CN110326206A - 固定频率dc-dc转换器 - Google Patents

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Abstract

在功率转换器系统(200)中，电路系统(240)在PWM周期期间生成第一PWM信号和第二PWM信号以用于控制对电感器的功率施加。电路系统(210)生成具有AC分量和DC分量的误差信号。响应于施加到电感器或由电感器产生的功率的指示而生成误差信号。电路系统(230)响应于误差信号而生成反馈控制信号。响应于该反馈控制信号控制第一PWM信号和第二PWM信号。

Description

固定频率DC-DC转换器
背景技术
电子设备越来越多地用于更多样化的应用中，其中要求开关型电源在越来越宽的条件范围内更高效和更有效地操作。某些电源的控制电路系统经过优化，以具有宽稳定范围。然而，被优化用于在宽范围条件下保持稳定性的控制电路系统可能具有较慢的响应DC(直流)负载中的快速瞬变的能力。相反，被优化用于响应快速瞬变的电源的控制电路系统可能具有较低的稳定性，并且在响应快速瞬变时经常发出相对大量的EMI。
发明内容
在功率转换器系统中，电路系统在PWM周期期间生成第一PWM信号和第二PWM信号以用于控制对电感器的功率施加。电路系统生成具有AC分量和DC分量的误差信号，该误差信号响应于施加到电感器或由电感器产生的功率的指示而生成。电路系统响应于误差信号生成反馈控制信号。响应于反馈控制信号控制第一PWM信号和第二PWM信号。
附图说明
图1是根据本公开的直接放大斜坡跟踪控制的降压转换器系统的示意图。
图2是根据本公开的直接放大斜坡跟踪转换器的示意图。
图3是根据本公开的用于直接放大斜坡跟踪的积分器的示意图。
图4是根据本公开的用于直接放大斜坡跟踪的积分器的频率响应的频谱图。
图5A是根据本公开的用于直接放大斜坡跟踪的增益和电平移位器的功能图。
图5B是根据本公开的用于直接放大斜坡跟踪的基于差分差值放大器的增益和电平移位器的示意图。
图5C是根据本公开的用于直接放大斜坡跟踪的基于跨导的增益和电平移位器的示意图。
图6A是根据本公开的用于直接放大斜坡跟踪的瞬变前馈电路的功能图。
图6B是根据本公开的用于直接放大斜坡跟踪的基于差分差值放大器的瞬变前馈电路的示意图。
图6C是根据本公开的用于直接放大斜坡跟踪的基于跨导的瞬变前馈电路的示意图。
图7是根据本公开的用于直接放大斜坡跟踪的斜坡环路电路的功能图。
图8是根据本公开的用于直接放大斜坡跟踪的开关电路采样和保持电流信息发生器的示意图。
图9是根据本公开的用于直接放大斜坡跟踪的环路比较器的示意图。
图10是根据本公开的用于直接放大斜坡跟踪的脉冲宽度调制逻辑电路的示意图。
图11是根据本公开的直接放大斜坡跟踪转换器的稳态操作中的所选波形的波形图。
图12是根据本公开的直接放大斜坡跟踪转换器的组合波形的波形图。
图13是根据本公开的响应于直接放大斜坡跟踪转换器的负载增加的组合波形的波形图。
图14是根据本公开的响应于直接放大斜坡跟踪转换器的负载降低的组合波形的波形图。
图15是根据本公开的响应于直接放大斜坡跟踪转换器的负载增加随后负载降低的波形的波形图。
具体实施方式
示例实施例快速响应瞬变同时提供相对稳定的操作并且最小化EMI发射。
DC-DC功率转换器控制(例如，接通和断开)对电感部件输入功率的施加，使得可以输出大于输入功率的电流的电流。根据开关频率，对电感部件输入功率的施加进行开关，该开关频率可以是固定的或可变的。固定频率转换器包括真固定频率转换器(其中开关频率保持固定)和伪固定频率转换器(其中可以改变开关频率以响应瞬变负载条件)。
DC-DC功率转换器可以包括用于响应瞬变负载条件(例如，响应用于在施加的负载改变时保持恒定的输出电压)的补偿电路。内部补偿电路可以完全在DC-DC功率转换器的封装内实现，而外部补偿电路需要外部部件。
具有内部补偿的固定频率功率转换器可以根据峰值电流模式控制技术来操作。然而，具有内部补偿的固定频率功率转换器在响应快速瞬变负载条件时可能相对慢。外部补偿部件的缺乏(由于尺寸、成本和功率考虑而经常省略)可以限制补偿电路的稳定范围以及内部环路补偿和斜率补偿电路可以对快速瞬变(例如，快速改变)负载条件进行响应的速度。此外，由于与测量大负载电流相关联的困难，内部补偿的固定频率功率转换器通常限于小负载电流应用。
伪固定频率转换器可以根据基于反馈的锁相环(PLL)电路的恒定导通时间(或迟滞)控制来操作。伪固定频率转换器还可以根据内部补偿和/或外部补偿进行操作。内部补偿的伪固定频率转换器可以通过改变开关频率来响应快速瞬变负载条件。然而，改变开关频率通常会导致额外的电磁干扰(EMI)辐射，这会增加电噪声并且降低信噪比。在设计用于宽环路带宽操作的补偿电路中，改变开关频率通常会引起开关频率的抖动，这有助于EMI的发射。
在便携式应用(例如手持应用或汽车应用)中，使用相对高的开关频率来减小固定频率功率转换器的尺寸和重量。然而，固定频率转换器的开关速度可以受到开关噪声和架构限制的限制。例如，由高电流/低Rdson(漏极-源极的导通电阻)感测、环路比较器响应时间和驱动器(例如，用于对输入功率进行开关)传播延迟的噪声消隐时间导致等待时间(latency)。这种等待时间往往会限制转换器可以操作的总频率。例如，对总频率的限制可以将固定频率转换器的开关频率限制为小于约3MHz。
相反，对于本文所描述的功率转换器的固定频率操作的直接放大斜坡跟踪(directly amplified ramp tracking,DART)控制允许真固定频率功率转换器操作响应快速瞬变负载条件，同时即使在相对高的负载电流下也依赖于内部补偿控制。例如，根据所描述的DART控制方法操作的固定频率功率转换器可以在大于约3MHz或4MHz的高开关频率下操作。
图1是根据本公开的示例直接放大斜坡跟踪控制的降压转换器系统(总称为100)的示意图。在图1中，DART转换器110是内部补偿控制器，其用于控制降压转换器系统100的操作。
在操作中，DART转换器110接收来自输入信号VIN的输入功率。DART转换器110响应于输入信号VIN并且响应于反馈电压信号VFB生成开关输出功率信号VSW。开关输出功率信号VSW被布置成用于调节所生成的输出电压Vout。开关输出功率信号VSW被耦合到线圈LO的第一端子。线圈LO例如是用于将开关输出功率信号VSW的电压转换为线圈LO的第二端子处的第二电压的电感器。
线圈LO的第二端子处的第二电压输出由电容器Cout低通滤波以生成输出电压Vout。负载Rload接收在调节的输出电压Vout下的电流IO。然而，负载Rload动态变化(诸如在生成快速瞬变负载条件时)，其改变电压Vout。由一系列Rs1和Rs2形成的分压器生成信号VFB(在中心节点处)以提供电压Vout的改变的指示。可选的前馈电容器CFF可以与Rs1并联耦合，以增加电压Vout的改变的指示对DART转换器110内的控制电路系统(例如，下面参考图2讨论)的转换速率。
