CN110311192A - 移相器和无线通信装置 - Google Patents

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Abstract

移相器包括：连接到被输入第1输入信号的第1线路的第1电容；连接到被输入相对所述第1输入信号有第1相位差的第2输入信号的第2线路的第2电容；以及连接到所述第1线路和所述第2线路，输出具有根据所述第1电容和所述第2电容的第1电容比确定的相位的合成信号的合成电路。

Description

移相器和无线通信装置
技术领域
本发明涉及移相器及无线通信装置。
背景技术
在无线通信的领域中，已知通过对每个天线单独地调整从多个天线各自发送或接收的信号的相位，在期望的方向上形成波束的波束成形技术。
作为使用了精细CMOS(Complementary Metal-Oxide-Semiconductor；互补金属氧化物半导体)工艺的波束成形接收机的结构方法之一，已知使用了离散时间模拟电路的移相器的结构。
例如，在非专利文献1中，公开了通过使用开关将连续时间模拟信号转换为离散时间模拟信号，进行离散时间模拟信号的增益的调整，控制离散时间模拟信号的相位的离散时间模拟电路的移相器。
现有技术文献
非专利文献
非专利文献1：Michiel Soer，Eric Klumperink，Bram Nauta，Frank van Vliet“A1.5－to5.0GHz Input-Matched+2dBm P1dB All－Passive Switched－CapacitorBeamforming Receiver Front－End in 65nm CMOS”，ISSCC Dig.Tech.Papers，pp.174-175，Feb.2012
发明内容
然而，在非专利文献1的移相器中，由于在连续时间模拟信号的路径中设置了用于转换为离散时间模拟信号的多个开关，所以难以高速的动作，难以处理宽带信号。
本发明的一方式，有助于提供对于宽带信号可以高速地动作的移相器和无线通信装置。
本发明的一方式的移相器包括：第1电容，连接到被输入第1输入信号的第1线路；第2电容，连接到被输入相对所述第1输入信号具有第1相位差的第2输入信号的第2线路；以及合成电路，连接到所述第1线路和所述第2线路，输出具有根据所述第1电容和所述第2电容的第1电容比确定的相位的合成信号。
再者，这些概括性的或具体的方式，可作为系统、装置、方法、集成电路、计算机程序、或存储介质来实现，也可以通过系统、装置、方法、集成电路、计算机程序和存储介质的任意的组合来实现。
根据本发明的一方式，有助于提供对于宽带信号可以高速地动作的移相器和无线通信装置。
从说明书和附图中将清楚本发明的一方式中的更多的优点和效果。这些优点和/或效果可以由几个实施方式和说明书及附图所记载的特征来分别提供，不需要为了获得一个或一个以上的同一特征而提供全部特征。
附图说明
图1A表示本发明的实施方式1的发送装置的结构的一例子的图。
图1B表示本发明的实施方式1的接收装置的结构的一例子的图。
图2表示本发明的实施方式1的移相器的结构的一例子的图。
图3表示本发明的实施方式1的移相器的输出波形的模拟结果的一例子的图。
图4A表示本发明的实施方式2的发送装置的结构的一例子的图。
图4B表示本发明的实施方式2的接收装置的结构的一例子的图。
图5表示本发明的实施方式2的移相器的结构的一例子的图。
图6A表示本发明的实施方式2的电荷共享电路的框图。
图6B表示输入到图6A中例示的电荷供给电路中的控制信号的一例子的图。
图7A表示本发明的实施方式2的电荷共享电路的第1例子的图。
图7B表示本发明的实施方式2的电荷共享电路的第2例子的图。
图8表示本发明的实施方式2的移相器的输出波形的模拟结果的一例子的图。
图9表示本发明的实施方式3的移相器的结构的一例子的图。
图10A表示本发明的实施方式3的电荷共享电路的框图。
图10B表示输入到图10A中例示的电荷供给电路中的控制信号的一例子的图。
图11表示本发明的实施方式3的电荷共享电路的一例子的图。
图12A表示本发明的实施方式3的移相器的输出波形的模拟结果的第1例子的图。
图12B表示本发明的实施方式3的移相器的输出波形的模拟结果的第2例子的图。
图13表示本发明的实施方式4的移相器的结构的一例子的图。
图14A表示本发明的实施方式4的移相器的输出波形的模拟结果的第1例子的图。
图14B表示在本发明的实施方式4的移相器上连接了低通滤波器的情况的输出波形的模拟结果的例子的图。
具体实施方式
以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式。再者，以下说明的各实施方式是一例子，本发明不由这些实施方式限定。
(实施方式1)
[发送装置和接收装置的结构]
图1A是表示本发明的实施方式1的发送装置1的结构的一例子的图。图1B是表示本发明的实施方式1的接收装置2的结构的一例子的图。再者，在以下的说明中，发送装置1和接收装置2的结构要素中使用的称为“…单元”、“…器”的表述也可以置换为称为“…电路(circuitry)”、“…设备”、“…组件”、或“…模块”的其他表述。
图1A所示的发送装置1例如具有：数字发送处理单元10、D/A(Digital to Analog；数字模拟)转换处理单元11、NT个(NT为1以上的整数)模拟发送处理单元12(模拟发送处理单元12－1～模拟发送处理单元12－NT)、参考频率振荡单元13、以及LO(Local Oscillator；本机振荡器)频率振荡单元14。
模拟发送处理单元12－1～模拟发送处理单元12－NT有相同的结构。以下，将模拟发送处理单元12－1列举为例子说明。模拟发送处理单元12－1例如具有：移相器15、发送混频器(MIX：Mixer)16、功率放大器(PA)17、以及天线18。
数字发送处理单元10对发送数据例如施以包含了编码处理及调制处理的规定的数字发送处理，生成基带数字发送信号，输出到D/A转换处理单元11。
D/A转换处理单元11将基带数字发送号转换为基带模拟发送号。D/A转换处理单元11将基带模拟发送信号输出到模拟发送处理单元12－1～模拟发送处理单元12－NT。
参考频率振荡单元13生成用于本机振荡信号fLO1的生成的参考频率信号fREF_LO1，输出到LO频率振荡单元14。
LO频率振荡单元14基于参考频率信号fREF_LO1，生成本机振荡信号fLO1并输出到发送混频器16。
移相器15控制基带模拟发送信号的相位。例如，移相器15将基带模拟发送信号的相位控制到与发送装置1形成的波束的方向对应的相位。移相器15将相位控制后的基带模拟发送信号输出到发送混频器16。例如，由未图示的控制单元指示由移相器15控制的相位的大小。
再者，对于移相器15的结构和动作的一例子，将后述。
发送混频器16基于本机振荡信号fLO1，将相位控制后的基带模拟发送信号上变频为RF频率(无线频率)，将上变频为RF频率的模拟发送信号输出到功率放大器17。
功率放大器17放大上变频为RF频率的模拟发送信号的功率，输出到天线18。
天线18发射功率放大后的模拟发送信号。
通过模拟发送处理单元12－1～模拟发送处理单元12－NT各自具有的移相器15控制基带模拟发送信号的相位，从模拟发送处理单元12－1～模拟发送处理单元12－NT各自具有的天线18发送的信号(波束)的指向性被控制为期望的方向。
图1B所示的接收装置2例如具有：NR个(NR为1以上的整数)模拟接收处理单元20(模拟接收处理单元20－1～模拟接收处理单元20－NR)、A/D(Analog to Digital)转换处理单元21、数字接收处理单元22、参考频率振荡单元23、以及LO频率振荡单元24。
模拟接收处理单元20－1～模拟接收处理单元20－NR有相同的结构。以下，将模拟接收处理单元20－1列举为例子说明。模拟接收处理单元20－1例如具有：天线25、低噪声放大器(LNA：Low Noise Amplifier)26、接收混频器(MIX：Mixer)27、以及移相器28。
天线25从未图示的发送装置接收RF频率的模拟接收信号，输出到低噪声放大器26。
低噪声放大器26将接收到的RF频率的模拟接收信号放大，输出到接收混频器27。
参考频率振荡单元23生成用于本机振荡信号fLO2的生成的参考频率信号fREF_LO2，输出到LO频率振荡单元24。
LO频率振荡单元24基于参考频率信号fREF_LO2，生成本机振荡信号fLO2并输出到接收混频器27。
接收混频器27基于本机振荡信号fLO2，将RF频率的模拟接收信号变频为基带模拟接收信号，输出到移相器28。
移相器28控制基带模拟接收信号的移相。例如，移相器28将基带模拟接收信号的相位控制到与接收装置2形成的波束的方向对应的相位。移相器28将相位控制后的基带模拟接收信号输出到A/D转换处理单元21。例如，由未图示的控制单元指示由移相器28控制的相位。
A/D转换处理单元21中，输入合成了在模拟接收处理单元20－1～模拟接收处理单元20－NR的移相器28中施以了相位控制的基带模拟接收信号的信号。然后，A/D转换处理单元21将合成的基带模拟接收信号转换为基带数字接收信号，输出到数字接收处理单元22。再者，在图1B中，由1个A/D转换处理单元21进行在模拟接收处理单元20－1～模拟接收处理单元20－NR的移相器28各自中施以了相位控制的基带模拟接收信号的合成。例如，也可以包括多个A/D转换处理单元21，将在模拟接收处理单元20－1～模拟接收处理单元20－NR的移相器28各自中施以了相位控制的多个基带模拟接收信号各个信号转换为基带数字接收信号。然后，也可以合成在多个A/D转换处理单元21中转换的基带数字接收信号。
