CN110323959B - 可抑制二次纹波和共模漏电流的单相逆变器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种可抑制二次纹波和共模漏电流的单相逆变器及其控制方法，其单相逆变器包括c相功率解耦电路、ab两相全桥逆变电路、交流低通输出滤波电路和共模漏电流抑制电路；c相功率解耦电路和ab两相全桥逆变电路的输入端并联；c相功率解耦电路输出端与交流低通输出滤波电路第一输入端相连接；ab两相全桥逆变电路交流输出端通过交流低通输出滤波电路与交流侧v_o相连接；交流低通输出滤波电路第二输出端通过共模漏电流抑制电路与直流输入源V_in的负极端相连接，实现共模漏电流的抑制；通过将两倍工频的脉动功率导入到功率解耦滤波电容中，实现二次纹波的抑制，其直流侧无需设置大容值电解电容，降低逆变器体积和损耗，提升逆变器功率密度和寿命。

Description

可抑制二次纹波和共模漏电流的单相逆变器及其控制方法

技术领域

本发明涉及单相逆变器技术领域，更具体地说是涉及一种具有主动功率解耦和共模漏电流抑制功能的单相逆变器，该逆变器主要应用于交流微电网、小型分布式发电系统中。

背景技术

小型发电系统多以单相电为主，故单相逆变器被广泛地应用于小型分布式发电系统中。例如，在小型光伏发电系统中，逆变器的直流侧同光伏模块连接，交流侧同电网连接。这样的连接模式决定了单相逆变器必须同时满足两侧的要求：光伏侧在一定的光照条件下，光伏模块工作在最大功率点处，微逆变器的输入功率恒定；电网侧的电压和电流均为正弦信号，单相逆变器的输出功率是随时间变化的瞬时功率。这样，单相逆变器的电网侧的功率含有很大的两倍工频脉动，同时引起输入侧的两倍工频脉动，从而无法保证输入瞬时功率的恒定，造成光伏利用率的降低和并网电流的畸变。因此，单相并网逆变器需要采用功率解耦的方法来去除输入侧的两倍频脉动功率。

现有技术中，通常采用被动功率解耦的方法解决上述问题，即通过在直流输入源与逆变器之间并联大容值的输入滤波电解电容作为解耦电容，利用电容自身特性被动吸收脉动功率以实现逆变器输入与输出的瞬时功率平衡，并保证输入侧直流功率恒定；但是电解电容的工作寿命很有限，在105℃的工作环境下，其使用寿命一般在1000到7000小时；与光伏系统其它组件的10万小时以上工作寿命相比，电解电容的使用寿命是光伏系统中的软肋。

近来一些文献提出主动功率解耦的方法，是通过增加功率解耦电路，将两倍工频脉动功率存储于作为储能设备的薄膜电容中，这样，就能将大容值的电解电容替换为容值较小的薄膜电容，从而提高系统的功率密度和可靠性。

在期刊《IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS》2011年，第26卷第5期，第1430至1443页中刊登的“A high power density single-phase PWM rectifier withactive ripple energy storage”一文中，作者提出了一种具有使用双向Buck-boost结构进行主动功率解耦的H桥整流器，将两倍工频脉动功率导入到解耦滤波电容中。

在期刊《IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS》2013年，第28卷，第3期，第1308至1319页中刊登的“Active Power Decoupling for High-Power Single-Phase PWMRectifiers”一文中，作者提出了一种具有使用半桥结构进行主动功率解耦的H桥整流器拓扑，根据功率平衡方法将两倍工频脉动功率导入到解耦滤波电容中。

在国际会议《2014IEEE Applied Power Electronics Conference andExposition-APEC2014》的会议论文集中的第89-95页刊登“A novel active powerdecoupling single-phase PWM rectifier topology”一文中，作者提出了一种具有主动功率解耦功能的四开关逆变器拓扑，该逆变器仅在交流侧与直流侧负极端之间增加一个解耦滤波电容，在不增加任何开关器件的基础上将两倍工频脉动功率控制该滤波电容中。

