表现为对温度相当大的依赖性。如果由吸收一定量的感兴趣的微波辐射引起的数量级的温度变化足以改变可用实际测量电路检测的可变阻抗元件的阻抗，则在这种意义上温度依赖性是相当大的。
可变阻抗元件的一个示例是所谓的由欧姆导电性的材料制成的短部分406，其在至少两个不同的点耦合于一些超导性的材料。短部分406的材料可以是，例如，与长部分404的材料一样，或者也可以是上面长部分404的描述中作为示例给出的其他材料的一种。
短部分406的尺寸及其与超导材料在所述至少两个不同点的耦合使得结构构成S-N-S型的约瑟夫森结。该结构的特征还在于，由临近超导体部分造成的邻近效应使得短部分406在检测器冷却运行的温度下是弱超导性的。这种可变阻抗元件的示例是金-钯合金带，其具有在两个超导电极之间的200纳米量级的长度。
S-N-S型的约瑟夫森结用作可变阻抗元件是特别有利的，因为已知其电感表现对温度的显著依赖性。电气上地这种结可以认为是线圈的等效物，其电感为温度的函数。
可变阻抗元件通过第二长度超导体407耦合于检测器输出402。因此测量电路可以将可变阻抗元件包括在电路中，测量其电特性，从而使得在所述电特性中检测到的变化形成产生测量信号的基础。作为示例，如果使用谐振测量电路403，则可变阻抗元件可以包括在谐振电路内，其谐振频率将被测量。
与图2和图3的已知的检测器元件不同的是，图4的检测器包括加热输入408和通过第三长度超导体410耦接于加热输入408的加热元件409。加热元件409可以由欧姆导电性的材料制成，使得与其耦接的加热电流将经历欧姆损失，将输入电能转化为热能。
吸收器元件(长部分404)、可变阻抗元件(短部分406)和加热元件409通过长度比第一长度超导体405、第二长度407或第三长度410中任何一个短的的超导体部分相互耦合。在图4的示意图中，超导带411与三个自由端连接在一起，即长部分404没有与信号输入401连接的一端、短部分406没有与检测器输出402连接的一端和加热元件409没有与加热输入408连接的一端。通过超导材料从长部分404、短部分406或加热元件409中的一个到另一个的最短距离最有利地与通过所使用的技术可靠地制造的一样短。
在图4的实施例中，超导带411也用于耦合于地电位的电容。因为超导带411既耦合于长部分404又耦合于短部分406，所以接地的耦合闭合了它们的电路，使得能够在吸收器元件中可以有效吸收输入信号，并且也能够有效使用可变阻抗元件作为谐振电路一部分，其谐振频率将被测量。因此，所述电路的闭合也可以通过其他方式实现，但是使用超导带411提供一种结构简单的方式，这种方式是相对直接地制造。
已经发现维德曼–夫兰兹定律不适用于超导体：电超导性的材料在热上可能是相对较好的绝缘体，特别是通过电子扩散和准粒子热输运阻碍了热传导。因此当长部分404、短部分406和加热元件409仅通过相对短的超导体部分彼此耦合，而通过较长的超导体部分与布置的其他部分耦合时，它们可以相互交换热能--通过短超导体部分以热电子扩散的形式--这比与检测器区域外的任何事物交换热能更容易。例如在J.T.Peltonen,P.Virtanen,M.Meschke,J.V.Koski,T.T.Heikkila和JPPekola：超导体中反邻近效应的热传导，物理评论快报105，097004(2010)中，发现了超导体部分的导热率如何取决于其长度的表征。
该结构的其他特征也可以优化，以保持在检测器区域及其周围之间的热能的任何交换最小：长部分404、短部分406和加热元件409，以及超导体部分可以在例如硅片的表面形成；整体可以封闭在真空中；并且可以在检测器周围设置多层热防护。图4的412示意性示出了热防护和用来冷却检测器以运行的热浴。热防护和冷却可以用已知的方法进行，此处不需要对它们详述。
为了保证长部分404、短部分406和加热元件409的温度一样，结合它们的超导体的长度应该足够短，以使得通过它的热传导比所述正常金属元件中的电子-声子耦合要高得多。另外地，正如上面已经指出的，超导体部分405、407和410的导热系数应该比电子-声子耦合小得多。当这些条件都成立时，描述正常金属元件之间温差均匀的时间尺度的热时间常数小于整个探测器结构的热时间常数，即描述热能从检测器逃到周围热浴的速度有多快的时间常数。