因此，DART转换器110可以在有或没有外部补偿部件的情况下操作，并且可以使用(例如，仅)一个电压调节控制环路输入引脚(例如，用于耦合外部生成的反馈电压VFB，其可以降低封装成本)来调节电压Vout。减小所需的外部部件的数量可以减小系统成本和总体尺寸。减小所需的外部部件还可以简化封装的DART转换器110的最终用途设计。
图2是根据本公开的示例直接放大斜坡跟踪转换器(总称为200)的示意图。在图2中，示例DART转换器200(其类似于DART转换器110)通常被描述为包括电压环路210电路、环路比较器220、斜坡环路230电路、PWM逻辑240电路、固定频率振荡器250、驱动器260、开关电路270、采样/保持280电路和DC电流反馈指示器发生器290。DART转换器200的部件可以形成在单个基板上(例如，与200共同延伸)。可替代地，转换器200可以用DART控制器集成电路(IC)和外部开关电路270(即外部开关晶体管)实现，其中DART控制器IC包括用于驱动开关电路的驱动器输出端子。
电压环路210电路和斜坡环路230电路各自被布置成分别优化用于内部生成反馈控制信号(例如，在环路比较器220的输出处呈现的)的控制信号的AC(交流电)分量和DC(直流电)分量。控制信号被耦合以用于控制外部电感器的开关(例如，经由输出信号VSW)。
示例电压环路210电路响应于外部生成的VFB信号以生成DC分量控制信号和AC分量控制信号以用于生成环路比较器220的反馈控制信号。电压环路210电路包括DC部分，该DC部分被优化用于生成较高的增益和非常慢的转换速率控制信号(例如，如下面讨论的VREF-INT信号和Vctrl信号，如下所述)。电压环路210电路还包括AC部分，该AC部分用于生成高转换速率和相对有限的增益控制信号(例如，也在下面讨论的电压前馈VTFF信号)。
电压环路210电路包括瞬变前馈212电路、增益和电平移位器214以及积分器216。通常，电压环路210电路将反馈电压信号VFB与电压参考信号VREF进行比较，以生成用于输入到环路转换器220的控制信号(例如，VTFF、VCOM和Vcrtl)。
瞬变前馈212电路响应于信号VFB和信号VREF生成信号VTFF和信号VCOM。瞬变前馈212电路比较VFB和VREF以生成用于指示VFB信号和VREF信号之间的高频差值的第一误差信号。该第一误差信号以约500％到约1000％之间的固定增益被放大。对第一放大的误差信号进行高通滤波以生成VTFF信号。瞬变前馈块通过快速地向环路比较器200提供高频信息以立即处理来改善DART转换器200对快速瞬变负载条件的响应。参考下面的图6A、图6B和图6C进一步描述瞬变前馈212电路。
信号VCOM是DC电压参考信号，其可以由分压器生成，以生成高模拟电源轨和低模拟电源轨之间的电压。当生成的电压在高模拟电源轨和低模拟电源轨的正中间(例如，它们的平均值)时，与信号VCOM相比生成的信号的动态范围被优化。
积分器216积分VFB和VREF之间的差值，并且生成信号VREF-INT。积分器216根据长时间常数操作，以减小(如果没有实际消除)系统(诸如系统100)中的DC输出电压误差。例如，VFB信号的下降导致信号VREF-INT根据响应于输入电阻器(例如，5MΩ)和反馈电容器(例如，20pF)确定的时间常数而上升。
增益和电平移位器214响应于VFB信号和VREF-INT信号生成Vcrtl信号。增益和电平移位器214感测VFB信号和VREF-INT信号之间的差值以生成第二误差信号(例如，其响应于VFB电压的降低而增加)。该第二误差信号以约500％到约1000％的固定增益被放大。基于固定公共电压对第二放大的误差信号进行归一化(例如，电平移位)，以生成用于输出的Vcrtl信号。
参考下面的图5A、图5B和图5C进一步描述增益和电平移位器214。
斜坡环路230电路响应于输入电压VIN信号以生成DC分量控制信号和AC分量控制信号以用于生成反馈控制信号。斜坡环路230电路包括用于生成(斜坡环路230电路的)第一误差信号的AC分量部分，该第一误差信号用于增加环路反馈的稳定性并且最小化开关抖动。斜坡环路230电路还包括被优化用于生成第二误差信号的DC分量部分，该第二误差信号用于斜率补偿。第二误差信号包括低DC偏移，这降低了第二误差信号的积分的速度要求。
斜坡环路230电路包括斜坡发生器232和斜率补偿234电路。斜坡环路230电路响应于VIN和PWMINT生成斜坡电压信号VRAMP(例如，下面参考图11-图15讨论的信号VRAMP和信号PWMINT)。当PWMINT的占空比大于50％时，也可以提供斜率补偿功能。
斜坡发生器232基于电压VIN改变VSLOPE(例如，在下面参考图11讨论的信号VSLOPE)的斜坡斜率。电压VIN是施加到开关电感器的功率的指示。当信号PWMINT为高时，信号VRAMP上升到峰值幅度(在上升沿期间)。当信号PWMINT为低时，信号VRAMP下降(在下降沿期间)。
斜率补偿234电路生成VSLOPE信号和VS/H信号。VSLOPE信号是锯齿波形，其具有大约80mV/μs的上升斜率和接近竖直的下降斜率。VS/H信号响应于PWM逻辑240电路生成的DISCHARGE信号和S/H信号而生成。如下面参考图7所描述的，对VRAMP进行低通滤波以生成VSLOPE，并且响应于S/H信号，每个PWM周期对VSLOPE进行采样，以生成VS/H信号。
参考下面的图7进一步描述斜坡环路230电路(以及斜坡发生器232和斜率补偿234电路)。
环路比较器220组合每个输入信号(例如，每个误差信号)并且生成用于指示何时终止PWM周期的反馈控制信号。当到环路比较器220的正输入之和高于到环路比较器220的负输入之和时，使用于终止PWM周期的指示变有效。下面参考图9讨论环路比较器220的操作。
PWM逻辑240电路响应于用于指示何时终止PWM周期的反馈控制信号。PWM逻辑240电路生成PWMINT信号(用于控制斜坡发生器232的“内部”PWM信号)并且生成PWMEXT信号(用于控制驱动器260的“外部”PWM信号)。响应于系统时钟(由固定频率振荡器250生成)和用于终止PWM周期的由环路比较器220输出的指示(例如，反馈控制信号)而生成PWMINT信号和PWMEXT信号。参考下面的图10进一步描述PWM逻辑240电路。
(例如，固定频率)振荡器250被布置为生成(例如，固定频率)时钟信号。由PMW逻辑240电路生成的控制信号相对于时钟信号同步。尽管通过改变振荡器250的频率而生成电噪声(例如，EMI)，但是可以设想其中可以改变振荡器的操作频率(例如，使得可以改变时钟信号的频率)的实施方式。在各种示例中，尽管较高的EMI水平可以随之发生，但DART转换器可以用于响应外部振荡器和/或伪固定频率振荡器。