数字接收处理单元22对于基带数字接收信号，例如进行包含了解调处理及及解码处理等的规定的数字接收处理而生成接收数据，并输出。
再者，图1A所示的发送装置1和图1B所示的接收装置2有直接转换的结构。本实施方式1的发送装置1或接收装置2也可以是追加了一个以上的混频器，使用中频(IF：Intermediate Frequency)中的处理的结构。
此外，图1A所示的发送装置1和图1B所示的接收装置2包含在1个通信装置中的情况下，参考频率信号fREF_LO1和参考频率信号fREF_LO2也可以共用于发送信号处理和接收信号处理。或者，参考频率振荡单元13及参考频率振荡单元23也可以共用于发送装置1及接收装置2，LO频率振荡单元14及LO频率振荡单元24也可以共用于发送装置1及接收装置2。
再者，在图1A的发送装置1中，表示了移相器15设置在D/A转换处理单元11和发送混频器16之间的例子。本发明不限定于此。移相器15可以设置在发送混频器16和功率放大器17之间，也可以设置在LO频率振荡单元14和发送混频器16之间。
再者，在移相器15设置在发送混频器16和功率放大器17之间的情况下，移相器15控制上变频为RF频率的模拟发送信号的相位。
此外，在移相器15设置在LO频率振荡单元14和发送混频器16之间的情况下，移相器15控制本机振荡信号fLO1的相位。通过控制本机振荡信号fLO1的相位，间接地控制在发送混频器16中基于本机振荡信号fLO1的上变频的模拟发送信号的相位。
此外，在图1B的接收装置2中，表示了移相器28设置在接收混频器27和A/D转换处理单元21之间的例子。本发明不限定于此。移相器28可以设置在低噪声放大器26和接收混频器27之间，也可以设置在LO频率振荡单元24和接收混频器27之间。
再者，在移相器28设置在低噪声放大器26和接收混频器27之间的情况下，移相器28控制RF频率的模拟接收信号的相位。
此外，在移相器28设置在LO频率振荡单元24和接收混频器27之间的情况下，移相器28控制本机振荡信号fLO2的相位。通过控制本机振荡信号fLO2的相位，间接地控制在接收混频器27中基于本机振荡信号fLO2下变频的模拟接收信号的相位。
再者，移相器15和/或移相器28也可以是追加了增益控制的功能的可变增益放大器。或者，在移相器15和/或移相器28中，也可以追加滤波器的功能和/或均衡器的功能。例如，也可以通过变更移相器15和/或移相器28的结构，追加增益控制的功能、滤波器的功能和均衡器的功能的至少一个功能。或者，也可以追加增益控制的功能的情况下追加可变放大器，追加滤波器功能的情况下追加滤波器，追加均衡器功能的情况下追加均衡器。
[移相器100的结构和动作]
接着，参照图2，说明本实施方式1的移相器100的结构的一例子。以下说明的移相器100相当于图1A的移相器15和/或图1B的移相器28。
图2是表示本实施方式1的移相器100的结构的一例子的图。图2所示的移相器100例如具有：TA(Transconductance Amplifier：跨导放大器：电压电流转换电路)110－1、TA110―2、电容120－1、电容120－2、以及合成电路130。
移相器100的输入端子TIN_I及输入端子TIN_Q中，分别输入基带的模拟信号VIN_I及模拟信号VIN_Q。然后，移相器100从输出端子TOUT输出使模拟信号VIN_I的相位变化的输出信号VOUT。
模拟信号VIN_I及模拟信号VIN_Q例如对应于由未图示的IQ混频器(IQ生成电路)转换的同相分量(In-phase：以下，也可以称为I分量)和正交分量(Quadrature：以下，也可以称为Q分量)。模拟信号VIN_I和模拟信号VIN_Q的相位差例如为90度。再者，输入到移相器100的模拟信号VIN_I和模拟信号VIN_Q也可以分别称为输入信号VIN＿I和输入信号VIN＿Q。
再者，上述中，表示了IQ混频器输出的I分量和Q分量的组合用于输入信号的例子。例如，IQ混频器也可以输出I、Q、IB(相对I分量的反相分量)、QB(相对Q分量的反相分量)的4相的信号。这种情况下，I和Q、I和QB、IB和Q以及IB和QB的4个组合之中的任何一个也可以用于输入信号。输入到移相器100的2个输入信号的相位差为n×π/2(n为1以上的整数)。
再者，包含图2的TA110－1和电容120－1、对输入信号VIN_I动作的系统也可以称为I系统电路。此外，包含图2的TA110－2和电容120－2、对输入信号VIN_Q动作的系统也可以称为Q系统电路。
TA110－1是I系统电路的电压电流转换电路，将输入信号VIN_I转换为电流(gm×VIN_I)。再者，gm是TA110－1的跨导(互电导)的值。
电容120－1，一个端子连结到TA110－1的输出，另一个端子接地到GND。电容120－1的电容值是C1。
TA110－2是Q系统电路的电压电流转换电路，将输入信号VIN_Q转换为电流(gm×VIN_Q)。再者，gm是TA110－2的跨导(互电导)的值。
电容120－2，一个端子连接到TA110－2的输出，另一个端子接地到GND。电容120－2的电容值是C2。
再者，电容120－1和电容120－2的至少一方也可以是对应于电容值的调整的可变电容。
合成电路130计算与电容120－1和电容120－2的GND连接的端子和相反的端子的电位之和或差，将输出信号VOUT从输出端子TOUT输出。输出信号VOUT也可以称为输出电压信号。
说明移相器100的动作的一例子。VIN_I＝sinωt、VIN_Q＝cosωt输入到移相器100的情况下，输出信号VOUT由式(1)表示。再者，ω是输入信号的角频率，使用输入信号的频率fin，表示为ω＝2πfin。
这里，输出信号VOUT对输入信号VIN_I＝sinωt的相位的偏移的大小α由式(2)表示。
根据式(2)，可知输出信号VOUT的相位由电容之比确定。再者，以下，也可以将输出信号VOUT对输入信号VIN_I的相位的偏移的大小α称为相位控制量。
本实施方式1中的相位控制，例如，按照以下的理论进行。再者，该理论即使在之后的实施方式中也相同。
在移相器100的I系统电路对输入信号VIN_I＝sinωt提供振幅A，Q系统电路对输入信号VIN_Q＝cosωt提供振幅B的情况下，输出电压信号VOUT由式(3)表示。
这里，A及B取实数或复数的值。再者，A也可以通过I系统电路的传递函数表示，B也可以通过Q系统电路的传递函数表示。
而且，相位控制量α由式(4)表示。
接着，说明移相器100的相位控制特性。图3是表示本实施方式1的移相器100的输出波形的模拟结果的图。图3的横轴表示时间，纵轴表示输出电压。图3的模拟是，输入信号的频率fin＝1[GHz]、输入信号的功率Pin＝－30[dBm]、gm＝20[mS]、C1＝50[fF]、C2＝50[fF]或C2＝500[fF]的情况的结果。图3表示了通过设定为C2＝50[fF]或C2＝500[fF]，C1和C2的电容比变化的2种结果。
在图3中，表示了输出信号的相位根据电容比的差异而不同的情况。从图3，移相器100可以通过变化C1和C2的电容比而调整输出信号的相位。
这里，在图3中，表示了振幅根据电容比的差异而不同的情况。即，在图3中，在变化了输出信号的相位的情况下，输出信号的振幅变化。
假定在移相器100的输出中，设置放大器(例如，图1A的功率放大器17)。通过在移相器100的输出中设置的放大器调整振幅，还可以校正根据输出信号的相位的变化而变化的输出信号的振幅。就放大器而言，也可以使用可变增益放大器。或者，就放大器而言，也可以使用在输出信号的振幅超过了某一阈值的情况下，调整为固定的输出电平的数字放大器。
如以上，在本实施方式1中，说明了具有2个的电压电流转换电路(110－1、110－2)、2个电容(电容120－1、120－2)、合成电路130的移相器100的结构。在图2所示的结构中，通过控制2个电容的电容值C1和电容值C2，可以实现相位的控制。
本实施方式1的移相器100为简单的结构，通过在信号路径中没有串联地设置开关，可以对宽带信号高速地动作。
此外，例如，即使是工艺、电源电压和/或温度的偏差较大的CMOS工艺，也可以减小电容之比的偏差。因此，通过电容之比控制相位的本实施方式1的移相器100，在以CMOS工艺制造的情况下，可以实现来自设计值的偏差较小的相位控制。由此，例如，可以削减或简化调整来自设计值的偏差的校准电路，可以实现无线通信装置的小型化和/或功耗的削减。
(实施方式2)
在本实施方式2中，表示对于实施方式1中所示的移相器100设置电荷共享电路、连续时间(CT：Continuous Time)/离散时间(DT：Discrete Time)混合型的移相器。本实施方式2中的移相器，除了电容比的控制以外，还可以通过输入到电荷共享电路的控制信号控制相位。
[发送装置和接收装置的结构]
图4A是表示本发明的实施方式2的发送装置3的结构的一例子的图。图4B是表示本发明的实施方式2的接收装置4的结构的一例子的图。再者，在以下的说明中，发送装置3和接收装置4的结构要素中使用的称为“…单元”、“…器”的表述也可以置换为称为“…电路(circuitry)”、“…设备”、“…组件”、或“…模块”的其他表述。