上述几种方法都是在原有H桥变换电路的基础上，通过增加解耦拓扑以及开关复用的方法得到相应的功率解耦拓扑并控制附加的或原有的开关管使二次纹波功率存储于解耦电容中，它们均可以减小变换器的直流侧电容容值，使系统的功率密度升高，体积降低。但是，以上方法要么没有充分利用解耦滤波电容的容量，要么没有共模漏电流抑制能力，要么对直流侧电压利用率低。

发明内容

本发明为了避免上述现有技术所存在的不足，提供一种可抑制二次纹波和共模漏电流的单相逆变器及其控制方法，利用功率解耦滤波电容来吸收两倍工频脉动功率，从而达到抑制直流侧二次纹波并兼顾直流侧电压利用率的目标，利用共模漏电流抑制电容进行电压钳位和电流旁路，从而达到抑制共模漏电流的目标。

为实现上述目的，本发明所采用如下技术方案：

本发明可抑制二次纹波和共模漏电流的单相逆变器的特点是：

所述单相逆变器包括c相功率解耦电路、ab两相全桥逆变电路、交流低通输出滤波电路和共模漏电流抑制电路；所述ab两相全桥逆变电路包括a相桥臂和b相桥臂，所述c相功率解耦电路包括c相桥臂、滤波电感L_d和功率解耦滤波电容C_d；

所述c相功率解耦电路和ab两相全桥逆变电路的输入端并联，并且共用直流输入源V_in；c相功率解耦电路的输出端与交流低通输出滤波电路的第一输入端相连接；所述ab两相全桥逆变电路的交流输出端通过交流低通输出滤波电路与交流侧v_o相连接；所述交流低通输出滤波电路的第二输出端通过共模漏电流抑制电路与直流输入源V_in的负极端相连接。

本发明可抑制二次纹波和共模漏电流的单相逆变器的特点也在于：所述c相功率解耦电路是由上开关管S₅、下开关管S₆、滤波电感L_d和功率解耦滤波电容C_d构成，所述上开关管S₅的源极以及下开关管S₆的漏极与滤波电感L_d的第一端相连接；所述滤波电感L_d的第二端与功率解耦滤波电容C_d的第一端相连接；所述功率解耦滤波电容C_d的第二端与交流低通输出滤波电路的第一输入端相连接；所述上开关管S₅的漏极与直流输入源V_in的正极端相连接；所述下开关管S₆的源极与直流输入源V_in的负极端相连接；由所述上开关管S₅和下开关管S₆构成c相桥臂；

所述共模漏电流抑制电路包括共模漏电流抑制电容C_leak；所述共模漏电流抑制电容C_leak的第一端为共模漏电流抑制电路的第一端，所述共模漏电流抑制电容C_leak的第二端为共模漏电流抑制电路的第二端。

本发明可抑制二次纹波和共模漏电流的单相逆变器的特点也在于：所述ab两相全桥逆变电路包括上开关管S₁和S₃，以及下开关管S₂和S₄；所述上开关管S₁的源极以及下开关管S₂的漏极与交流低通输出滤波电路的第一输入端相连接；所述上开关管S₃的源极以及下开关管S₄的漏极与交流低通输出滤波电路的第二输入端相连接；所述交流低通输出滤波电路的第一输出端和第二输出端一一对应地连接在交流输出v_o的两端；所述上开关管S₁和S₃的漏极与直流输入源V_in的正极端相连接；所述下开关管S₂和S₄的源极与直流输入源V_in的负极端相连接；所述交流低通输出滤波电路的第二输出端与共模漏电流抑制电路的第一端相连接；所述共模漏电流抑制电路的第二端与下开关管S₂和S₄的源极以及直流输入源V_in的负极端相连接；由所述上开关管S₁和下开关管S₂构成a相桥臂，由所述上开关管S₃和下开关管S₄构成b相桥臂。

本发明可抑制二次纹波和共模漏电流的单相逆变器的特点也在于：所述交流低通输出滤波电路由第一滤波电感L_f1和第二滤波电感L_f2构成；所述第一滤波电感L_f1的第一端为交流低通输出滤波电路的第一输入端，第一滤波电感L_f1的第二端与交流输出v_o的第一输出端连接；所述第二滤波电感L_f2的第一端为交流低通输出滤波电路的第二输入端，第二滤波电感L_f2的第二端与交流输出v_o的第二输出端相连接；其中，交流输出v_o的第一输出端为P端，交流输出v_o的第二输出端为N端。