开关电路270响应于PWMEXT信号以通过高侧晶体管提供(例如，施加)电流以激励外部线圈(例如，图1的线圈LO，其耦合到节点VSW)，并且通过低侧晶体管提供电流以去激励外部线圈。在连续操作模式中，线圈中的电流在PWM开关周期的任意点处都不会达到零电平。参考下面的图8进一步描述开关电路270电路。
可以测量通过开关电路270的低侧晶体管提供的电流以提供电流负载(例如，图1的电流IO)的指示。采样/保持电路280被布置成在噪声消隐时间期间对在下晶体管两端产生的电压进行采样。采样的电压是根据下晶体管的Rdson(漏极-源极导通电阻)在下晶体管的两端漏极-源极所产生的电压。采样/保持电路被布置成在每个PWM开关周期期间将采样的电压保持为恒定。DC电流反馈指示器发生器290被布置为生成信号DCI(直流指示)。环路比较器220可以使用信号DCI来生成用于终止PWM周期的指示(如下面参考图9所讨论的)。
图3是根据本公开的用于直接放大斜坡跟踪的示例积分器(总称为300)的示意图。在图3中，示例积分器300(其类似于积分器216)通常被描述为包括差分差值放大器310(AMPERROR)。差分差值放大器310包括第一gm(跨导)放大器312和第二gm放大器314。第一gm放大器312和第二gm放大器314的输出被加在一起并且由单位增益缓冲器316(X1)缓冲。缓冲器316的输出是差分差值放大器312的输出信号VREF-INT。
差分差值放大器310被布置作为四输入误差放大器，该四输入误差放大器被布置作为积分器。第一gm放大器312包括非反相输入V1和反相输入V2。第一gm放大器312响应于电阻器Rint(积分器电阻器)和电容器Cint(积分器电容器)以及差分差值放大器310的输出，对反馈电压VFB和参考电压VREF的差值进行积分。
第二gm放大器314包括非反相输入V3和反相输入V4。第二gm放大器314响应于参考电压VREF(经由缓冲器320耦合到节点V3)并且响应于包括电阻器RK1、电阻器RK2和电阻器RDCM的反馈电阻器网来控制积分的增益。缓冲器320将VREF信号与RK1和Rk2的加载隔离。电阻器RDCM响应于选择信号DCM选择性地与电阻器RK2并联耦合。在非连续模式操作期间使选择信号DCM变有效以用于减小反馈电阻RK2以减小积分结果VREF-INT的增益。减小积分器300的增益有助于例如防止积分器300在功率级处于三态时发生的长时间段的情况下饱和。
在不需要DCM功能的各种示例中，可以消除DCM选择信号端子，使得电阻器Rk2恒定并且积分器300具有固定增益。
差分差值放大器310包括V1输入、V2输入、V3输入和V4输入，使得：
V1-V2＝V4-V3 (1)
并且，求解V4：
V4＝2VREF-V2 (2)
对于V2和V4，分别有：
因此，积分器300的AC响应(例如，传递函数)是：
其中，
并且s是拉普拉斯算子。
图4是根据本公开的用于直接放大斜坡跟踪的积分器的频率响应的示例频谱图。图4示出了频谱图(总称为400)。曲线402示出频率(例如，DC至1GHz)上的增益(例如，以dB为单位)。在较低频率下(例如，约10Hz)，增益从值k为15时的约23dB变化到值k为50时的约34dB，其中k是积分器300的输出电阻器Rk2与输入电阻器RK1的比率。
积分器300的DC增益是k的函数，k是根据电阻器Rk1的值和电阻器Rk2的值确定的。选择k的值以提供足够的(但不过量)增益量来抵消系统损耗而无需过量增益(否则可能增加对主快速控制环路的干扰)。积分器传递函数的“零”有助于增强DART控制器的反馈环路的稳定性。
在迟滞控制示例中(例如，在PLL伪固定频率转换器中)，积分器300的“极点(pole)”的位置被选择为足够低，以便不干扰反馈控制器的快速环路。根据相对小的输入电容器Cint结合密勒(Miller)效应(例如，寄生电容输入到输出)使积分器300的极点位置最小化。极点位置可以被表示为：
图5A是根据本公开的用于直接放大斜坡跟踪的示例增益和电平移位器的功能图。图5A示出了Vctrl信号发生器(总称为500)。Vctrl信号发生器500类似于增益和电平移位器214。Vctrl信号发生器500包括用于确定信号VREF-INT和信号VFB之间的差值(例如，误差信号)的减法器(SUB)502。增益缓冲器504被布置成用于归一化减法器502的输出以用于与信号VCOM相加。信号VCOM是恒定信号，其是模拟高功率轨(例如，AVDD)和模拟低功率轨(例如，模拟接地)的平均值(例如，“共同”)。加法器506被布置成响应于将信号VCOM加上增益缓冲器504的归一化输出而生成Vctrl信号。
在各种示例中，Vctrl信号发生器500可以是差分差值放大器(例如，参见图5B的DDA510)或者是gm放大器(例如，跨导，例如图5C的gm放大器510)。通常，DDA包括低输出阻抗和精确的增益控制，但需要较高的成本并且消耗较高的偏置电流。相比之下，gm放大器需要较低的实现成本，并且包括较高的带宽，但也包括较高的输出阻抗。
Vctrl信号发生器500生成用于控制DART转换器110的Vctrl信号，DART转换器110进而控制降压转换器系统100。当降压转换器系统100不包括附加(例如，内部)控制电路(例如，其进一步加载Vctrl信号的输出)时，Vctrl信号发生器不一定需要低输出阻抗。在这种情况下，出于较低成本和较低功耗的原因，可以选择gm放大器示例。当降压转换器系统100确实包括附加控制电路时，出于较低成本和较低功耗的原因，可以选择DDA示例。
图5B是根据本公开的用于直接放大斜坡跟踪的示例基于差分差值放大器的增益和电平移位器的示意图。图5B示出了差分差值放大器电路(总称为510)。差分差值放大器电路510是Vctrl信号发生器500的DDA实现的示例。差分差值放大器电路510包括DDA 512，DDA512包括gm放大器514和gm放大器516、电容器CT、电阻器RT和缓冲器518。
缓冲器518是低阻抗输出缓冲器以用于充分驱动信号Vctrl以克服基于EMI的噪声的注入。信号Vctrl耦合到包括第一电阻器RN1和第二电阻器RN2的增益控制电阻器网。基于电阻器的反馈有助于确保准确的增益控制。电容器CT和电阻器RT提供补偿，有助于确保反馈环路架构的稳定性。
gm放大器514和gm放大器516可以汲取大的静态电流并且相对昂贵。gm放大器514包括耦合到VREF-INT的非反相输入和耦合到VFB的反相输入。gm放大器516包括耦合到VCOM的非反相输入和耦合到VFbfn的反相输入。
响应于电阻网、信号VCOM和信号Vctrl，在第一电阻器RN1和第二电阻器RN2的公共节点处生成信号Vfbn(电阻网“n”反馈电压)。gm放大器514和gm放大器516的输出共同耦合，使得由RN1和RN2为两个输出形成的反馈环路彼此相等。因此：
Vfbn-VCOM＝VREF-INT-VFB (8)
此外，Vctrl可以表示为：
图5C是根据本公开的用于直接放大斜坡跟踪的示例基于跨导的增益和电平移位器的示意图。图5C示出了gm放大器电路(总称为520)，该gm放大器电路包括gm放大器520和电阻器Rgain。gm放大器520是Vctrl信号发生器500的gm放大器实现的示例。