通过加热输入408传导到加热元件409的加热电流将增加加热元件409的温度。上面所解释的机理，即以热电子扩散形式的热交换，也造成长部分404(或更通常的说：吸收器元件)和短部分406(更通常的说：可变阻抗元件)温度的相应增加。产生非常精准地已知量级的低频电流是相对容易的。因此也可以非常精准地知道通过加热电流将被带进检测器区域的能量的量。通过观察测量电路对已知注入量的加热电流的响应，可以校准检测器。
图5示意性说明了检测器500的一种实施例，其包括分别沿着第一长度超导体405和第三长度410的微波滤波器501和微波滤波器502。此类微波滤波器的主要作用是阻止沿着超导连接的杂散热的光子传输，这有助于维持合适的检测器元件和周围结构之间的热传导尽可能小。
微波过滤器501和502也可以用于从检测器中去耦多余频率的噪声的目的。沿着第一长度超导体405的滤波器501示出为带通微波滤波器，选择通带使得仅让所需频率的输入信号通过。沿着第三长度超导体410的滤波器502示出为低通微波滤波器，这涉及直流电(DC)或低频交流电(AC)用作加热电流的事实。滤波器502也可以是带通微波滤波器，其通带选择方式低于滤波器501的通带。
带通微波滤波器501可以制成在它的中频和/或它的通带的宽度方面是可控的。此类可控性是有利的，例如，如果将要从入射微波辐射中获取光谱信息：通过控制带通微波滤波器501，测量可以集中在入射微波辐射的具体的光谱部分。即使入射微波辐射仅具有一个感兴趣的频率(或一个频率带)，也可以使用带通微波滤波器501的可控性。在这种情况下，带通微波滤波器501的通带可以，例如在覆盖了感兴趣的频率的更宽的频率带上向后和向前移动，从而获得了在其它频率处的参考测量。
图6示意性示出了检测器600的一种实施例，其中检测器具有与加热元件相关的输入的特别布置。一个加热输入，其可称为第一加热输入并且其耦合于加热元件409的第一端，该加热输入包括第一加热电流导线601和第一电压测量连接602。另外一个加热输入此处称为第二加热输入，其包括第二加热电流导线603和第二电压测量连接604。由此耦合至加热元件409的第二端。
此类结构的一个有利实施例是，朝向所述第一加热电流导线601和第一电压测量接口602的超导带的分支在同一个硅芯片上形成，实际的检测器也位于该硅芯片上。另外，朝向所述第二加热电流导线603和第二电压测量接口604的另一超导带的分支也有利地制造在同一个硅芯片上，实际的检测器也位于其上。在图6的实施例中，在每一个所述分支存在低通微波滤波器605、606、607和608。该结构可以是这样的，例如，其中从芯片外部到带上的分支超导带的耦合是由普通的非超导线制成的。
图中所示的微波滤波器可以是在合适的芯片外部的离散部件。然而，为了实现所需的热的光子传输的阻挡，它们最有利地应该是处在同样的热浴内。也可以将微波滤波器构建到同样的芯片上作为检测器本身。
将加热电流源耦合于第一加热电流导线601和第二加热电流导线603。在图6的示例实施例中，加热电流源包括(可变DC)电压源606、镇流电阻器607和开关608的串联耦合，开关608耦合在第一加热电流导线601和第二加热电流导线603之间。电压表609耦合在第一电压测量连接602和第二电压测量连接604之间。
可变DC电压源606可以产生在几伏特量级的精准校准电压，例如3伏特等。镇流电阻器607可以是精准校准的电阻器，其具有非常高的电阻，例如一个千兆欧姆等量级。精准校准的电压源和精准校准的镇流电阻器产生通过加热元件409的加热电流，这是精确已知的--尽管该电流非常小；具有上面给出数值的3纳安的量级。将加热电流源耦合于第一加热电流导线601和第二加热电流导线603的连接的室温部分造成一些额外的电阻，但是该电阻可以测量和补偿。电压表609的输入阻抗必须比加热元件409的阻抗大得多。当加热电流已知并且电压表609给出整个加热元件409的电压降时，可以计算用于加热该加热元件409的功率量。
像图6中具有可变DC电压源606和开/关开关608的加热电流源，可以与实际的微波辐射检测相结合，以时间交错的方式校准检测器。已知量的加热功率传送至加热元件409，并通过测量例如谐振电路中谐振频率的变化来记录在可变阻抗元件中相应的阻抗变化，其中可变阻抗元件是谐振电路的一部分。为了微波辐射的实际检测，打开开关608，以使得在实际测量期间没有加热电流流动。此类校准的优点是，在实际测量期间，没有额外的热量注入检测器，因此所有这些从尽可能低的温度中获益的性能指标都可以达到最佳值。