图4A所示的发送装置3，例如有数字发送处理单元10、D/A转换处理单元11、NT个(NT为1以上的整数)模拟发送处理单元32(模拟发送处理单元32－1～模拟发送处理单元32－NT)、参考频率振荡单元33、以及LO频率振荡单元14。
模拟发送处理单元32－1～模拟发送处理单元32－NT有相同的结构。以下，将模拟发送处理单元32－1列举为例子说明。模拟发送处理单元32－1具有移相器35、发送混频器16、功率放大器17、以及天线18。
数字发送处理单元10对发送数据施以例如包含编码处理及调制处理的规定的数字发送处理，生成基带数字发送信号，输出到D/A转换处理单元11。
D/A转换处理单元11将基带数字发送号转换为基带模拟发送号。D/A转换处理单元11将基带模拟发送信号输出到模拟发送处理单元32－1～模拟发送处理单元32－NT。
参考频率振荡单元33生成用于移相器35的参考频率信号fREF1，输出到移相器35。此外，参考频率振荡单元33生成用于本机振荡信号fLO1的生成的参考频率信号fREF_LO1，输出到LO频率振荡单元14。输出到移相器35的参考频率信号fREF1的频率和输出到LO频率振荡单元14参考频率信号fREF_LO1的频率可以是相同的频率，也可以是不同的频率。
LO频率振荡单元14基于参考频率信号fREF_LO1，生成本机振荡信号fLO1并输出到发送混频器16。
移相器35使用参考频率信号fREF1，控制基带模拟发送信号的相位。例如，移相器35将基带模拟发送信号的相位控制到与发送装置3形成的波束的方向对应的相位。移相器35将相位控制后的基带模拟发送信号输出到发送混频器16。例如，由未图示的控制单元指示由移相器35控制的相位。
再者，对于移相器35的结构和动作，将后述。
发送混频器16基于本机振荡信号fLO1，将相位控制后的基带模拟发送信号上变频为RF频率，将上变频为RF频率的模拟发送信号输出到功率放大器17。
功率放大器17将上变频为RF频率的模拟发送信号的功率放大，输出到天线18。
天线18将功率放大后的模拟发送信号发射。
通过模拟发送处理单元32－1～模拟发送处理单元32－NT各自具有的移相器35控制基带模拟发送信号的相位，从模拟发送处理单元32－1～模拟发送处理单元32－NT各自具有的天线18发送的信号的指向性被控制为期望的方向。
图4B所示的接收装置4，例如有NR个(NR为1以上的整数)模拟接收处理单元40(模拟接收处理单元40－1～模拟接收处理单元40－NR)、A/D转换处理单元21、数字接收处理单元22、参考频率振荡单元43、以及LO频率振荡单元24。
模拟接收处理单元40－1～模拟接收处理单元40－NR有相同的结构。以下，将模拟接收处理单元40－1列举为例子说明。模拟接收处理单元40－1，例如有天线25、低噪声放大器26、接收混频器27、以及移相器48。
天线25从未图示的发送台接收RF频率的模拟接收信号，输出到低噪声放大器26。
低噪声放大器26将接收到的RF频率的模拟接收信号放大，输出到接收混频器27。
参考频率振荡单元43生成用于移相器48的参考频率信号fREF2，输出到移相器48。此外，参考频率振荡单元43生成用于本机振荡信号fLO2的生成的参考频率信号fREF_LO2，输出到LO频率振荡单元24。输出到移相器48的参考频率信号fREF2的频率和输出到LO频率振荡单元24的参考频率信号fREF_LO2的频率可以是相同的频率，也可以是不同的频率。
LO频率振荡单元24基于参考频率信号fREF_LO2，生成本机振荡信号fLO2并输出到接收混频器27。
接收混频器27基于本机振荡信号fLO2，将RF频率的模拟接收信号变频为基带模拟接收信号，输出到移相器48。
移相器48使用参考频率信号fREF2，控制基带模拟接收信号的相位。例如，移相器48将基带模拟接收信号的相位控制到与接收装置4形成的波束的方向对应的相位。移相器48将相位控制后的基带模拟接收信号输出到A/D转换处理单元21。例如，由未图示的控制单元指示由移相器48控制的相位。
A/D转换处理单元21将模拟接收处理单元40－1～模拟接收处理单元40－NR的移相器48中施以了相位控制的基带模拟接收信号进行合成。然后，A/D转换处理单元21将合成的基带模拟接收信号转换为基带数字接收信号，输出到数字接收处理单元22。
对于基带数字接收信号，数字接收处理单元22例如进行包含解调处理及及解码处理等的规定的数字接收处理而生成接收数据，并输出。
再者，图4A所示的发送装置3和图4B所示的接收装置4有直接转换的结构。本实施方式2的发送装置3或接收装置4也可以是追加一个以上的混频器，使用中频(IF：Intermediate Frequency)中的处理的结构。
此外，在图4A所示的发送装置3和图4B所示的接收装置4包含在1个通信装置中的情况下，参考频率信号fREF_LO1、参考频率信号fREF_LO2、参考频率信号fREF1、以及参考频率信号fREF2的任意2个以上的信号也可以共用于发送信号处理和接收信号处理。或者，参考频率振荡单元33及参考频率振荡单元43也可以共用于发送装置3及接收装置4，LO频率振荡单元14及LO频率振荡单元24也可以共用于发送装置3及接收装置4。
再者，在图4A的发送装置3中，表示了移相器35设置在D/A转换处理单元11和发送混频器16之间的例子。本发明不限定于此。移相器35可以设置在发送混频器16和功率放大器17之间，也可以设置在LO频率振荡单元14和发送混频器16之间。
再者，在移相器35设置在发送混频器16和功率放大器17之间的情况下，移相器35控制上变频为RF频率的模拟发送信号的相位。
此外，在移相器35设置在LO频率振荡单元14和发送混频器16之间的情况下，移相器35控制本机振荡信号fLO1的相位。通过控制本机振荡信号fLO1的相位，间接地控制在发送混频器16中基于本机振荡信号fLO1上变频的模拟发送信号的相位。
此外，在图4B的接收装置4中，表示了移相器48设置在接收混频器27和A/D转换处理单元21之间的例子。本发明不限定于此。移相器48可以设置在低噪声放大器26和接收混频器27之间，也可以设置在LO频率振荡单元24和接收混频器27之间。
再者，在移相器48设置在低噪声放大器26和接收混频器27之间的情况下，移相器48控制RF频率的模拟接收信号的相位。
此外，在移相器48设置在LO频率振荡单元24和接收混频器27之间的情况下，移相器48控制本机振荡信号fLO2的相位。通过控制本机振荡信号fLO2的相位，间接地控制在接收混频器27中基于本机振荡信号fLO2下变频的模拟接收信号的相位。
再者，移相器35和/或移相器48也可以是追加了增益控制的功能的可变增益放大器。或者，在移相器35和/或移相器48中，也可以追加滤波器的功能和/或均衡器的功能。例如，通过变更移相器35和/或移相器48的结构，也可以追加增益控制的功能、滤波器的功能和均衡器的功能的至少一个功能。或者，也可以在追加增益控制的功能的情况下追加可变放大器，在追加滤波器功能的情况下追加滤波器，追加均衡器功能的情况下，追加均衡器。
[移相器200的结构和动作]
接着，参照图5，说明本实施方式2的移相器200的结构的一例子。以下说明的移相器200相当于图4A的移相器35和/或图4B的移相器48。
图5是表示本实施方式2的移相器200的结构的一例子的图。图5所示的移相器200，例如有TA210－1、TA210－2、电容220－1、电容220－2、电荷共享电路230－1、电荷共享电路230－2、合成电路240、时钟生成电路250－1、以及时钟生成电路250－2。
图5的TA210－1、TA210－2、电容220－1、电容220－2、合成电路240分别与图2的TA110－1、TA110－2、电容120－1、电容120－2、合成电路130是同样的。电容220－1的电容值及电容220－2的电容值分别是CH1及CH2。
时钟生成电路250－1使用从参考频率振荡单元33(参照图4A)输出的参考频率信号fREF1或从参考频率振荡单元43(参照图4B)输出的参考频率信号fREF2，生成控制信号CK1－1及控制信号CK2－1，输出到电荷共享电路230－1。
时钟生成电路250－2使用从参考频率振荡单元33(参照图4A)输出的参考频率信号fREF1或从参考频率振荡单元43(参照图4B)输出的参考频率信号fREF2，生成控制信号CK1－2及控制信号CK2－2，输出到电荷共享电路230－2。
电荷共享电路230－1，一个端子连接到TA210－1的输出，另一个端子接地到GND。电荷共享电路230－1中，输入由时钟生成电路250－1生成的控制信号CK1－1及控制信号CK2－1。再者，电荷共享电路230－1中，也可以输入控制信号CK1－1及控制信号CK2－1的一者。
电荷共享电路230－2，一个端子连接到TA210－2的输出，另一个端子接地到GND。电荷共享电路230－2中，输入由时钟生成电路250－2生成的控制信号CK1－2及控制信号CK2－2。再者，电荷共享电路230－2中，也可以输入控制信号CK1－2及控制信号CK2－2的一者。
再者，包含图5的TA210－1、电容220－1、以及电荷共享电路230－1、对输入的输入信号VIN_I动作的系统也可以称为I系统电路。此外，包含图5的TA210－2、电容220－2、以及电荷共享电路230－2、对输入的输入信号VIN_Q动作的系统也可以称为Q系统电路。