与差分差值放大器电路510相比，gm放大器520可以以更低的成本实现并且具有更低的静态功耗。gm放大器电路520的增益由gm放大器522和电阻器Rgain确定。跨导输出是在(例如，固定)电阻器Rgain两端上产生的电压，其中跨导输出与1/Rgain成比例。因此，输出信号Vctrl的总增益由电阻器Rgain很好地控制，并且可以表示为：
Vctrl＝Gm·Rgain·(VREF-INT-VFB)+VCOM (10)
gm放大器电路520输出阻抗是与电阻器Rgain并联的gm放大器522的输出阻抗。因此，当通过附加电路的输入过重加载(loaded down)时，额外的输出缓冲器可以用于支持信号Vctrl的附加线路加载。
图6A是根据本公开的用于直接放大斜坡跟踪的示例瞬变前馈电路的功能图。图6A示出了VTFF(瞬变前馈电压)信号发生器(总称为600)。VTFF信号发生器600类似于瞬变前馈212电路。VTFF信号发生器600包括用于确定信号VFB和信号VREF之间的差值(例如，其为a)的减法器(SUB)602。
增益缓冲器604被布置成缓冲减法器602的输出以用于由电容器CHPF和电阻器RHPF执行高通滤波。增益缓冲器604输出耦合到电容器CHPF的第一端子，电容器CHPF的第二端子耦合到电阻器RHPF的第一端子。电阻器RHPF的第二端子耦合到信号VCOM。信号VTFF信号在电容器CHPF和电阻器RHPF之间的公共节点处产生。
信号VTFF信号可以表示为：
图6B是根据本公开的用于直接放大斜坡跟踪的示例基于差分差值放大器的瞬变前馈电路的示意图。图6B示出了差分差值放大器电路(总称为610)。差分差值放大器电路610是VTFF信号发生器600的DDA实现的示例。差分差值放大器电路610包括DDA 612，DDA 612包括gm放大器614和gm放大器616、电容器CT、电阻器RT和缓冲器618。
缓冲器618是低阻抗输出缓冲器以用于充分地驱动信号VTFF以克服基于EMI的噪声的注入。缓冲器618被布置成缓冲gm放大器614和gm放大器616(以及补偿网电容器CT和电阻器RT)的输出以用于由电容器CHPF和电阻器RHPF执行高通滤波。缓冲器618输出耦合到电容器CHPF的第一端子，电容器CHPF包括耦合到电阻器RHPF的第一端子的第二端子。电阻器RHPF的第二端子耦合到信号VCOM。信号VTFF信号在电容器CHPF和电阻器RHPF之间的公共节点处产生。
gm放大器614和gm放大器616可以汲取大的静态电流并且相对昂贵。gm放大器614包括耦合到VFB的非反相输入和耦合到VREF的反相输入。gm放大器616包括耦合到VCOM的非反相输入和耦合到电阻器Rn2和Rn1之间的公共节点(Vfbn)的反相输入。
响应于电阻网、信号VCOM和信号Vfbn，在第一电阻器Rn1和第二电阻器Rn2的公共节点处生成信号Vfbn(反馈电压“n”)。gm放大器614和gm放大器616的输出共同耦合，使得由Rn1和Rn2为两个输出形成的反馈环路由同一节点驱动。因此，差分差值放大器电路610的增益可以表示为：
Rn1＝(GAIN-1)×Rn2 (12)
图6C是根据本公开的用于直接放大斜坡跟踪的示例基于跨导的瞬变前馈电路的示意图。图6C示出了gm放大器电路(总称为620)，该gm放大器电路包括gm放大器622、电阻器Rgain、电容器CHPF和电阻器RHPF。gm放大器620是VTFF信号发生器600的gm放大器实现的示例。
与差分差值放大器电路610相比，gm放大器620可以以更低的成本实现并且具有更低的静态功耗。gm放大器电路620的传递函数由gm放大器622的增益和电阻器Rgain以及高通滤波器(由电容器CHPF和电阻器RHPF形成)确定。因此，gm放大器电路620的输出可以根据等式11来表示。
差分差值放大器电路610和/或gm放大器电路620瞬变前馈瞬变块用于放大(例如，隔离和增强)VFB和VREF之间的瞬态电压改变。放大的瞬态信号被高通滤波(例如，通过CHPF和RHPF)以生成信号VTFF。通过环路比较器220将信号VTFF与信号VCOM进行比较，以生成环路比较器输出信号(其形成包括PWM逻辑240电路、斜坡环路230电路和环路比较器220本身的反馈控制环路的一部分)。
在相同增益级DDA示例中，增益缓冲器504的输出还可以用于驱动由差分差值放大器电路610的电容器CHPF和电阻器RHPF形成的高通滤波器。然而，高通滤波器的加载效应可以影响信号Vctrl。
在相同增益级的gm放大器示例中，额外分支(例如，电流镜)可以提供输出电流以耦合到由gm放大器示例620的电容器CHPF和电阻器RHPF形成的高通滤波器。额外分支的成本相对很低。
图7是根据本公开的用于直接放大斜坡跟踪的示例斜坡环路电路的功能图。图7示出了斜坡环路电路(总称为700)。斜坡环路电路700(类似于斜坡环路230电路)包括斜坡发生器710和斜率补偿器720电路。
斜坡发生器710包括电平移位器712和电平移位器714以及RC网，RC网包括电阻器RRAMP和电阻器RBIAS以及可编程电容器CRAMP。斜坡发生器710被布置成接收时序(timing)信号PWMINT。时序信号PWMINT是内部PWM信号，其特征在于在外部PWM信号PWMEXT(其用于控制驱动器260以选择性地翻转(toggling)开关电路270)的上升沿之前的大约80ns出现上升沿。因此，第一PWM信号(例如，PWMEXT)和第二PWM信号(例如，PWMINT)可以重叠(例如，使得第一PWM信号的至少一部分与第二PWM信号的一部分同时为有效)。
PWMINT信号的高部分由电平移位器712向上电平移位到VDD，并且通过电平移位器714向上移位到VIN。电平移位的PWMINT信号被耦合以驱动RC网。VRAMP信号在CRAMP的正极板(例如，端子)上生成。VRAMP的转换速率(以及VSLOPE信号的转换速率)可以通过基于RAMP-ADJ(斜坡调整)信号的值改变CRAMP的电容来调整(例如，微调)。经由引脚绑定(pin-strapping)或PMBus(电源管理总线)命令来调整RAMP-ADJ信号的值，以优化瞬变响应性能。
斜率补偿器720电路包括平均低通滤波器(LPF)722、缓冲器724、包括电阻器RSLOPE和可编程电容器CSLOPE的RC网、用于使斜率电容器CSLOPE放电的开关726，以及平均LPF 728。斜率补偿器720电路生成锯齿波形VSLOPE(例如，下面参考图11讨论的信号VSLOPE)。VRAMP信号的下降沿具有与VSLOPE的上升沿的斜率相似和/或等于(但极性相反)的斜率。
