CN110266274A - 具有可调阿尔法因数的多赫蒂放大器 - Google Patents
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Abstract
公开了一种具有可调阿尔法因数的多赫蒂放大器。多赫蒂放大器电路具有用以提供可调阿尔法因数的可调阻抗和相位(“TIP”)电路，该可调阿尔法因数允许选择功率附加效率(PAE)曲线，该PAE曲线对于具有不同调制的应用或满足其它标准而言是有用的。实施方式包括具有TIP电路的多赫蒂放大器，该TIP电路提供对阻抗ZINV的可调性(产生可调阿尔法因数)，同时将载波放大器的输出的相位保持在90°(对于选定的极性)±低的相位变化。TIP电路的实施方式包括一个或多个串联连接的TIP单元，该TIP单元包括与可调相位调整电路组合的至少一个TIP电路。在操作中，当调整TIP单元的阻抗时，也进行单元内的调整，以提供回到90°(在选定的极性下)的相移校正。
Description
技术领域
本发明涉及电子电路，并且更具体地，涉及射频放大器电路。
背景技术
许多现代电子系统包括射频(RF)收发器，示例包括个人计算机、平板计算机、无线网部件、电视机、有线系统“机顶”盒、雷达系统以及蜂窝电话。许多RF收发器是相当复杂的双向无线电，其利用一个或更多个信令协议在多个频段中的多个频率上传输和接收RF信号。例如，现代的“智能电话”可以包括RF收发器电路系统，该电路系统能够在不同的蜂窝通信系统(例如GSM和CDMA)、不同的无线网频率和协议(例如2.4GHz的IEEE 802.1bg,2.4GHz和5GHz的IEEE 802.1n)以及“个人”局域网络(例如基于蓝牙的系统)上进行操作。
在便携式电池操作的设备(诸如蜂窝电话)中，RF收发器中的RF功率放大器(PA)消耗设备总电流的很大一部分，因此影响了电池寿命。因此，降低平均PA电流将延长电池寿命并延长“通话时间”，该“通话时间”定义为在电话呼叫或者传输或接收数据时对设备电池进行放电所耗费的时间。
根据到基站的距离和信号路径条件，蜂窝电话系统要求手机PA输出一定范围的功率水平。这种系统的效率可以用百分比表示：功率附加效率(power added efficiency，PAE)，定义为(RF功率输出-RF功率输入)÷供应的DC功率；较高的百分比是期望的。已经做出努力使得PAE在全功率水平下最大化，并且在一些系统中(例如GSM蜂窝系统)，PAE已经在全功率下达到50-60％。有意见认为，改进较低功率水平下的PAE也将是有益的，从而增大在多个功率水平下的平均PAE；例如参见Darren W.Ferwalt，“A Base Control DohertyPower Amplifier Design for Improved Efficiency in GSM Handsets”，§1.1和§1.2节，理学学士论文，俄勒冈州立大学，2003年12月10日。
正如1940年8月6日发布的美国专利第2,210,028号中描述的，威廉姆·多赫蒂首次开发了在较低功率水平下实现改进的PAE的一种方法。图1A是现有技术的多赫蒂放大器100的简化示意图。多赫蒂放大器100由与峰值放大器104并联耦接的载波放大器102组成；例如，放大器102、104可以是基于MOSFET的电路。在没有相移的情况下将RF输入信号RFIN直接施加至载波放大器102，并且通过四分之一波长传输线L1将RF输入信号RFIN间接施加至峰值放大器104，该四分之一波长传输线L1将RFIN的相位移位-90°。载波放大器102的输出被四分之一波长传输线L2相移-90°，并且与峰值放大器104的输出同相组合，以在负载电阻RL处提供放大的RF输出信号RFOUT。四分之一波长传输线L2也被称为阻抗逆变器并且具有ZINV的特性阻抗(Z0)。