本发明可抑制二次纹波和共模漏电流的单相逆变器的特点也在于：所述功率解耦滤波电容C_d与共模漏电流抑制电容C_leak均为非电解电容；所述开关管S₁、S₂、S₃、S₄、S₅和S₆采用双极性晶体管、场效应管或绝缘栅双极性晶体管。

本发明单相逆变器的控制方法的特点是按如下步骤进行：

步骤1、已知交流侧输出电压v_o和交流侧输出电流i_o如式(1)和式(2)：

v_o＝V_max·sin(ωt) (1)

i_o＝I_max·sin(ωt) (2)

其中：

V_max和I_max分别为交流侧输出电压峰值和交流侧输出电流峰值；

ω为交流侧输出电压角频率，ω＝100π(rad/s)；

功率解耦滤波电容电压v_Cd由式(3)所表征：

v_Cd＝V_cd·sin(ωt+θ) (3)

其中：

V_Cd为功率解耦滤波电容电压v_Cd的峰值；

θ为功率解耦滤波电容电压相对于电网电压的相位偏移量；

步骤2、针对a相桥臂和b相桥臂采用单极倍频控制方式，则共模漏电流抑制电容C_leak上的电压v_Cleak为：

其中：

步骤3、由式(5)计算获得交流侧所需功率P₁为：

式(5)中：

功率解耦滤波电容C_d所需功率P2由式(8)所表征：

由式(9)计算获得共模漏电流抑制电容C_leak所需功率P₃为：

式(9)中：

则交流侧和功率解耦滤波电容以及共模漏电流抑制电容所需要的总功率P_dm如式(12)：

步骤4、为消除输入侧功率的二次谐波，将式(12)中交流二次分量设置为零，如式(13)：

由式(13)获得功率解耦滤波电容电压v_cd如式(14)：

式(14)中：

步骤5、设置c相桥臂开关管S₅占空比d_Cd如式(16)：

其中，

单相逆变器中各桥臂的上开关管和下开关管采用互补导通的工作模式，则c相桥臂开关管S₆的占空比为1-d_Cd。

与已有技术相比，本发明有益效果体现在：

1、本发明通过引入c相功率解耦电路，根据功率平衡原理，将两倍工频的脉动功率导入到功率解耦滤波电容中。这样在直流侧不需要用大容值的电解电容来被动吸收两倍工频的脉动功率的情况下，降低了逆变器的体积和损耗，提升了逆变器的功率密度和寿命。

2、相比于背景技术中述及的双向Buck-boost型解耦拓扑和四开关逆变器拓扑，本发明中的功率解耦滤波电容上的电压为双极性，充分利用了功率解耦滤波电容的容量，在相同的直流侧电压下可进一步减小功率解耦滤波电容的容值，且具有更高的直流侧电压利用率；相比于背景技术中述及的双向Buck-boost型解耦拓扑和带有额外半桥桥臂的全桥整流器拓扑，本发明具有共模漏电流抑制能力，更适合应用于光伏逆变器领域。

附图说明

图1为本发明中可抑制二次纹波和共模漏电流的单相逆变器的原理图；

图2为本发明中单相逆变器功率解耦滤波电容两端电压、共模漏电流抑制电容两端电压和输出侧两端电压的波形；

图3为本发明中单相逆变器直流侧输入电流和交流测输出电流波形。

图4为本发明中单相逆变器共模漏电流波形。

具体实施方式

参见图1，本实施例中可抑制二次纹波和共模漏电流的单相逆变器包括c相功率解耦电路1、ab两相全桥逆变电路2、交流低通输出滤波电路3和共模漏电流抑制电路4；其中，ab两相全桥逆变电路2包括a相桥臂和b相桥臂，c相功率解耦电路1包括c相桥臂、滤波电感L_d和功率解耦滤波电容C_d。

如图1所示，c相功率解耦电路1和ab两相全桥逆变电路2的输入端并联，并且共用直流输入源V_in；c相功率解耦电路1的输出端与交流低通输出滤波电路3的第一输入端相连接；ab两相全桥逆变电路2的交流输出端通过交流低通输出滤波电路3与交流侧v_o相连接；交流低通输出滤波电路3的第二输出端通过共模漏电流抑制电路4与直流输入源V_in的负极端相连接。