平均LPF 722和缓冲器724响应于VRAMP信号生成平均DC电压(例如，与实际Vout电压成比例)。平均DC电压用于驱动斜率补偿器720的RC网(包括RSLOPE和CSLOPE)，其中斜率补偿电压VSLOPE在RSLOPE和CSLOPE的公共节点处生成。斜率补偿电压VSLOPE的斜率响应于RC网的RC(电阻-电容)时间常数而确定。信号VSLOPE耦合到环路比较器220的输入，以生成环路比较器输出信号。
DISCHARGE信号是PWM逻辑电路240响应于时钟信号从零改变为1(逻辑状态)而生成的短脉冲。DISCHARGE信号闭合开关726以使斜率电容器CSLOPE放电(其终止VSLOP信号的上升并且使VSLOPE信号下降到生成的平均DC电压)。在DISCHARGE信号脉冲终止(转换到非激活状态)之后，开关726被断开，使得斜率电容器CSLOPE基于平均DC电压再次充电(这使得VSLOPE信号再次上升，从而生成锯齿波形)。
S/H信号是PWM逻辑电路240响应于PWMINT信号从零改变为1而生成的短脉冲。当PWMINT转变到非激活状态时，S/H信号触发平均LPF 728以响应于斜率补偿信号VSLOPE的(例如，瞬时)值而生成保持DC电压。保持DC电压VSLOPE耦合到环路比较器220的输入，以降低VSLOPE信号的DC偏移的影响。
为了有助于确保当PWMINT的占空比高于50％时(例如，反馈驱动的)转换器200稳定，斜率补偿被输入到环路比较器220以生成环路比较器输出信号。信号VRAMP的平均值可以表示为：
其中RBIAS和RRAMP是斜坡发生器710的RC网的电阻器。
通过RRAMP和RBIAS的放电电流可以表示为：
下降斜率m2可以表示为：
为了有助于确保当PWMINT的占空比高于50％时的环路的稳定性，上升斜率m可以表示为：
VOUT、RRAMP和CRAMP可以是预定值，使得可以固有地优化斜率补偿(例如，在部署系统100之前)。DART转换器的固有优化斜率补偿可以比某些峰值电流模式控制方法更有效。
对于峰值电流模式控制，可以相对于由于在部署之后选择特定电感器而可能发生的最坏情况条件来固定斜率补偿。作为结果，提供了相对大的斜率补偿裕度(margins)，使得对负载瞬变的系统响应从最佳响应时间降低。
相反，可以预先确定VRAMP的下降斜率的转换速率。因此，可以优化直接放大斜坡跟踪控制的转换器斜率补偿设计，而无需提供相对宽的设计裕度，否则这将影响系统瞬变响应。
图8是根据本公开的用于直接放大斜坡跟踪的示例开关电路采样和保持信号发生器的示意图。在图8中，示例开关电路采样和保持信号发生器800通常被描述为包括开关电路810(其类似于开关电路270)、采样/保持812电路(其类似于采样/保持280电路)和DC电流反馈指示器发生器814(其类似于DC电流反馈指示器发生器290电路)。
为了降低双极频率处(其中值为1或更低的Q值增加环路稳定性)的Q值(例如，品质因数)，将小的DC电流反馈添加到由环路比较器220驱动的反馈环路。从降压转换器的功率级(例如，从在开关电路810的低侧FET两端产生的电压)感测电流信息。在低侧FET两端产生的电压与电流(例如，当低侧FET导通时流过外部电感器的电流)成比例。
在噪声消隐时间之后，采样/保持812电路对在低侧FET两端产生的该电压进行采样和保持。DC电流反馈指示器发生器814是跨阻抗放大器，该跨阻抗放大器用于将来自经采样和保持(S/H)的电压的电流信息转换为与流过开关电路810的下FET的电流成比例的电流。DC电流(DCI)反馈指示器发生器814的输出(例如，信号DCI)作为反馈电流耦合到环路比较器220。
由于VRAMP对电感器电流改变的AC部分进行了仿真，因此存在复阻抗。例如，根据DART的波特(Bode)图分析，在基于LC的传递函数的基础上存在双极峰值。复阻抗导致反馈信号在幅度和相位上的频率依赖性。因此，相位角在双极附近减小。当跨阻抗带宽在双极点频率附近时，相位裕度通常降低。为了保持足够的相位裕度，经由信号DCI将相对少量的DC电流信息作为输入添加到环路比较器220。信号DCI由环路比较器220处理以调整Vctrl电平。因此，添加DCI信号反馈改善双极频率处的相位裕度，并且可以通过DART(例如，当DART电路系统耦合到具有由部署的DART电路的用户选择的电感的电感器时)实现更宽的稳定范围。
图9是根据本公开的用于直接放大斜坡跟踪的示例环路比较器(总称为900)的示意图。在图9中，示例环路比较器900(其可以类似于环路比较器220)通常被描述为包括DCI反馈910电路、减法器(SUB)920、减法器(SUB)922和减法器(SUB)924、加法器930和输出缓冲器940。
环路比较器900被布置成用于比较输入信号VTFF(瞬变前馈电压)、输入信号VCOM(公共参考电压)、输入信号VRAMP、输入信号Vctrl、输入信号DCI(负载电流反馈信息)、输入信号VSLOPE和输入信号VS/H(响应于PWMINT信号的下降沿而采样的斜率补偿信号VSLOPE的一部分)。响应于环路比较器220输出的反馈控制信号，启动PWMINT信号和PWMEXT信号中的每个的下降沿。因此，环路比较器220基于在基于反馈环路的配置中的输入信号的比较来终止PWM脉冲(例如，用于驱动外部线圈)。
例如，减法器920被布置成从VCOM中减去VTFF信号，并且将比较的(例如，模拟)结果提供给加法器930的第一输入。DCI反馈电路910被布置成从Vctrl信号中减去DCI信号，以生成VCVI(控制电压-电流)信号。减法器922被布置成从VRAMP中减去VCVI信号，并且将比较的(例如，模拟)结果提供给加法器930的第二输入。减法器924被布置成从VSLOPE中减去VS/H信号，并且将比较的(例如，模拟)结果提供给加法器930的第三输入。加法器930被布置成将第一输入、第二输入和第三输入相加以生成组合输出信号，该组合输出信号由缓冲器940缓冲以生成环路比较器输出。
因此，正输入的总和：Vpos＝VTFF+VRAMP+VSL0PE与负输入的总和：Vneg＝VCVI+VCOM+VS/H相比。当Vpos变得大于Vneg时，环路比较器的输出转变为高，从而终止PWMINT和PWMEXT的有效(例如，强制将PWMINT和PWMEXT信号变为低)。
负载电流反馈信息DCI也可以与环路比较器的六个其他输入中的任何一个组合。例如，因为VCOM信号和Vctrl信号的变化率相对慢并且源阻抗低，所以信号DCI可以与VCOM信号和Vctrl信号组合。因此，VCVI和Vctrl之间的电压差值响应于负载电流反馈信息DCI而与负载电流成比例地改变。
图10是根据本公开的用于直接放大斜坡跟踪的示例脉冲宽度调制逻辑电路(总称为1000)的示意图。在图10中，示例PWM逻辑1000电路(其可以类似于PWM逻辑240电路)包括锁存器1002、与门1004、上升沿延迟缓冲器1006、反相器1008、S/H脉冲发生器1010和放电脉冲发生器1012。通常，PWM逻辑1000电路被布置成接收环路比较器输出和系统时钟信号，以用于生成PWMINT信号(用于驱动斜坡发生器232)、PWMEXT信号(用于驱动驱动器260)，以及S/H信号和放电信号(用于驱动斜率补偿电路234)。