另一种可能性是，在微波辐射实际检测期间，也保持开关608关闭，并使用配置为维持可变阻抗元件的测量阻抗恒定的反馈耦合。因此，所检测到的高能实际微波辐射越多，注入检测器的加热电流越少，反之亦然。相较于具有时间交错校准的方法，此种测量方法可能具有显著更大的动态范围，但是加热电流的连续注入意味着检测器将比具有时间交错校准的方法中的检测器稍微更热一点地运行。因此更宽的动态范围可能是以这种干扰因素的一些增加为代价的，这些干扰因素表现为与温度成一定的比例。
图6中示意性示出的另外一个特征是，长部分404、短部分406和加热元件409的一种替代几何配置。在图4和图5中，长部分404和短部分406具有共同的纵向轴线，并且加热元件409与它们平行并有一些垂直位移。在此种布置中，长部分和短部分实际上可以制造为一个且仅有的欧姆导电带的部分，通过用超导带穿过所述欧姆导电带并将其分为两个部分。在图6的检测器中，长部分404、短部分406和加热元件409形成一个关于短部分406的纵向轴线对称的模式。长部分404相等地从短部分406的所述纵向轴线移位到一侧，当加热元件409移位到另一侧时。
虽然制造稍微复杂，但是图6的对称配置涉及的优势是，长部分404与短部分406之间的热电子扩散的局部条件和加热元件409与短部分406之间的热电子扩散的局部条件完全一样。这有助于保证通过向加热元件409注入加热电流而传送给检测器的已知量的校准能量会导致与耦合至长部分404的相同量的信号能量的响应相同的响应。
图7示出了根据实施例的检测器装置。它包括至少一个检测器700，其可以是上述的任何种类的检测器，最有利地构建为低温电子芯片，其中吸收器元件、可变阻抗元件和加热元件以及超导体带形成在一个或多个基板(例如一块晶体硅)的表面。信号输入馈送701配置为将待测信号引导到检测器700的信号输入。
图7的检测器装置包括测量电路702，其配置为测量由检测器700中的可变阻抗元件的阻抗变化造成的影响。作为示例，测量电路702可以是谐振测量电路，其配置为测量连接至检测器700的检测器输出的谐振电路的谐振频率。
图7的检测器装置包括加热电流控制器703，其配置为让已知大小的加热电流流过检测器700的加热输入。测量电路702和加热电流控制器二者均在控制器704的控制下运行，控制器可能包括具有合适的输入连接和输出连接的程序计算机。
在图7中假设检测器700包括沿着在信号输入和检测器700的吸收器元件之间的第一长度超导体的带通微波滤波器。进一步假设所述带通微波滤波器对于通带的中频和通带的宽度中的至少一个是可控的。检测器装置包括带通滤波器控制器705，其在检测器700中耦合于带通微波滤波器的控制输入，并在控制器704的控制下运行。
加热电流控制器703可以包括像图6的下半部分示出的那些组件。换句话说，加热电流控制器703可以包括电压源和镇流电阻器的串联耦合，镇流电阻器耦合在检测器700的第一加热电流导线和第二加热电流导线之间。加热电流控制器703也可以包括耦合在检测器700中的第一电压测量连接和第二电压测量连接之间的电压表。电压表也可以包括在检测器装置的其他部分中，比如测量电路702中，只要它合适地耦接以测量检测器700中的电阻加热元件的电压降。
控制器704可以编程控制检测器700的校准和实际操作。根据一个实施例，检测器装置被配置为通过让上述串联耦合(或任何其他类型的可控加热电流源)馈送校准电流通过所述加热元件来校准检测器，并通过让测量电路702测量相应的变化来校准检测器，比如谐振电路的谐振频率的变化，其中检测器700的可变阻抗元件是谐振电路的一部分。在微波辐射检测期间，检测器装置也可以配置为测量相应的变化，比如谐振电路的谐振频率的相应变化，并产生指示此类变化的测量信号。
可选地或另外地，检测器装置可以配置为让所述串联耦合(或任何其他可控加热电流源)根据反馈耦合馈送补偿电流通过检测器700中的加热元件。接下来的目的就是，在检测微波辐射期间，保持谐振电路的谐振频率为常数。在此情况下检测器装置配置为产生指示所述补偿电流的大小的测量信号，因为该补偿电流的大小和所检测的入射信号能量的量成比例。
对于本领域的技术人员显而易见的是，随着技术的进步，本发明的基本构思可以用多种方式实现。因此本发明及其实施例不局限于上述示例，相反，他们可以在权利要求的范围内变化。例如，即使所描述实施例具有相互平行的吸收器元件的纵向轴线、可变阻抗元件的纵向轴线和加热元件的纵向轴线，但是这不是本发明的要求。至少两个元件的纵向轴线可以彼此成斜角。例如在对称的实施例中，除了遵循图6的原理，长部分和加热元件可以形成V型模式，其中它们的远端(左手)端部比它们的近端(右手)端部更远离彼此。
Claims (13)
1.一种微波辐射检测器，包括：