具体实施中：

c相功率解耦电路1是由上开关管S₅、下开关管S₆、滤波电感L_d和功率解耦滤波电容C_d构成，上开关管S₅的源极以及下开关管S₆的漏极与滤波电感L_d的第一端相连接；滤波电感L_d的第二端与功率解耦滤波电容C_d的第一端相连接；功率解耦滤波电容C_d的第二端与交流低通输出滤波电路3的第一输入端相连接；上开关管S₅的漏极与直流输入源V_in的正极端相连接；下开关管S₆的源极与直流输入源V_in的负极端相连接；由上开关管S₅和下开关管S₆构成c相桥臂。

共模漏电流抑制电路4包括共模漏电流抑制电容C_leak；共模漏电流抑制电容C_leak的第一端为共模漏电流抑制电路4的第一端，共模漏电流抑制电容C_leak的第二端为共模漏电流抑制电路4的第二端。

ab两相全桥逆变电路2包括上开关管S₁和S₃，以及下开关管S₂和S₄；上开关管S₁的源极以及下开关管S₂的漏极与交流低通输出滤波电路3的第一输入端相连接；上开关管S₃的源极以及下开关管S₄的漏极与交流低通输出滤波电路3的第二输入端相连接；交流低通输出滤波电路3的第一输出端和第二输出端一一对应地连接在交流输出v_o的两端；上开关管S₁和S₃的漏极与直流输入源V_in的正极端相连接；下开关管S₂和S₄的源极与直流输入源V_in的负极端相连接；交流低通输出滤波电路3的第二输出端与共模漏电流抑制电路4的第一端相连接；共模漏电流抑制电路4的第二端与下开关管S₂和S₄的源极以及直流输入源V_in的负极端相连接；由上开关管S₁和下开关管S₂构成a相桥臂，由上开关管S₃和下开关管S₄构成b相桥臂。

交流低通输出滤波电路3由第一滤波电感L_f1和第二滤波电感L_f2构成；第一滤波电感L_f1的第一端为交流低通输出滤波电路3的第一输入端，第一滤波电感L_f1的第二端与交流输出v_o的第一输出端连接；第二滤波电感L_f2的第一端为交流低通输出滤波电路3的第二输入端，第二滤波电感L_f2的第二端与交流输出v_o的第二输出端相连接；其中，交流输出v_o的第一输出端为P端，交流输出v_o的第二输出端为N端。

功率解耦滤波电容C_d与共模漏电流抑制电容C_leak均为非电解电容；开关管S₁、S₂、S₃、S₄、S₅和S₆采用双极性晶体管、场效应管或绝缘栅双极性晶体管。

本实施例中的单相逆变器的控制方法按如下步骤进行：

步骤1、已知交流侧输出电压v_o和交流侧输出电流i_o如式(1)和式(2)：

v_o＝V_max·sin(ωt) (1)

i_o＝I_max·sin(ωt) (2)

其中：

V_max和I_max分别为交流侧输出电压峰值和交流侧输出电流峰值；

ω为交流侧输出电压角频率，ω＝100π(rad/s)；

功率解耦滤波电容电压v_Cd由式(3)所表征：

v_Cd＝V_Cd·sin(ωt+θ) (3)