时钟信号1022(如波形1020所示)将DART转换器200的电路系统同步，以用于在每个PWM周期中控制DART。例如，响应于时钟信号1022的上升沿，通过触发放电脉冲发生器1012，在每个时钟周期生成放电信号1030脉冲。
锁存器1002响应于时钟信号1022的上升沿而使PWMINT信号1026变有效。锁存器1002响应于环路比较器信号1024的上升沿而使PWMINT信号1026变无效。PWMINT信号1026控制VRAMP信号的时序。例如，当PWMINT信号1026为高时VRAMP信号上升，而当PWMINT信号1026为低时VRAMP信号下降(例如，参见图11的波形1114和波形1108)。
PWMEXT信号1028是响应于PWMINT信号1026而延迟生成的。例如，PWMINT信号1026耦合到上升沿延迟缓冲器1006。上升沿延迟缓冲器1006被布置成将输入信号的上升沿延迟例如80ns。上升沿延迟缓冲器1006的输出与PWMINT信号1026进行逻辑与以生成PWMEXT信号1028。因此，PWMEXT信号1028在PWMINT信号1028的上升沿之后的固定上升沿延迟时间1034(例如，大约80ns)以后被驱动为高。此外，PWMEXT信号1028与PWMINT信号1026的下降沿同时被驱动为低。PWMEXT信号1028耦合到驱动器260，以用于驱动开关电路270的开关节点电压。当开关电路270的开关节点电压被驱动为高时，信号VSW节点的节点被驱动为高。
响应于PWMINT信号1026而生成S/H信号1032。例如，S/H信号1032耦合到反相器1008，反相器1008又耦合到S/H脉冲发生器1010。生成的S/H信号1032包括窄脉冲(大约10ns宽)，该窄脉冲由PWMINT信号1026的下降沿触发。S/H信号1032响应于PWMINT信号1026的下降沿，启动斜率补偿锯齿波电压的采样(例如，通过闭合开关726)。经采样和保持的电压耦合到环路比较器220输入，以用于减小VSLOP信号的DC偏移。
图11是根据本公开的直接放大斜坡跟踪转换器的稳态操作中的所选波形(总称为1100)的示例波形图。在图11中，波形1100包括波形VCOM 1102、波形VTFF 1104、波形VCVI1106、波形VRAMP 1108、波形VS/H 1110、波形VSLOPE 1112、波形PWMINT 1114和波形PWMEXT 1116。波形1100示出了例如在稳态下操作的DART转换器200。
组合第一对信号VCOM 1102和VTFF 1104(例如，通过从VTFF 1104中减去VCOM 1102)以移除VTFF 1104的DC分量，从而增强对环路比较器220的负载瞬变的响应。信号VCOM 1102是作为模拟高功率轨和模拟低功率轨的平均值而生成(例如，通过分压器)的恒定信号，与VCOM1102相比，其最大化信号的动态范围。VTFF 1104是信号VFB(例如，其响应于图1的生成的输出电压Vout通过由一系列Rs1和Rs2形成的分压器而生成)的放大的AC分量。
在DART转换器(例如，DART转换器110和/或DART转换器200)的稳态操作期间，瞬态变化为零，并且信号VTFF 1104的值大约等于VCOM 1102信号的值。如图示的波形所示，VTFF1104包括相对少量的Vout纹波。VTFF 1104的平均电压电平等于VCOM 1102的值，其最小化相对于VCOM归一化的其他系统信号的偏移。
组合第二对信号VCVI 1106和VRAMP 1108(例如，从VRAMP 1108中减去VCVI 1106)以用于增强反馈环路的稳定性。在稳态操作期间，VRAMP 1108的平均电压与VCOM 1102的电压大致相同。当PWMINT 1114为高时，VRAMP 1108的波形斜坡升高。响应于VIN和斜坡发生器710的电阻器RRAMP和电容器CRAMP确定VRAMP 1108的斜率。当VRAMP 1108幅度达到VCVI信号1106的电平时，PWMINT 1114转变为低来进行响应(例如，在环路比较器220的传播延迟之后)。在PWMINT1114信号转变为低后，VRAMP信号1108斜坡下降，直到在下一个时钟信号期间PWMINT 1114信号再次变有效。
响应于DC电流反馈信号DCI(例如，其由DC电流反馈指示器发生器290生成)并且响应于Vctrl信号(例如，其由增益和电平移位器214生成)生成VCVI信号1106。当负载电流增加时，信号DCI的增加导致信号VCVI 1106的电平降低(例如，从Vctrl信号的电平向下移动)。响应于VCVI 1106的降低，DART反馈环路强制使Vctrl信号更高(例如，使得Vctrl信号响应于负载电流的增加而被迫更高)。因此，信号VCVI 1106与VRAMP 1108的峰值相交，并且Vctrl信号的电平响应于负载电流的改变而变化。当没有负载电流时，信号VCVI 1106的电压与Vctrl信号的电压大致相同。
组合第三对信号VS/H 1110和VSLOPE 1112(例如，通过环路比较器220从VSLOPE 1112中减去VS/H 1110)，以提供斜率补偿。斜率补偿锯齿波形VSLOPE 1112将斜率补偿添加到反馈控制环路。通过响应于每个PWMINT下降沿采样并保持VSLOPE 1112的值而生成VS/H 1110信号。从VSLOPE 1112的(例如，瞬时)值减去采样的电压VS/H 1110减小了积分之前的反馈控制环路的DC偏移(这增加了反馈控制环路的动态范围)。
如上面所讨论的，PWMEXT 1116信号控制开关电路(例如，270)以用于对外部电感器进行开关。PWMINT 1114信号(用于控制内部反馈控制环路)比PWMEXT 1116信号宽大约80ns(并且在PWMEXT 1116信号之前大约80ns开始)。80ns延迟时间为环路比较器220电路提供对反馈控制环路进行响应的时间(例如，在对外部电感器进行开关之前)。
图12是根据本公开的直接放大斜坡跟踪转换器的组合波形(总称为1200)的示例波形图。在图12中，波形1200包括组合的正输入波形(Vpos)1204和组合的负输入波形(Vneg)1202。例如，正输入波形1204可以表示为正总和：
Vpos＝VTFF+VRAMP+VSLOPE (17)
并且负输入波形1202可以表示为负总和：
Vneg＝VCVI+VCOM+VS/H (18)
当信号Vpos 1204高于Vneg 1202时，环路比较器220转变为高(例如，在环路比较器220的等待时间之后)。信号PWMINT 1206和信号PWMEXT 1208两者都被强制变为低(例如，响应于环路比较器220的输出转变为高状态)，这终止了PWM周期的“导通时间”部分，在“导通时间”部分中，外部电感器正在被激励。