此外，电荷共享电路230－1和电荷共享电路230－2也可以不区分而称为电荷共享电路230。此外，时钟生成电路250－1和时钟生成电路250－2也可以不区分而称为时钟生成电路250。再者，控制信号CK1－1和控制信号CK1－2也可以不区分而称为控制信号CK1。此外，控制信号CK2－1和控制信号CK2－2也可以不区分而称为控制信号CK2。
接着，说明电荷共享电路230的例子以及从时钟生成电路250输出的控制信号CK1和控制信号CK2的例子。
图6A是表示本实施方式2的电荷共享电路230的框图。图6A所示的电荷共享电路230例如有连接端子A及连接端子B。此外，在电荷共享电路230中，输入由时钟生成电路250生成的控制信号CK1及控制信号CK2。再者，控制信号也可以称为时钟。此外，在图6A中，表示输入了控制信号CK1及控制信号CK2的电荷共享电路230，但在电荷共享电路230中，也可以输入控制信号CK1及控制信号CK2的一者。
图6B是表示输入到图6A中例示的电荷供给电路230的控制信号的一例子的图。图6B的横轴表示时间，纵轴表示振幅。控制信号CK1及控制信号CK2的占空比(＝脉冲宽度Ts/控制信号的周期TCK)为1/2。控制信号CK2是对控制信号CK1有180度相位不同的信号。控制信号CK1及控制信号CK2的时钟频率fCK(fCK＝1/TCK)可以与参考频率信号(fREF)的频率相同，也可以不同。
再者，在以下的说明中，控制信号CK1取图6B所示的“高”的值的时间也可以称为控制信号CK1的“高”期间。控制信号CK1取图6B所示的“低”的值的时间也可以称为控制信号CK1的“低”期间。同样，取控制信号CK2的“高”的值的时间及取控制信号CK2的“低”的值的时间也可以分别称为控制信号CK2的“高”期间及控制信号CK2的“低”期间。
[电荷共享电路230的第1例子]
图7A是表示本发明的实施方式2的电荷共享电路230的第1例子的图。图7A所示的电荷共享电路230a例如具有：电容231a、开关232－1、以及开关232－2。
电容231a是对应于电容值的调整的可变电容。电容231a的电容值为CR。
开关232－1设置在电容231a的一个端子和端子A之间。开关232－2设置在电容231a的另一个端子和端子B之间。
开关232－1和开关232－2，通过控制信号CK1，被控制导通和关断。例如，开关232－1和开关232－2，在控制信号CK1的“高”期间中，成为导通状态，在“高”期间以外的时间中，成为关断状态。
再者，在以下的说明中，开关在控制信号的“高”期间中，成为导通状态，在“高”期间以外的期间中，成为关断状态。
例如，在控制信号CK1的“高”期间中，开关232－1将电容231a的一个端子和端子A连接。在控制信号CK1的“高”期间中，开关232－2将电容231a的另一个端子和端子B连接。在控制信号CK1的“高”期间以外的期间，开关232－1及开关232－2为关断，连接被开路。
在电荷共享电路230a中，在控制信号CK1的“高”期间中，电容231a连接到端子A和端子B，在控制信号CK1的“低”期间中，电容231a的连接被开路。
接着，说明在图5的电荷共享电路230－1及电荷共享电路230－2的各自中，使用图7A所示的电荷共享电路230a的情况下的、图5所示的移相器200的动作例子。
再者，在电荷共享电路230－1中使用电荷共享电路230a的情况下，电容231a也可以称为电容231a－1，在电荷共享电路230－2中使用电荷共享电路230a的情况下，电容231a也可以称为电容231a－2。
在控制信号CK1的“高”期间中，从TA210－1输出的输出电荷累积在电容220－1和电容231a－1两者中。然后，在控制信号CK1的“低”期间中，从TA210－1输出的输出电荷累积在电容220－1中。
同样，在控制信号CK1的“高”期间中，从TA210－2输出的输出电荷累积在电容220－2和电容231a－2两者中。然后，在控制信号CK1的“低”期间中，从TA210－2输出的输出电荷累积在电容220－2中。
[电荷共享电路230的第2例子]
图7B是表示本发明的实施方式2的电荷共享电路230的第2例子的图。图7B所示的电荷共享电路230b例如具有：电容231b、以及开关232－1～开关232－4。
电容231b是对应于电容值的调整的可变电容。电容231b的电容值为CR。
开关232－1设置在电容231b的一个端子和端子A之间。开关232－2设置在电容231b的另一个端子和端子B之间。开关232－3及开关232－4设置在电容231b的一个端子和另一个端子之间。
开关232－1和开关232－2通过控制信号CK1，被控制导通和关断。开关232－3和开关232－4通过控制信号CK2，被控制导通和关断。
例如，在控制信号CK1的“高”期间中，开关232－1将电容231的一个端子和端子A连接。在控制信号CK1的“高”期间中，开关232－2将电容231b的另一个端子和端子B连接。在控制信号CK1的“高”期间以外的期间中，开关232－1及开关232－2为关断，连接被开路。
例如，在控制信号CK2的“高”期间中，开关232－3及开关232－4将电容231b的一个端子和另一个端子连接。在控制信号CK2的“高”期间以外的期间中，开关232－3及开关232－4为关断，连接被开路。
再者，只要是在控制信号CK2的“高”期间中将电容231b的一个端子和另一个端子连接的结构，例如也可以省略开关232－3和开关232－4的任何一个。
如图6B所示，控制信号CK1和控制信号CK2是相位有180度不同的信号。因此，控制信号CK1的“高”期间相当于控制信号CK2的“低”期间，控制信号CK1的“低”期间相当于控制信号CK2的“高”期间。
在电荷共享电路230b中，在控制信号CK1的“高”期间中，电容231b连接到端子A和端子B，在控制信号CK1的“低”期间中，电容231b的一个端子和另一个端子连接。通过电容231b的一个端子和另一个端子连接，电容231b的2个的端子为等电位，电容231b中累积的电荷被放电。
接着，说明图5的电荷共享电路230－1及电荷共享电路230－2分别为图7B所示的电荷共享电路230b情况下的、图5所示的移相器200的动作例子。
再者，在电荷共享电路230－1中使用电荷共享电路230b的情况下，电容231b也可以称为电容231b－1。在电荷共享电路230－2中使用电荷共享电路230b的情况下，电容231b也可以称为电容231b－2。
在控制信号CK1的“高”期间中，从TA210－1输出的输出电荷累积在电容220－1和电容231b－1两者中。然后，在控制信号CK1的“低”期间中，从TA210－1输出的输出电荷累积在电容220－1中。此外，在控制信号CK1的“低”期间(控制信号CK2的“高”期间)中，电容231b－1中累积的电荷被放电。
同样，在控制信号CK1的“高”期间中，从TA210－2输出的输出电荷累积在电容220－2和电容231b－2两者中。然后，在控制信号CK1的“低”期间中，从TA210－2输出的输出电荷累积在电容220－2中。此外，在控制信号CK1的“低”期间(控制信号CK2的“高”期间)中，电容231b－2中累积的电荷被放电。
[图7A和图7B的差异]
在图7A和图7B中，结构的复杂性和增益的变化程度不同，有结构选择的自由度。在图7A的电荷共享电路230a中，在控制信号CK1的“低”期间中，在电容231a中保持电荷。在图7B的在电荷共享电路230b中，在相当于控制信号CK1的“低”期间的控制信号CK2的“高”期间中，电容231b的电荷被放电。
将图7A的电荷共享电路230a适用于图5的电荷共享电路230－1的情况下的、包含图5的TA210－1和电容220－1和电荷共享电路230－1的I系统电路的传递函数，由式(5)表示。
其中，CH是电容220－1的电容值(CH1)，CR是在电荷共享电路230－1中采用电荷共享电路230a的情况下的电容231a－1的电容值。此外，脉冲宽度Ts由控制信号CK1－1及CK2－1的时钟频率确定。此外，D1由式(6)表示。
D1＝1-K0z-1-K1z-2 (6)
式(6)的K0由式(7)表示。
式(5)和式(6)的K1由式(8)表示。
同样，图5的TA210－2和电容220－2和电荷共享电路230－2的系统(Q系统电路)的传递函数由式(5)表示。在Q系统电路的传递函数的情况下，式(5)的CH是电容220－2的电容值CH2，CR是在电荷共享电路230－2中采用电荷共享电路230a的情况下的电容231a－2的电容值。
再者，输入到电荷共享电路230－1的控制信号CK1－1和输入到电荷共享电路230－2的控制信号的CK2－1的时钟频率可以是相同的频率，也可以是不同的频率。此外，输入到电荷共享电路230－1的控制信号CK1－1和输入到电荷共享电路230－2的控制信号的CK2－1的占空比可以是相同的占空比，也可以是不同的占空比。
在式(5)中，可知传递函数所示的电路的增益由时钟频率和电容比确定。由此，可知图5所示的移相器200的相位可以由时钟频率和电容比的至少一个控制。
此外，在图5的电荷共享电路230－1及电荷共享电路230－2中采用了图7B的电荷共享电路230b的情况下，可知I系统电路及Q系统电路的增益由时钟频率和电容比确定。由此，可知图5所示的移相器200的相位可以由时钟频率和电容比的至少一个控制。