其中：

V_Cd为功率解耦滤波电容电压v_Cd的峰值；

θ为功率解耦滤波电容电压相对于电网电压的相位偏移量。

步骤2、针对a相桥臂和b相桥臂采用单极倍频控制方式，则共模漏电流抑制电容C_leak上的电压v_Cleak为：

其中：D·sin(ωt)为调制波，D为调制系数，

步骤3、由式(5)计算获得交流侧所需功率P₁为：

式(5)中：

功率解耦滤波电容C_d所需功率P2由式(8)所表征：

由式(9)计算获得共模漏电流抑制电容C_leak所需功率P₃为：

式(9)中：

则交流侧和功率解耦滤波电容以及共模漏电流抑制电容所需要的总功率P_dm如式(12)：

步骤4、根据功率平衡原理，输入侧提供的功率将等于交流侧和功率解耦滤波电容以及共模漏电流抑制电容所需要的总功率P_dm；

为了消除输入侧功率的二次谐波，将式(12)中的交流二次分量设置为零，如式(13)：

由式(13)获得功率解耦滤波电容电压v_cd如式(14)：

式(14)中：

步骤5、设置c相桥臂开关管S₅占空比d_Cd如式(16)：

其中，v_a为交流低通输出滤波电路的第一输入端的电压，在单极倍频调制方式下，

单相逆变器中各桥臂的上开关管和下开关管采用互补导通的工作模式，则c相桥臂开关管S₆的占空比为1-d_Cd。

基于直流侧负极端与交流侧通过共模漏电流抑制电容C_leak的连接，则直流侧与交流测通过大地相连接的共模寄生电容C_PV的电压被共模漏电流抑制电容C_leak的电压钳位，则有：

寄生电容C_PV上的电压v_PV为：

共模寄生电容C_PV上的电流i_PV为：

该电流仅为工频脉动电流，当C_PV＝100nF，V_in＝450V，V_max＝311V时，通过式(19)计算可得i_PV＝-4.9cos(ωt)(mA)，而由于共模漏电流抑制电容C_leak的电流旁路作用，流经共模寄生电容C_PV上的高频纹波电流也得以大大减小，因而共模漏电流大大减小，符合VDE-0126-1-1标准。

图2给出了交流侧输出电压v_o的波形、功率解耦滤波电容电压v_Cd的波形和共模漏电流抑制电容电压v_Cleak的波形，图3给出了交流侧输出电流i_o的波形和直流侧输入电流i_{dc_in}的波形。从图3交流侧输出电流i_o的波形和直流侧输入电流i_{dc_in}的波形可以看出，在直流输入源V_in恒定的情况下，输入的直流电流i_{dc_in}中二次谐波得到明显抑制，且输出交流电流i_o仍是一个电网频率的正弦波，这表明该功率解耦电路成功地将两倍工频脉动功率导入到功率解耦滤波电容C_d中；图4为共模漏电流i_leakage的波形，共模漏电流中根据式(19)计算所得的工频脉动分量峰值仅有4.9毫安，从该电流波形中可以看出，共模漏电流峰值小于30毫安，表明其高频开关纹波也基本为共模漏电流抑制电容C_leak所旁路，共模漏电流抑制效果明显。

本发明功率解耦拓扑可以去除单相逆变器直流输入侧两倍工频脉动功率，进而缩小输入滤波电容容值，同时可以有效抑制共模漏电流，适用于光伏逆变器。本发明可以使用非电解电容作为输入滤波电容，避免使用电解电容，从而提升了逆变器的功率密度和寿命。

Claims (2)

1.一种可抑制二次纹波和共模漏电流的单相逆变器的控制方法，所述单相逆变器包括c相功率解耦电路(1)、ab两相全桥逆变电路(2)、交流低通输出滤波电路(3)和共模漏电流抑制电路(4)；所述ab两相全桥逆变电路(2)包括a相桥臂和b相桥臂，所述c相功率解耦电路(1)包括c相桥臂、滤波电感L_d和功率解耦滤波电容C_d；

所述c相功率解耦电路(1)和ab两相全桥逆变电路(2)的输入端并联，并且共用直流输入源V_in；c相功率解耦电路(1)的输出端与交流低通输出滤波电路(3)的第一输入端相连接；所述ab两相全桥逆变电路(2)的交流输出端通过交流低通输出滤波电路(3)与交流侧v_o相连接；所述交流低通输出滤波电路(3)的第二输出端通过共模漏电流抑制电路(4)与直流输入源V_in的负极端相连接；

所述c相功率解耦电路(1)是由上开关管S₅、下开关管S₆、滤波电感L_d和功率解耦滤波电容C_d构成，所述上开关管S₅的源极以及下开关管S₆的漏极与滤波电感L_d的第一端相连接；所述滤波电感L_d的第二端与功率解耦滤波电容C_d的第一端相连接；所述功率解耦滤波电容C_d的第二端与交流低通输出滤波电路(3)的第一输入端相连接；所述上开关管S₅的漏极与直流输入源V_in的正极端相连接；所述下开关管S₆的源极与直流输入源V_in的负极端相连接；由所述上开关管S₅和下开关管S₆构成c相桥臂；