在信号PWMINT 1206的有效开始时使放电脉冲变有效(例如，参见1012)强制使Vpos1204信号向下到低于最小Vneg电压1210。在放电脉冲结束之后，VRAMP信号和VSLOPE信号增加，这导致Vpos 1204信号上升到最小电压1210以上。当Vpos 1204信号到达Vneg 1202信号时，触发环路比较器220以结束PWMINT信号1206和PWMEXT信号1208的有效。
Vpos 1204信号从最小电压1210上升到达Vneg 1202信号的上升时间决定了PWMEXT信号1208的最小导通时间。通过检查电压和时间的缩放，很明显的是，即使当PWMEXT信号1208的宽度相对接近零(例如，10纳秒)时，也有足够的PWMINT信号1206宽度和VRAMP幅度的动态余量(headroom)来提供足够的裕度用于控制。因此，DART技术非常适合于非常高的开关频率操作(例如，与某些峰值电流模式控制的较低频率限制相比)。
图13是根据本公开的响应于直接放大斜坡跟踪转换器的负载增加的组合波形(总称为1300)的示例波形图。在图13中，波形1300包括Vneg 1302信号、Vpos 1304信号、PWMINT信号1310、PWMEXT信号1312和SW 1314信号。图13一般地示出了对负载增加的示例系统响应。
在负载步升(step-up)瞬变期间，输出电压Vout基于由增加的负载所汲取的电流的增加而降低。响应于降低的输出电压Vout，Vneg 1302信号(环路比较器220的负输入总和)增加，并且Vpos 1304信号的斜率(环路比较器220的正输入总和)减小。占空比的导通百分比增加以朝向目标电压提高输出电压Vout。
在示例场景中，负载步升瞬变发生在1ms标记附近。在没有延迟缓冲器引起的延迟(和/或时钟同步门控)的情况下，DART控制环路快速启动对负载步升瞬变的响应。例如，Vneg1302信号向上上升并且超出最近的电压，而Vpos 1304信号的VTFF电压分量降低谷点1306并且改变Vpos 1304信号的斜率。因此，响应于负载步升瞬变，占空比的导通百分比增加。
由于Vneg 1302信号在下一个PWM周期中继续增加，Vpos 1304信号的VTFF电压分量会引起Vpos 1304信号的另一个降低的谷点，并且随后的占空比会延长以增加输出电压Vout。因此，响应于负载步升瞬变，占空比的导通百分比增加。开关信号SW 1314类似于PWMEXT 1312(例如，由开关电路驱动器传播等待时间修改)的时序(和导通百分比)。
图14是根据本公开的响应于直接放大斜坡跟踪转换器的负载降低的组合波形(总称为1400)的示例波形图。在图14中，波形1400包括Vneg 1402信号、Vpos 1404信号、PWMINT信号1406、PWMEXT信号1408和SW 1410信号。图14一般地示出了对负载降低的示例系统响应。
在负载步降(step-down)瞬变期间，输出电压Vout基于降低的负载所汲取的电流的减小而升高。响应于升高的输出电压Vout，Vneg 1402信号(环路比较器220的负输入总和)减小，并且Vpos 1404信号(环路比较器220的正输入总和)的斜率初始地增加。占空比的导通百分比降低(甚至降至零百分比)以帮助输出电压Vout朝向目标电压下降。
在示例场景中，负载步降瞬变发生在1.5ms标记附近，并且输出电压Vout升高。在没有延迟缓冲器引起的延迟(和/或时钟同步门控)的情况下，DART控制环路对输出电压Vout的升高进行响应。例如，Vneg 1402信号下降，而Vpos 1404信号的VTFF电压分量根据Vpos 1404信号斜率的变化而向上上升。因为负载步降瞬变的幅度相对大，所以Vpos 1404信号的VTFF分量相对大，并且Vpos 1404信号的一部分(例如，通常趋于向下)变为正斜率。因此，响应于负载步降瞬变而降低占空比的导通百分比，并且输出电压Vout朝向目标电压降低。
当负载瞬变释放足够大时，可以省略PWMEXT信号1408和SW信号1410，以便提供对负载步降瞬变的最佳响应。在PWMEXT 1408信号不变为有效的情况下(例如，因为变有效的PWMEXT 1408信号否则将不会满足最小PWMEXT宽度要求)，内部PWMINT 1406信号仍然周期性地变有效，使得在输出电压Vout朝向目标电压降低的连续的时段内维持DART控制环路。
图15是根据本公开的响应于直接放大斜坡跟踪转换器的负载增加随后负载降低的波形(总称为1500)的示例波形图。在图15中，波形1500包括Vout 1502信号、电感器电流1504、Vctrl信号1508和VCVI信号1510。图15一般地示出了对负载增加和负载降低的示例系统响应。
例如，当负载电流增加时，Vout 1502信号下降，直到电感器电流1504上升到足以将Vout 1502信号恢复到目标(例如，调节)电压的电平之时。响应于Vout1502信号的下降，Vctrl信号1508和VCVI信号1510上升，使得PWM导通百分比增加(这增加了电感器电流1504)。当负载电流从0A变为20A时，电感器电流1504改变相同的电流量。对于20A的负载电流增加，DC电流反馈(DCI)将VCVI信号1508的电平提升到VCVI信号1510以上大约60mV。
例如，当负载电流减小时，Vout 1502信号上升，直到PWM导通百分比将电感器电流1504减小到足以使Vout 1502信号下降到目标(例如，调节)电压的电平之时。当Vout 1502信号上升到目标电压以上时，Vctrl信号1508和VCVI信号1510下降，使得PWM导通百分比减小(这减小了电感器电流1504)。当Vout 1502信号下降到低于目标电压时，Vctrl信号1508和VCVI信号1510上升，使得PWM导通百分比增加(这增加了电感器电流1504)并且Vout 1502信号上升使得Vout1502信号被调节在目标电压附近。
当负载电流改变时，DCI信号(例如，其用于形成DC电流反馈环路)改变Vctrl信号1508的电压电平。DCI信号降低功率级双极的Q值并且增加与相对大的输出电容器(例如，降压转换器系统100的电容器Cout)相关联的相位裕度。
在1ms标记处，控制电压Vctrl 1508和控制电压VCVI 1510迅速上升以快速响应负载步升瞬变。在负载步升瞬变事件之后，控制电压VCVI返回与低负载电流条件相同的电平，而Vctrl信号1508返回到高于Vctrl信号1508的低负载电流条件电平大约60mV的电平。积分器216被布置成有效地适应至少60mV系统偏移的电压摆动。因此，根据DART描述布置的转换器适合于在高负载电流下的高频操作(例如，在大于大约40安培的电流下高于大约4MHz的操作)。
相反，峰值电流模式控制的控制电压可以响应类似的负载电流而改变大约400mV。控制电压的相对大的电压摆动对于在峰值电流模式期间优化内部补偿提出了更大的挑战。
在所描述的实施例中可以进行修改，并且在权利要求的范围内，其他实施例也是可能的。

Claims (20)

1.一种电路，其包括：