[相位控制的方法]
在采用图7A的电荷共享电路230a的移相器200、以及采用图7B的电荷共享电路230b的移相器200的两者中，通过进行在下述中例示的控制方法(2－1)～(2－3)之中的、至少一个的控制，在I系统电路的增益和Q系统电路的增益之间，可以提供差(增益差)，可以控制从合成电路240输出的输出信号的相位。
·控制方法(2－1)
调整电容220－1的电容值和电容220－2的电容值。
·控制方法(2－2)
调整电容220－1和电荷共享电路230－1的电容231－1的电容比、以及电容220－2和电荷共享电路230－2的电容231－2的电容比。
·控制方法(2－3)
调整输入到电荷共享电路230－1和电荷共享电路230－2的控制信号的时钟频率。
通过上述控制方法(2－1)～(2－3)的至少一个，可以控制输出信号的相位。
接着，说明移相器200的相位控制特性。
图8是表示本实施方式2的移相器200的输出波形的模拟结果的例子的图。图8的横轴表示时间，纵轴表示输出电压。
图8的模拟表示输入信号的频率fin＝0.1[GHz]、输入信号的功率Pin＝－30[dBm]、gm＝20[mS]、CR＝100[fF]、CH1＝50[fF]，CH2＝50[fF]或CH2＝500[fF]的情况下的结果。图8表示通过将CH1固定为50[fF]，将CH2改变为50[fF]或500[fF]，改变CH1和CH2的电容比的2个的结果。
在图8中，表示了根据电容比的差异，输出信号的移相不同。从图8，移相器200通过改变CH1和CH2的电容比，可以调整输出信号的相位。
再者，在图8中，表示了根据电容比的差异，振幅不同。即，在图8中，表示了在调整了输出信号的相位的情况下，输出信号的振幅改变。
假定在移相器200的输出中，设置放大器(例如，图4A的功率放大器17)。通过在移相器200的输出中设置的放大器调整振幅，也可以校正在调整了输出信号的相位的情况下改变的输出信号的振幅。就放大器而言，也可以使用可变增益放大器。或者，就放大器而言，也可以使用在输出信号的振幅超过了某一阈值的情况下，调整为固定的输出电平的数字放大器。
如以上，在本实施方式2中，说明了具有2个的电压电流转换电路(210－1、210－2)、2个电容(电容220－1、220－2)、2个的电荷共享电路(230－1、230－2)、合成电路240及时钟生成电路250的移相器200的结构。在图5所示的结构中，通过控制电容比、和/或控制信号的参数(例如，时钟频率)，可以实现相位的控制。
本实施方式2的移相器200为简单的结构，开关的个数少，在信号路径中没有串联地设置开关，所以可以对宽带信号高速地动作。
此外，例如，即使工艺、电源电压和/或温度的偏差较大的CMOS工艺，也可以减小电容之比的偏差。因此，通过时钟频率或者电容之比控制相位的本实施方式2的移相器200，在以CMOS工艺制造的情况下，可以实现离设计值的偏差较小的相位控制。由此，例如，可以削减或简化调整离设计值的偏差的校准电路，可以实现无线通信装置的小型化和/或功耗的削减。
再者，在本实施方式2中，说明了电荷共享电路230a的电容231a及电荷共享电路230b的电容231b为可变电容。本发明不限定于此。例如，在图5的电荷共享电路230－1及电荷共享电路230－2中采用电荷共享电路230a的情况下，电荷共享电路230－1及电荷共享电路230－2的任何一方的电容231a是可变电容，另一方的电容231a也可以是具有固定的电容值的电容。这种情况下，通过调整可变电容的电容值，也可以调整电容比。
(实施方式3)
在本实施方式3中，说明通过对于实施方式2中的移相器200具有均衡器特性，使频率特性可以为宽带的移相器。
再者，本实施方式3的发送装置及接收装置与图4A所示的发送装置3及图4B所示的接收装置4是同样的，所以省略说明。本实施方式3中所示的移相器，例如相当于图4A的移相器35和/或图4B的移相器48。再者，在以下的说明中，发送装置3和接收装置4的结构要素中使用的“…单元”、“…器”这样的表述也可以置换为“…电路(circuitry)”、“…设备”、“…组件”、或“…模块”这样的其他表述。
[移相器300的结构和动作]
图9是表示本实施方式3的移相器300的结构的一例子的图。图9所示的移相器300例如具有：TA310－1、TA310－2、电容320－1、电容320－2、电荷共享电路330－1、电荷共享电路330－2、合成电路340、时钟生成电路350－1、以及时钟生成电路350－2。
图9的TA310－1、TA310－2、电容320－1、电容320－2、合成电路340分别与图2的TA110－1、TA110－2、电容120－1、电容120－2、合成电路130是同样的。电容320－1的电容值及电容320－2的电容值分别是CH1及CH2。
时钟生成电路350－1使用从参考频率振荡单元33(参照图4A)输出的参考频率信号fREF1或从参考频率振荡单元43(参照图4B)输出的参考频率信号fREF2，生成控制信号S1－1、S2－1、S3－1及S4－1，输出到电荷共享电路330－1。控制信号S1－1、S2－1、S3－1及S4－1的时钟频率，例如是fCK1。
时钟生成电路350－2使用从参考频率振荡单元33(参照图4A)输出的参考频率信号fREF1或从参考频率振荡单元43(参照图4B)输出的参考频率信号fREF2，生成控制信号S1－2、S2－2、S3－2及S4－2，输出到电荷共享电路330－2。控制信号S1－2、S2－2、S3－2及S4－2的时钟频率，例如是fCK2。
电荷共享电路330－1，一个端子连接到TA310－1的输出，另一个端子接地到GND。在电荷共享电路330－1中，输入由时钟生成电路350－1生成的控制信号。
电荷共享电路330－2，一个端子连接到TA310－2的输出，另一个端子接地到GND。在电荷共享电路330－2中，输入由时钟生成电路350－2生成的控制信号。
再者，包含图9的TA310－1、电容320－1和电荷共享电路330－1、对输入的输入信号VIN_I动作的系统也可以称为I系统电路。此外，包含图9的TA310－2、电容320－2和电荷共享电路330－2、对输入的输入信号VIN_Q动作的系统也可以称为Q系统电路。
此外，电荷共享电路330－1和电荷共享电路330－2也可以不区分而称为电荷共享电路330。此外，时钟生成电路350－1和时钟生成电路350－2也可以不区分而称为时钟生成电路350。再者，控制信号S1－1和控制信号S1－2也可以不区分而称为控制信号S1。对于其他的控制信号，也是同样。
接着，说明电荷共享电路330的例子以及从时钟生成电路350输出的控制信号S1、S2、S3及S4的例子。
图10A是表示本实施方式3的电荷共享电路330的框图。图10A所示的电荷共享电路330例如有连接端子A及连接端子B。此外，在电荷共享电路330中，输入由时钟生成电路350生成的控制信号S1～控制信号S4。再者，控制信号也可以称为时钟。
图10B是表示输入到图10A中例示的电荷供给电路330的控制信号的一例子的图。图10B的横轴表示时间，纵轴表示振幅。控制信号S1～控制信号S4的占空比为1/4。对于控制信号S1，控制信号S2是相位90度不同的信号。对于控制信号S1，控制信号S3是相位180度不同的信号。对于控制信号S1，控制信号S4是相位270度不同的信号。控制信号S1～控制信号S2的时钟频率fCK(fCK＝1/TCK)可以与参考频率信号(fREF)的频率相同，也可以不同。
再者，在以下的说明中，也可以将控制信号S1取图10B所示的“高”的值的时间称为控制信号S1的“高”期间。也可以将控制信号S1取图10B所示的“低”的值的时间称为控制信号S1的“低”期间。对于控制信号S2～控制信号S4也是同样。
[电荷共享电路330的例子]
图11是表示本发明的实施方式3的电荷共享电路330的一例子的图。图11所示的电荷共享电路330例如具有开关332－1～开关332－8、电容331－1、以及电容331－2。
电容331－1有端子X1和端子Y1。电容331－2有端子X2和端子Y2。电容331－1的电容值和电容331－2的电容值为CR。再者，电容331－1的电容值也可以与电容331－2的电容值不同。此外，电容331－1和电容331－2的至少一个也可以是可变电容。
开关332－1设置在端子X1和端子A之间。开关332－2设置在端子Y1和端子B之间。开关332－1和开关332－2由控制信号S1控制。
开关332－3设置在端子X2和端子A之间。开关332－4设置在端子Y2和端子B之间。开关332－3和开关332－4由控制信号S2控制。
开关332－5设置在端子X1和端子B之间。开关332－6设置在端子Y1和端子A之间。开关332－5和开关332－6由控制信号S3控制。
开关332－7设置在端子X2和端子B之间。开关332－8设置在端子Y2和端子A之间。开关332－7和开关332－8由控制信号S4控制。
图11所示的电荷共享电路330通过开关332－1～332－8基于图10B所示的控制信号S1～控制信号S4的控制(接通和关断)，在1周期(1TCK)内进行以下4个动作，每个周期TCK反复进行。
第1动作：在控制信号S1为“高”期间中，电容331－1的端子X1连接到端子A，端子Y1连接到端子B(以下，记载为电容331－1的同相连接)。再者，在控制信号S1为“高”期间中，控制信号S2～控制信号S4为“低”期间，所以电容331－2的端子被开路，电容331－2中保持在后述的第4动作中累积的电荷。