-信号输入（401）和检测器输出（402），
-具有欧姆导电性的吸收器元件（404），其通过第一长度超导体（405）耦合于所述信号输入（401），和
-阻抗配置为随温度变化的可变阻抗元件（406），其通过第二长度超导体（407）耦合于所述检测器输出（402），
其特征在于：
-检测器包括加热输入（408），
-检测器包括加热元件（409），其通过第三长度超导体（410）耦合于所述加热输入（408），和
-所述吸收器元件（404）、所述可变阻抗元件（406）和所述加热元件（409）通过长度短于所述第一长度超导体（405）、第二长度超导体（407）和第三长度超导体（410）中的任何一个的超导体部分彼此耦合，以允许在所述吸收器元件（404）、所述可变阻抗元件（406）和所述加热元件（409）间的热电子扩散，同时阻止通过所述第一长度超导体（405）、第二长度超导体（407）和第三长度超导体（410）的热的准粒子热输运。
2.根据权利要求1所述的检测器，其特征在于：包括沿着所述第一长度超导体（405）和第三长度超导体（410）中的至少一个的微波滤波器（501，502）。
3.根据权利要求2所述的检测器，其特征在于：包括沿着所述第三长度超导体（410）的低通或带通微波滤波器（502）。
4.根据权利要求2或3所述的检测器，其特征在于：包括沿着所述第一长度超导体（405）的带通微波滤波器（501）。
5.根据权利要求4所述的检测器，其特征在于，所述带通微波滤波器（501）关于其通带的中间频率或通带的宽度中的至少一个能够控制。
6.根据权利要求1-3中的任一项所述的检测器，其特征在于:
-所述加热输入为耦合于所述加热元件（409）的第一端的第一加热输入，并且包括第一加热电流导线（601）和第一电压测量连接（602），和
-所述检测器包括耦合于所述加热元件（409）的第二端的第二加热输入，并包括第二加热电流导线（603）和第二电压测量连接（604）。
7.根据权利要求1-3中的任一项所述的检测器，其特征在于:
-所述吸收器元件（404）和所述可变阻抗元件（406）具有共同的纵向轴线，和
-所述加热元件（409）平行于所述吸收器元件（404）和所述可变阻抗元件（406）中的至少一个延伸并具有垂直位移。
8.根据权利要求1-3中的任一项所述的检测器，其特征在于:
-所述可变阻抗元件（406）具有纵向轴线，
-所述吸收器元件（404）和所述加热元件（409）形成关于所述可变阻抗元件（406）的纵向轴线对称的模式。
9.一种用于检测微波辐射的检测器装置，其特征在于：包括:
-至少一个根据权利要求1到8中的任一项所述的检测器（700），和
-谐振测量电路（702），其配置为测量耦合于所述检测器输出（402）的谐振电路的谐振频率。
10.根据权利要求9所述的检测器装置，其特征在于：包括：
-加热电流控制器（703），其配置为让已知大小的加热电流流过所述加热输入（408）。
11.根据权利要求10所述的检测器装置，其特征在于:
-所述加热输入是耦合于所述检测器（700）中的所述加热元件（409）的第一端的第一加热输入，并且包括第一加热电流导线（601）和第一电压测量连接（602），和
-所述检测器（700）包括耦合于至所述检测器中的所述加热元件（409）的第二端的第二加热输入，并包括第二加热电流导线（603）和第二电压测量连接（604），
-所述加热电流控制器（703）包括串联耦合的电压源（606）和镇流电阻器（607），所述镇流电阻器耦合在所述第一加热电流导线（601）和第二加热电流导线（603）之间，和
-所述检测器装置包括耦合在所述第一电压测量连接（602）和第二电压测量连接（604）之间的电压表（609）。
12.根据权利要求11所述的检测器装置，其特征在于:
-所述检测器装置配置为，通过让所述串联耦合馈送通过所述加热元件（409）的校准电流并且通过测量谐振电路的谐振频率的相应变化来校准检测器（700），和
-所述检测器装置配置为，在微波辐射的检测期间测量谐振电路的谐振频率的变化，并产生指示此类变化的测量信号。
13.根据权利要求11所述的检测器装置，其特征在于:
-所述检测器装置配置为使得所述串联耦合根据反馈耦合馈送通过所述加热元件（409）的补偿电流，以在微波辐射的检测期间保持谐振电路的谐振频率恒定，和
-所述检测器装置配置为产生指示所述补偿电流的大小的测量信号。
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