脉冲宽度调制逻辑电路即PWM逻辑电路，其被布置用于在PWM周期期间生成第一PWM信号以用于控制对电感器的功率施加，并且被布置用于在所述PWM周期期间生成与所述第一PWM信号重叠的第二PWM信号，其中所述第二PWM信号在所述第一PWM信号之前变有效；
环路电路系统，其被布置用于响应于与所述电感器相关联的功率的指示以及响应于所述第二PWM信号生成误差控制信号；以及
比较器，其被布置用于响应于比较所述误差信号生成反馈控制信号，其中响应于所述反馈控制信号选择性地控制所述第一PWM信号的所述宽度。
2.根据权利要求1所述的电路，其中所述PWM逻辑电路被布置用于响应于固定频率时钟信号生成每个PWM周期。
3.根据权利要求2所述的电路，其中响应于所述反馈控制信号选择性地控制所述第二PWM信号的所述宽度。
4.根据权利要求1所述的电路，其中所述误差控制信号中的一个是由所述环路电路系统响应于用于仿真所述电感器的电压响应的锯齿波形的平均电压生成的斜率补偿信号，其中所述斜率补偿信号包括响应于电阻器-电容器时间常数即RC时间常数确定的斜率，并且其中响应于所述第二PWM信号重置所述斜率补偿信号。
5.根据权利要求1所述的电路，其中所述环路电路系统包括电压环路电路，所述电压环路电路被布置用于响应于对由所述电感器产生的输出电压的指示进行高通滤波而生成AC分量误差信号。
6.根据权利要求5所述的电路，其中所述环路电路系统包括电压环路电路，所述电压环路电路被布置用于响应于对由所述电感器产生的输出电压的指示进行积分而生成DC分量误差信号，其中所述DC分量误差信号控制用于生成所述DC分量误差信号的差分差值放大器即DDA的增益。
7.根据权利要求4所述的电路，其中所述环路电路系统包括斜坡环路电路，所述斜坡环路电路被布置用于响应于用于耦合到所述电感器的输入电压的指示而生成AC分量误差信号。
8.根据权利要求7所述的电路，其中所述斜坡环路电路的所述AC分量误差信号是通过响应于所述第二PWM信号对仿真电容器充电和放电而生成的，并且其中所述仿真电容器被布置用于仿真所述电感器对用于耦合到所述电感器的所述输入电压的斜坡响应。
9.根据权利要求7所述的电路，其中所述斜坡环路电路被布置用于响应于对斜率进行周期性采样而生成DC分量误差信号，所述斜率是响应于对所述斜坡环路电路的所述AC分量误差信号进行低通滤波而生成的。
10.根据权利要求1所述的电路，其中所述环路电路系统包括电压环路电路，所述电压环路电路被布置用于响应于对由所述电感器产生的输出电压的指示进行高通滤波而生成AC分量误差信号，并且被布置用于响应于对由所述电感器产生的输出电压的指示进行积分而生成DC分量误差信号。
11.根据权利要求10所述的电路，其中所述环路电路系统包括斜坡环路电路，所述斜坡环路电路被布置用于响应于用于耦合到所述电感器的输入电压的指示而生成AC分量误差信号，并且被布置用于响应于对斜率进行周期性采样而生成DC分量误差信号，所述斜率是响应于对所述斜坡环路电路的所述AC分量误差信号进行低通滤波而生成的。
12.根据权利要求11所述的电路，其中所述比较器被布置成响应于所述电压环路电路的所述AC分量误差信号、响应于所述电压环路电路的所述DC分量误差信号、响应于所述斜坡环路电路的所述AC分量误差信号、以及响应于所述斜坡环路电路的所述DC分量误差信号而生成所述反馈控制信号。
13.根据权利要求12所述的电路，进一步包括开关电路，所述开关电路被布置用于响应于所述第一PWM信号将功率耦合到所述电感器，其中所述开关电路包括上晶体管和下晶体管，所述上晶体管用于将所述电感器的输入端子耦合到用于耦合到所述电感器的所述输入电压，并且所述下晶体管用于将所述电感器的所述输入端子耦合到接地电压。
14.根据权利要求13所述的电路，其中所述比较器被布置成响应于在所述下晶体管的源极和漏极两端产生的电压而生成所述反馈控制信号。
15.一种系统，其包括：
基板；
脉宽调制逻辑电路即PWM逻辑电路，其被布置在所述基板上并且用于在PWM周期期间生成第一PWM信号以用于控制对电感器的功率施加，并且用于在所述PWM周期期间生成与所述第一PWM信号重叠的第二PMW信号，其中所述第二PWM信号在所述第一PWM信号之前变有效；
环路电路系统，其被布置在所述基板上并且用于响应于与所述电感器相关联的功率的指示而生成误差控制信号；
比较器，其被布置在所述基板上并且用于响应于比较所述误差信号而生成反馈控制信号，其中响应于所述反馈控制信号选择性地控制所述第一PWM信号的所述宽度和所述第二PWM信号的所述宽度；以及
开关电路系统，其被布置在所述基板上并且用于在所述第一PWM信号有效时将所述电感器的输入端子耦合到用于耦合到所述电感器的所述输入电压，并且用于在所述PWM信号无效时将所述电感器的所述输入端子耦合到接地电压。
16.根据权利要求15所述的系统，其中所述环路电路系统被布置成响应于所述第二PWM信号而生成所述误差控制信号，其中所述环路电路系统包括电压环路电路，所述电压环路电路被布置用于响应于对由所述电感器产生的输出电压的指示进行高通滤波而生成AC分量误差信号，并且用于响应于对由所述电感器产生的输出电压的指示进行积分而生成DC分量误差信号，并且其中所述环路电路系统包括斜坡环路电路，所述斜坡环路电路被布置用于响应于用于耦合到所述电感器的输入电压的指示而生成AC分量误差信号，并且用于响应于对斜率进行周期性采样而生成DC分量误差信号，所述斜率是响应于对所述斜坡环路电路的所述AC分量误差信号进行低通滤波而生成的。
17.根据权利要求16所述的系统，其中所述比较器被布置成响应于所述电压环路电路的所述AC分量误差信号、响应于所述电压环路电路的所述DC分量误差信号、响应于所述斜坡环路电路的所述AC分量误差信号、响应于所述斜坡环路电路的所述DC分量误差信号、以及响应于在所述第一PWM信号无效时在所述开关电路中产生的电压而生成所述反馈控制信号。
18.一种方法，其包括：
在PWM周期期间生成第一PWM信号以用于控制对电感器的功率施加；
在所述PWM周期期间生成与所述第一PWM信号重叠的第二PWM信号，其中所述第二PWM信号在所述第一PWM信号之前变有效；
响应于与所述电感器相关联的功率的指示生成误差控制信号；并且
响应于比较所述误差信号生成反馈控制信号，其中响应于所述反馈控制信号选择性地控制所述第一PWM信号的所述宽度和所述第二PWM信号的所述宽度。
19.根据权利要求17所述的方法，包括：
在所述第一PWM信号有效时，将所述电感器的输入端子耦合到用于耦合到所述电感器的所述输入电压，并且在所述第一PWM信号无效时，将所述电感器的所述输入端子耦合到接地电压。
20.根据权利要求17所述的方法，其中响应于对与所述电感器相关联的功率的指示的高通滤波而生成所述误差控制信号中的一个或多个，并且其中响应于对与所述电感器相关联的功率的指示的低通滤波而生成所述误差控制信号中的一个或多个。
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