第2动作：在控制信号S2为“高”期间中，电容331－2的端子X2连接到端子A，端子Y2连接到端子B(以下，记载为电容331－2的同相连接)。再者，在控制信号S2为“高”期间中，控制信号S1、控制信号S3及控制信号S4为“低”期间，所以电容331－1的端子被开路，电容331－1中保持在第1动作中累积的电荷。
第3动作：在控制信号S3为“高”期间中，电容331－1的端子Y1连接到端子A，端子X1连接到端子B(以下，记载为电容331－1的反相连接)。再者，在控制信号S3为“高”期间中，控制信号S1、控制信号S2及控制信号S4为“低”期间，所以电容331－2的端子被开路，电容331－2中保持在第2动作中累积的电荷。
第4动作：在控制信号S4为“高”期间中，电容331－2的端子Y2连接到端子A，端子X2连接到端子B(以下，记载为电容331－2的反相连接)。再者，在控制信号S4为“高”期间中，控制信号S1～控制信号S3为“低”期间，所以电容331－1的端子被开路，电容331－1中保持在第3动作中累积的电荷。
在每个Ts期间进行通过电容331－1被同相连接、电容331－2被反相连接而保持被电荷共享的电荷的第1动作、通过电容331－2被同相连接、电容331－1被同相连接而保持被电荷共享的电荷的第2动作、通过电容331－1被反相连接、电容331－2被同相连接而保持被电荷共享的电荷的第3动作、以及通过电容331－2被反相连接、电容331－1被反相连接而保持被电荷共享的电荷的第4动作这样的4个动作。
通过电容331－1和电容331－2分别将通过同相连接(反相连接)而电荷共享的电荷反相连接(同相连接)，进行使保持的电荷的极性反转连接的动作。
即，通过上述第1动作至第4动作，电荷共享电路330在每个Ts期间交替地反复进行使电容331－1保持的电荷的极性反转连接，电容331－2的连接被开路而保持电荷的动作(第1动作及第3动作)、以及使电容331－2保持的电荷的极性反转连接，电容331－1的连接被开路而保持电荷的动作(第2动作及第4动作)。
接着，说明在图9的电荷共享电路330－1及电荷共享电路330－2各自中，使用图11所示的电荷共享电路330的情况下的、图9所示的移相器300的动作例子。
在图9的I系统电路(包含TA310－1和电容320－1和电荷共享电路330－1的系统的电路)中，电容320－1和电荷共享电路330－1在每个Ts期间反复进行电荷共享，生成样本值。电容320－1和电荷共享电路330－1共享以下的三种电荷。
(a)TA310－1将输入电压信号VIN_I转换为电流的电荷(以下，记载为输入电荷)
(b)电容320－1保持的1样本前的电荷
(c)电荷共享电路330－1保持的2样本前的电荷
再者，3种共享中，电荷共享电路330通过将保持的2样本前的电荷的极性反转而将电荷共享。
图9的I系统电路(包含TA310－1和电容320－1和电荷共享电路330－1的系统的电路)的传递函数，由式(9)表示。
其中，CH是电容320－1的电容值(CH1)，CR是电荷共享电路330－1的电容331－1及电容331－2的电容值。再者，脉冲宽度Ts由控制信号的时钟频率确定。此外，D由式(10)表示。
D＝1-K0z-1+K1z-2 (10)
式(10)的K0由式(11)表示。
式(9)和式(10)的K1由式(12)表示。
I系统的电路的DC增益根据式(9)的传递函数由式(13)表示。
其中，fs＝1/TS。例如，在占空比为1/4的情况下，fs＝4fCK。
同样，图9的TA310－2和电容320－2和电荷共享电路330－2的系统(Q系统电路)的传递函数由式(9)表示，Q系统电路的DC增益由式(13)表示。再者，在Q系统电路的传递函数的情况下，式(9)～式(13)的CH是电容320－2的电容值CH2，CR是电荷共享电路330－2的电容331－1及电容331－2的电容值。
[相位控制的方法]
在适用了图11的电荷共享电路330的图9的移相器300中，在下述例示的控制方法(3－1)～(3－3)之中，通过进行至少一个控制，在I系统电路的增益和Q系统电路的增益之间，可以提供增益差，可以控制从合成电路340输出的信号的相位。
·控制方法(3－1)
调整电容320－1的电容值CH1和电容320－2的电容值CH2。
·控制方法(3－2)
调整“电容320－1的电容值CH1和电荷共享电路330－1的电容331的电容值CR之比”和“电容320－2的电容值CH2和电荷共享电路330－2的电容331的电容值CR之比”。
·控制方法(3－3)
调整输入到电荷共享电路330－1和电荷共享电路330－2的控制信号的时钟频率。
通过上述控制方法(3－1)～(3－3)的至少一个，可以控制输出信号的相位。
例如，在使用控制方法(3－1)和/或控制方法(3－2)的控制来控制输出信号的移相的情况下，电容值和输出信号的相位之间的关系由式(14)表示。
在式(14)中，CH1是电容320－1的电容值，CR1是电荷共享电路330－1中包含的电容331－1及电容331－2的电容值。CH2是电容320－2的电容值，CR2是电荷共享电路330－2中包含的电容331－1及电容331－2的电容值。此外，在式(11)的CH和CR的各自中代入CH1和CR1而得到K0_I。在式(12)的CH和CR各自中代入CH1和CR1而得到K1_I。此外，通过在式(11)的CH和CR各自中代入CH2和CR2而得到K0_Q。K1_I在式(12)的CH和CR各自中代入CH2和CR2而得到。再者，在将时钟生成电路350－1中生成的控制信号的时钟频率和在时钟生成电路350－2中生成的控制信号的时钟频率设定为相同的频率的情况下，基于式(13)得到式(14)。
此外，例如，在使用控制方法(3－3)的控制来控制输出信号的移相的情况下，控制信号的时钟频率和输出信号的相位控制量α之间的关系由式(15)表示。
在式(15)中，fCK1是时钟生成电路350－1中生成的控制信号的时钟频率，fCK2是时钟生成电路350－2中生成的控制信号的时钟频率。再者，例如，在设定电容值或电容比，以使式(14)的值为1的情况下，基于式(13)得到式(15)。
接着，说明移相器300的相位控制特性。
图12A是表示本实施方式3的移相器300的输出波形的模拟结果的第1例子的图。图12B是表示本实施方式3的移相器300的输出波形的模拟结果的第2例子的图。图12A及图12B的横轴表示时间，纵轴表示输出电压。
图12A的模拟表示输入信号的频率fin＝1[GHz]、输入信号的功率Pin＝－30[dBm]、gm＝20[mS]、CR＝100[fF]、CH1＝50[fF]、fCK＝fCK1＝fCK2＝2[GHz]，CH2＝50[fF]或CH2＝500[fF]的情况下的结果。图12A表示将CH1固定为50[fF]，通过将CH2改变为50[fF]或500[fF]，改变CH1和CH2的电容比的2个的结果。
在图12A中，表示根据电容比的差异，输出信号的移相不同。从图12A，移相器300通过改变CH1和CH2的电容比，可以调整输出信号的相位。
此外，图12B的模拟是输入信号的频率fin＝1[GHz]、输入信号的功率Pin＝－30[dBm]、gm＝20[mS]、CR＝100[fF]、CH1＝CH2＝50[fF]、fCK1＝2[GHz]，fCK2＝2[GHz]或fCK2＝4[GHz]的情况下的结果。图12B表示通过将fCK1固定为2[GHz]，将fCK2改变为2[GHz]或4[GHz]，改变fCK1和fCK2的时钟频率之比的2个的结果。
在图12B中，表示根据时钟频率之比的差异，输出信号的移相不同。从图12B，移相器300通过改变时钟频率，可以调整输出信号的相位。
再者，在图12A中，表示振幅根据电容比的差异而不同。此外，在图12B中，表示振幅根据时钟频率之比的差异而不同。即，在图12A及图12B中，表示在调整了输出信号的相位的情况下，输出信号的振幅改变。
假定在移相器300的输出中，设置放大器(例如，图4A的功率放大器17)。通过设置在移相器300的输出中的放大器调整振幅，也可以校正在调整了输出信号的相位的情况下变化的输出信号的振幅。就放大器而言，也可以使用可变增益放大器。或者，就放大器而言，也可以使用在输出信号的振幅超过了某一阈值的情况下，调整为固定的输出电平的数字放大器。
如以上，在本实施方式3中，说明了具有2个的电压电流转换电路(310－1、310－2)、2个电容(电容320－1、320－2)、2个的电荷共享电路(330－1、330－2)、合成电路340及时钟生成电路350的移相器300的结构。在图9所示的结构中，通过控制电容比、和/或控制信号的参数(例如，时钟频率)，可以实现相位的控制。
本实施方式3的移相器300为简单的结构，开关的个数少，在信号路径中没有串联地设置开关，所以可以对宽带信号高速地动作。
此外，例如，即使是工艺、电源电压和/或温度的偏差较大的CMOS工艺，也可以减小电容之比的偏差。因此，通过电容之比控制相位的本实施方式3的移相器300，在以CMOS工艺制造的情况下，可以实现来自设计值的偏差较小的相位控制。由此，例如，可以削减或简化调整来自设计值的偏差的校准电路，可以实现无线通信装置的小型化和/或功耗的削减。
此外，本实施方式3的移相器300具有均衡器特性，所以还可进行频率特性的校正。也可以不另外设置调整频率特性的均衡器，实现装置的小型化。