所述共模漏电流抑制电路(4)包括共模漏电流抑制电容C_leak；所述共模漏电流抑制电容C_leak的第一端为共模漏电流抑制电路(4)的第一端，所述共模漏电流抑制电容C_leak的第二端为共模漏电流抑制电路(4)的第二端；

所述ab两相全桥逆变电路(2)包括上开关管S₁和S₃，以及下开关管S₂和S₄；所述上开关管s₁的源极以及下开关管S₂的漏极与交流低通输出滤波电路(3)的第一输入端相连接；所述上开关管S₃的源极以及下开关管S₄的漏极与交流低通输出滤波电路(3)的第二输入端相连接；所述交流低通输出滤波电路(3)的第一输出端和第二输出端一一对应地连接在交流输出v_o的两端；所述上开关管S₁和S₃的漏极与直流输入源V_in的正极端相连接；所述下开关管S₂和S₄的源极与直流输入源V_in的负极端相连接；所述交流低通输出滤波电路(3)的第二输出端与共模漏电流抑制电路(4)的第一端相连接；所述共模漏电流抑制电路(4)的第二端与下开关管S₂和s₄的源极以及直流输入源V_in的负极端相连接；由所述上开关管S₁和下开关管S₂构成a相桥臂，由所述上开关管S₃和下开关管S₄构成b相桥臂；

所述交流低通输出滤波电路(3)由第一滤波电感L_f1和第二滤波电感L_f2构成；所述第一滤波电感L_f1的第一端为交流低通输出滤波电路(3)的第一输入端，第一滤波电感L_f1的第二端与交流输出v_o的第一输出端连接；所述第二滤波电感L_f2的第一端为交流低通输出滤波电路(3)的第二输入端，第二滤波电感L_f2的第二端与交流输出v_o的第二输出端相连接；其中，交流输出v_o的第一输出端为P端，交流输出v_o的第二输出端为N端；

其特征是：所述单相逆变器的控制方法是按如下步骤进行：

步骤1、已知交流侧输出电压v_o和交流侧输出电流i_o如式(1)和式(2)：

v_o＝V_max·sin(ωt) (1)

i_o＝I_max·sin(ωt) (2)

其中：

V_max和I_max分别为交流侧输出电压峰值和交流侧输出电流峰值；

ω为交流侧输出电压角频率，ω＝100π(rad/s)；

功率解耦滤波电容电压v_Cd由式(3)所表征：

v_Cd＝V_Cd·sin(ωt+θ) (3)

其中：

v_Cd为功率解耦滤波电容电压v_Cd的峰值；

θ为功率解耦滤波电容电压相对于电网电压的相位偏移量；

步骤2、针对a相桥臂和b相桥臂采用单极倍频控制方式，则共模漏电流抑制电容C_leak上的电压v_Cleak为：

其中：

步骤3、由式(5)计算获得交流侧所需功率P₁为：

式(5)中：

功率解耦滤波电容C_d所需功率P₂由式(8)所表征：

由式(9)计算获得共模漏电流抑制电容C_leak所需功率P₃为：

式(9)中：

则交流侧和功率解耦滤波电容以及共模漏电流抑制电容所需要的总功率P_dm如式(12)：

步骤4、为消除输入侧功率的二次谐波，将式(12)中交流二次分量设置为零，如式(13)：

由式(13)获得功率解耦滤波电容电压v_cd如式(14)：

式(14)中：

步骤5、设置c相桥臂开关管S₅占空比d_Cd如式(16)：

其中，v_a为交流低通输出滤波电路的第一输入端的电压，在单极倍频调制方式下：

单相逆变器中各桥臂的上开关管和下开关管采用互补导通的工作模式，则c相桥臂开关管S₆的占空比为1-d_Cd。

2.根据权利要求1所述的可抑制二次纹波和共模漏电流的单相逆变器的控制方法，其特征是：所述功率解耦滤波电容C_d与共模漏电流抑制电容C_leak均为非电解电容；所述开关管S₁、S₂、S₃、S₄、S₅和S₆采用双极性晶体管、场效应管或绝缘栅双极性晶体管。

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