(实施方式4)
在上述实施方式3中，移相器300中，说明了在被输入了输入信号VIN_I的路径中设置电荷共享电路330－1，在被输入了输入信号VIN_Q的路径中设置电荷共享电路330－2的结构。在本实施方式4中，说明在实施方式3的移相器300中，在被输入了输入信号VIN_I的路径和被输入了输入信号VIN_Q的路径之间设置电荷共享电路的结构。本实施方式4中说明的结构相当于简化实施方式3的结构的一例子。
再者，本实施方式4的发送装置及接收装置与图4A所示的发送装置3及图4B所示的接收装置4是同样的，所以省略说明。本实施方式3中所示的移相器，例如相当于图4A的移相器35和/或图4B的移相器48。再者，在以下的说明中，发送装置3和接收装置4的结构要素中使用的“…单元”、“…器”这样的表述也可以置换为“…电路(circuitry)”、“…设备”、“…组件”、或“…模块”这样的其他表述。
[移相器400的结构和动作]
图13是表示本实施方式4的移相器400的结构的一例子的图。图13所示的移相器400例如具有：TA410－1、TA410－2、电容420－1、电容420－2、电荷共享电路430、合成电路440、以及时钟生成电路450。
图13的TA410－1、TA410－2、电容420－1、电容420－2、合成电路440分别与图2的TA110－1、TA110－2、电容120－1、电容120－2、合成电路130是同样的。电容420－1的电容值及电容420－2的电容值分别为CH1及CH2。
时钟生成电路450使用从参考频率振荡单元33(参照图4A)输出的参考频率信号fREF1或从参考频率振荡单元43(参照图4B)输出的参考频率信号fREF2，生成控制信号S1、S2、S3及S4，输出到电荷共享电路430。控制信号S1、S2、S3及S4的时钟频率例如是fCK。
电荷共享电路430，一个端子连接到TA410－1的输出，另一个端子连接到TA410－2的输出。在电荷共享电路430中，输入由时钟生成电路450生成的控制信号。
再者，包含图13的TA410－1和电容420－1、对输入的输入信号VIN_I动作的系统也可以称为I系统电路。此外，包含图13的TA410－2和电容420－2、对输入的输入信号VIN_Q动作的系统也可以称为Q系统电路。在实施方式4中，电荷共享电路430也可以捕获为在I系统电路和Q系统电路两者中被共享。
接着，说明电荷共享电路430的例子以及从时钟生成电路350输出的控制信号S1、S2、S3及S4的例子。
作为电荷共享电路430的结构的一例子，可列举与图10A和图11所示的电荷共享电路330同样的结构。在电荷共享电路430中，输入由时钟生成电路450生成的控制信号S1～控制信号S4。再者，控制信号也可以称为时钟。作为控制信号，例如，可列举图10B所示的波形。
再者，在以下的说明中，也可以将控制信号S1取图10B所示的“高”的值的时间称为控制信号S1的“高”期间。也可以将控制信号S1取图10B所示的“低”的值的时间称为控制信号S1的“低”期间。对于控制信号S2～控制信号S4也是同样。
接着，说明在图13的电荷共享电路430中，使用了图11所示的电荷共享电路330的情况下的、图13所示的移相器400的动作例子。再者，以下，是图11中的端子A与电容420－1连接，端子B与电容420－2连接的情况下的动作例子。
移相器400反复进行控制信号S1、控制信号S2、控制信号S3和控制信号S4的“高”期间中的动作。分别进行以下那样的动作。
在控制信号S1的“高”期间，电容331－1(CR)的端子X1与电容420－1(CH1)连接，电容331－1(CR)的端子Y1与电容420－2(CH2)连接。
在控制信号S2的“高”期间，电容331－2(CR)的端子X2与电容420－1(CH1)连接，电容331－2(CR)的端子Y2与电容420－2(CH2)连接。
在控制信号S3的“高”期间，电容331－1(CR)的端子Y1与电容420－1(CH1)连接，电容331－1(CR)的端子X1与电容420－2(CH2)连接。在S3的“高”期间，在电容420－1和电容420－2之间的电容331－1的连接的方向反转为S1的“高”期间的连接的方向。
在控制信号S4的“高”期间，电容331－2(CR)的端子Y2与电容420－1(CH1)连接，电容331－2(CR)的端子X2与电容420－2(CH2)连接。在S4的“高”期间，在电容420－1和电容420－2之间的电容331－2的连接的方向反转为S2的“高”期间中的连接的方向。
通过电容331－1和电容331－2，从TA410－1输入的I系的信号和从TA410－2输入的90度相位偏移的Q系的信号被合成，可以控制输出信号的相位。
[相位控制的方法]
在图13的移相器400中，在电荷共享电路430中适用了图11的电荷共享电路330的情况下，通过进行下述中例示的控制方法的控制，在I系统电路的增益和Q系统电路的增益之间，可以提供增益差，可以控制从合成电路440输出的信号的相位。
·控制方法
调整“电容420－1的电容值CH1和电荷共享电路430的电容331(参照图11)的电容值CR之比”和“电容420－2的电容值CH2和电荷共享电路430的电容331(参照图11)的电容值CR之比”。
接着，说明移相器300的相位控制特性。
图14A是表示本实施方式4的移相器400的输出波形的模拟结果的第1例子的图。图14B是表示本实施方式4的移相器400上连接了低通滤波器的情况的输出波形的模拟结果的例子的图。图14A及图14B的横轴表示时间，纵轴表示输出电压。
图14A的模拟是表示输入信号的频率fin＝1[GHz]、输入信号的功率Pin＝－30[dBm]、gm＝20[mS]、CR＝100[fF]、CH1＝50[fF]、fCK＝2[GHz]，CH2＝50[fF]或CH2＝500[fF]的情况下的结果。图14A表示通过将CH1固定为50[fF]，将CH2改变为50[fF]或500[fF]，改变CH1和CH2的电容比的结果。
在图14A中，表示了输出信号的移相按照根据电容比的差异而不同的情况。从图14A，移相器400通过改变CH1和CH2的电容比，可以调整输出信号的相位。
此外，图14B表示移相器400上连接了低通滤波器的情况下的输出波形的模拟结果。通过在移相器400中连接低通滤波器，移相器400的输出波形(例如，图14A)的低频分量从低通滤波器输出，移相器400的输出波形的高频分量被抑制。例如，图14A所示的输出波形的振幅中的急剧的变化(例如，尖峰)在图14B中被抑制，示出平滑的输出波形。
假定在移相器400的输出中，设置放大器(例如，图4A的功率放大器17)。通过移相器400的输出中设置的放大器调整振幅，也可以校正在调整了输出信号的相位的情况下变化的输出信号的振幅。就放大器来说，也可以使用可变增益放大器。或者，就放大器来说，也可以使用在输出信号的振幅超过了某一阈值的情况下调整为固定的输出电平的数字放大器。
如以上，在本实施方式4中，说明了具有2个的电压电流转换电路(410－1、410－2)、2个电容(电容420－1、420－2)、1个电荷共享电路(430)、合成电路440及时钟生成电路450的移相器400的结构。在图13所示的结构中，通过控制电容比，可以实现相位的控制。
本实施方式4的移相器400为简单的结构，开关的个数少，在信号路径中没有串联地设置开关，所以可以对宽带信号高速地动作。
以上说明的各实施方式中所示的电容，可以是电容值固定的固定电容，也可以是电容值可变更的可变电容。
本发明可由软件、硬件、或与硬件协同的软件实现。
用于上述实施方式的说明中的各功能块通常被部分或整体作为集成电路即LSI(Large Scale Integration)来实现，上述实施方式的说明中的各过程也可以部分或全部由一个LSI或LSI的组合来控制。LSI既可以由各个芯片构成，也可以包含一部分或全部地集成为1芯片。LSI也可以包括数据的输入和输出。根据集成程度的不同，LSI有时也被称为IC、系统LSI、超大LSI(Super LSI)、特大LSI(Ultra LSI)。
集成电路的方法不限于LSI，也可以用专用电路、通用处理器或专用处理器来实现。此外，也可以使用可在LSI制造后可编程的FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)，或者使用可重构LSI内部的电路单元的连接和设定的可重构处理器(Reconfigurable Processor)。本发明也可以作为数字处理或模拟处理来实现。
再者，随着半导体的技术进步或随之派生的其它技术，如果出现能够替代LSI的集成电路化的技术，当然可利用该技术进行功能块的集成化。还存在着适用生物技术等的可能性。
本发明在具有通信功能的所有种类的装置、设备、系统(统称为通信装置)中可实施。作为通信装置的、非限定的例子，可列举电话(移动电话、智能手机等)、平板电脑、个人计算机(PC)(膝上计算机、台式计算机、笔记本电脑等)、相机(数字相机/摄像机等)、数字播放器(数字音频/视频播放器等)、可穿戴设备(可穿戴相机、智能手表、跟踪设备等)、游戏转换器、数字图书阅读器、远程医疗(远程健康医疗处方)设备、带有通信功能的交通工具或移动运输机构(汽车、飞机、船等)、以及上述各种装置的组合。
通信装置不限定于可携带或可移动的装置，还包含无法携带或被固定的、所有种类的装置、设备、系统，例如，智能家居设备(家电设备、照明设备、智能电表或计测设备、控制面板等)、自动售货机、其他IoT(Internet of Things；物联网)网络上可存在的所有“事物(Things)”。
在通信中，除了蜂窝系统、无线LAN系统、通信卫星系统等的数据通信之外，还包含基于它们的组合的数据通信。
此外，在通信装置中，还包含连接或连结到执行本发明所记载的通信功能的通信设备的控制器和传感器等设备。例如，包含控制器和传感器，以生成执行通信装置的通信功能的通信设备使用的控制信号和数据信号。
此外，在通信装置中，包含与上述非限定的各种装置进行通信的、或者控制这些各种装置的基础设施设备，例如基站、访问点、所有其他装置、设备、系统。
再者，本发明可作为无线通信装置、或控制装置中执行的控制方法来表现。此外，本发明还可作为通过计算机使这样的控制方法动作的程序来表现。而且，本发明也可作为以计算机可读取的状态记录了这样的程序的记录介质来表现。即，本发明可在装置、方法、程序、记录介质之中的任何的类别中表现。
以上，一边参照附图一边说明了各种实施方式，但不言而喻，本发明不限定于这样的例子。只要是本领域技术人员，在权利要求书所记载的范畴内，显然可设想各种变更例或修正例，并认可它们当然属于本发明的技术范围。此外，在不脱离发明的宗旨的范围中，也可以将上述实施方式中的各构成要素任意地组合。
＜本发明的总结＞
本发明中的移相器包括：连接到被输入第1输入信号的第1线路的第1电容；连接到被输入相对所述第1输入信号具有第1相位差的第2输入信号的第2线路的第2电容；以及连接到所述第1线路和所述第2线路，输出具有根据所述第1电容和所述第2电容的第1电容比确定的相位的合成信号的合成电路。
本发明的移相器中，所述第1相位差为n×π/2(n为1以上的整数)。
本发明的移相器中，还包括：在第1周期中，相对所述第1线路反复连接和开路的第3电容；以及在第2周期中，相对所述第2线路反复连接和开路的第4电容，所述合成信号具有根据所述第1电容比、所述第3电容和所述第4电容的第2电容比、所述第1周期、以及所述第2周期确定的相位。
本发明的移相器中，所述第3电容对所述第1线路连接和开路所述第1周期的每个1/2的期间，所述第4电容对所述第2线路连接和开路所述第2周期的每个1/2的期间。
本发明的移相器中，所述第3电容在对所述第1线路开路的期间，保持在连接到所述第1线路的期间累积的电荷，所述第4电容在对所述第2线路开路的期间，保持在连接到所述第2线路的期间累积的电荷。
本发明的移相器中，所述第3电容在对所述第1线路开路的期间，将在连接到所述第1线路的期间累积的电荷放电，所述第4电容在对所述第2线路开路的期间，将在连接到所述第2线路的期间累积的电荷放电。
本发明的移相器中，还具有：第5电容，其具有2个的端子，在第3周期中一个端子与所述第1线路连接，在将所述第3周期移位了半周期的周期中另一个端子与所述第1线路连接；第6电容，其具有2个的端子，在将所述第3周期移位了1/4周期的周期中一个端子与所述第1线路连接，在将所述第3周期移位了3/4周期中另一个端子与所述第1线路连接；第7电容，其具有2个的端子，在第4周期中一个端子与所述第2线路连接，在将所述第4周期移位了半周期的周期中另一个端子与所述第2线路连接；以及第8电容，其具有2个的端子，在将所述第4周期移位了1/4周期的周期中一个端子与所述第2线路连接，在将所述第4周期移位了3/4周期中另一个端子与所述第2线路连接，所述合成信号具有根据所述第1电容比、由所述第5电容至第8电容的值确定的第3电容比、所述第3周期及第4周期确定的相位。
本发明的移相器中，所述第5电容的所述一个端子在所述第3周期的1/4的期间与所述第1线路连接，所述第7电容的所述一个端子在所述第4周期的1/4的期间与所述第2线路连接。
本发明的移相器中，还具有：第9电容，具有第1端子和第2端子，在第5周期所述第1端子与所述第1线路连接，所述第2端子与所述第2线路连接，在将所述第5周期移位了半周期的周期中所述第2端子与所述第1线路连接，所述第1端子与所述第2线路连接；以及第10电容，其具有第3端子和第4端子，在将所述第5周期移位了1/4周期的周期中所述第3端子与所述第1线路连接，所述第4端子与所述第2线路连接，在将所述第5周期移位了3/4周期中所述第4端子与所述第1线路连接，所述第3端子与所述第2线路连接，所述合成信号具有根据所述第1电容比、由所述第9电容和所述第10电容的值确定的第4电容比而确定的相位。
本发明中的无线通信装置包括多个本发明的移相器，通过控制所述多个移相器各自的所述合成信号的相位，形成控制了指向性的波束。
工业实用性
本发明的一方式的移相器，对无线通信装置中的高频信号和基带信号处理电路是有用的，对于移相控制处理是有用的。
标号说明
1、3发送装置
2、4接收装置
10数字发送处理单元
11D/A转换处理单元
12、12－1～12－NT模拟发送处理单元
13、23参考频率振荡单元
14、24LO频率振荡单元
15、28、100、200、300、400移相器
16发送混频器
17功率放大器
18、25天线
20、20－1～20－NR模拟接收处理单元
21A/D转换处理单元
22数字接收处理单元
26低噪声放大器
27接收混频器
110－1、110－2、210－1、210－2、310－1、310－2、410－1、410－2TA120－1、120－2、220－1、220－2、231a、231b、320－1、320－2、331－1、331－2、420－1、420－2电容
130、240、340、440合成电路
230a、230b、230－1、230－2、330、330－1、330－2、430电荷共享电路
232－1～232－4、332－1～332－8开关
250－1、250－2、350－1、350－2、450时钟生成电路

Claims (10)

1.移相器，包括：
第1电容，连接到被输入第1输入信号的第1线路；
第2电容，连接到被输入相对所述第1输入信号具有第1相位差的第2输入信号的第2线路；以及
合成电路，连接到所述第1线路和所述第2线路，输出具有根据所述第1电容和所述第2电容的第1电容比确定的相位的合成信号。
2.如权利要求1所述的移相器，
所述第1相位差为n×π/2，其中，n为1以上的整数。
3.如权利要求1所述的移相器，还包括：
第3电容，在第1周期中，对所述第1线路反复连接和开路；以及
第4电容，在第2周期中，对所述第2线路反复连接和开路，
所述合成信号具有根据所述第1电容比、所述第3电容和所述第4电容的第2电容比、所述第1周期、以及所述第2周期确定的相位。
4.如权利要求3所述的移相器，
所述第3电容对所述第1线路连接和开路所述第1周期的每个1/2的期间，
所述第4电容对所述第2线路连接和开路所述第2周期的每个1/2的期间。
5.如权利要求3所述的移相器，
在对所述第1线路开路的期间，所述第3电容保持在连接到所述第1线路的期间累积的电荷，
在对所述第2线路开路的期间，所述第4电容保持在连接到所述第2线路的期间累积的电荷。
6.如权利要求3所述的移相器，
在对所述第1线路开路的期间，所述第3电容将在连接到所述第1线路的期间累积的电荷放电，
在对所述第2线路开路的期间，所述第4电容将在连接到所述第2线路的期间累积的电荷放电。
7.如权利要求1所述的移相器，还具有：
第5电容，其具有2个的端子，在第3周期中一个端子与所述第1线路连接，在将所述第3周期移位了半周期的周期中另一个端子与所述第1线路连接；
第6电容，其具有2个的端子，在将所述第3周期移位了1/4周期的周期中一个端子与所述第1线路连接，在将所述第3周期移位了3/4周期中另一个端子与所述第1线路连接；
第7电容，其具有2个的端子，在第4周期中一个端子与所述第2线路连接，在将所述第4周期移位了半周期的周期中另一个端子与所述第2线路连接；以及
第8电容，其具有2个的端子，在所述第4周期移位了1/4周期的周期中一个端子与所述第2线路连接，在将所述第4周期移位了3/4周期中另一个端子与所述第2线路连接，
所述合成信号具有根据所述第1电容比、由所述第5电容至第8电容的值确定的第3电容比、所述第3周期及第4周期确定的相位。
8.如权利要求7所述的移相器，
所述第5电容的所述一个端子在所述第3周期的1/4的期间与所述第1线路连接，
所述第7电容的所述一个端子在所述第4周期的1/4的期间与所述第2线路连接。
9.如权利要求1所述的移相器，还具有：
第9电容，具有第1端子和第2端子，在第5周期所述第1端子与所述第1线路连接，所述第2端子与所述第2线路连接，在将所述第5周期移位了半周期的周期中所述第2端子与所述第1线路连接，所述第1端子与所述第2线路连接；以及
第10电容，其具有第3端子和第4端子，在所述第5周期移位了1/4周期的周期中所述第3端子与所述第1线路连接，所述第4端子与所述第2线路连接，在所述第5周期移位了3/4周期中所述第4端子与所述第1线路连接，所述第3端子与所述第2线路连接，
所述合成信号具有根据所述第1电容比、由所述第9电容和所述第10电容的值确定的第4电容比而确定的相位。
10.无线通信装置，
包括多个权利要求1至权利要求9的任意一项所述的移相器，
通过控制所述多个移相器各自的所述合成信号的相位，形成控制了指向性的波束。
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