在操作中，放大器102、104两者在全功率下开启，而峰值放大器104在低功率水平下关闭。两个放大器102、104被配置为使得随着峰值放大器104的功率输出减少，载波放大器102的负载阻抗增加，以允许负载放大器102在低功率水平下以高效率操作。因此，在减小的功率下的组合效率比单个放大器的效率提高了。
常规多赫蒂放大器100的问题是，尽管它们的输出可以被施加至可调阻抗匹配网络以对不同的RF频带提供阻抗匹配，但是它们具有恒定的阿尔法因数，α＝RL/ZINV。例如，图1B是针对以下放大器的、作为输出功率Pout的函数的放大器效率的图150：具有0.25的恒定阿尔法因数的现有技术的多赫蒂放大器(曲线152)，以及具有0.5的恒定阿尔法因数的现有技术的多赫蒂放大器(曲线154)；虚线曲线图156示出了理想B类放大器的特性。对于一些应用，0.25的阿尔法因数可能是优选的，而对于其它应用，0.5的阿尔法因数可能是优选的(当然，可以使用其它阿尔法因数)。
常数α不是在不同的调制方案中都是有益的，例如用在蜂窝电话系统(例如，长期演进(LTE)、5G NR、WDCMA、CDMA、GSM等)、WiFiLANS以及其它无线传输系统，特别是那些利用电池供电的收发器的调制方案。这些调制方案具有不同的峰均功率比。放大器必须能够处理峰值功率，但是更频繁地工作在较低平均功率下。这些峰均比目前在0dB到约7dB的范围。对所有这些调制方案采用的单一固定的多赫蒂放大器将在高的峰均比下遭受较低的PAE。
因此，需要具有可调阿尔法因数的多赫蒂放大器电路。本发明满足这种需要。
发明内容
本发明的实施方式包括具有可调阻抗和相位电路的多赫蒂放大器电路，以提供可调的阿尔法因数。可调的阿尔法因数允许选择功率附加效率(PAE)曲线，该曲线对于具有不同调制方案的应用或满足其他标准而言是有用的。特别是，可调的阿尔法因数允许调整次级PAE峰值，使得能够对于不同的调制(峰均比)并且也对于平均功率水平来优化总体PAE。实施方式在大范围的功率水平上保持良好的PAE。
实施方式包括多赫蒂放大器，其中常规分布的四分之一波长传输线阻抗逆变器被可调阻抗和相位(“TIP”)电路代替。TIP电路的特性是，它提供了阻抗ZINV的可调性(从而得到可调的α＝RL/ZINV)，同时保持载波放大器的输出相位在90°(对于选定的极性)±可接受地低的相位变化。
TIP电路的各种实施方式包括一个或多个串联连接的可调相位阻抗单元，该可调相位阻抗单元包括与至少一个可调相位调整电路组合的至少一个可调阻抗电路。在操作中，当对可调阻抗和相位单元的阻抗进行调节时，也进行单元内的调节，以提供回到90°(在选定的极性下)的相移校正。
下面的附图和描述中陈述了本发明的一个或多个实施方式的细节。根据描述、附图和权利要求会明白本发明其它的特征、目标以及优点。
附图说明
图1A是现有技术的多赫蒂放大器的简化示意图。
图1B是针对以下放大器的、作为输出功率Pout的函数的放大器效率的图示：具有0.25的恒定阿尔法因数的现有技术的多赫蒂放大器，以及具有0.5的恒定阿尔法因数的现有技术的多赫蒂放大器；虚线曲线图示出了理想B类放大器的特性。
图2是多赫蒂放大器的简化示意图，该多赫蒂放大器提供了具有低相移的可调的阿尔法因数。
图3A是可调阻抗和相位电路的第一实施方式的示意图。
图3B是可调阻抗和相位电路的第二实施方式的示意图。
图4是可调阻抗和相位电路的第三实施方式的示意图。
图5A是图2的多赫蒂放大器的示意图，其中代表可调阻抗和相位电路的方框符号已经被图3A中所示类型的一个可调阻抗和相位单元代替。
图5B是图2的多赫蒂放大器的修改版本的示意图，其中代表可调阻抗和相位电路的方框符号已经被图4所示类型的一个可调阻抗和相位单元代替。
图6是利用表1中示出的值，示出了针对图3A所示类型的模型化可调阻抗和相位单元，对于ZINV的不同值，作为功率输入(Pin)的函数的PAE的图示。
图7是示出制造多赫蒂放大器的第一方法的流程图。
图8是示出制造多赫蒂放大器的第二方法的流程图。
图9是示出制造多赫蒂放大器的第三方法的流程图。
相同的标记和名称在不同的附图中表示相同的要素。
具体实施方式
本发明的实施方式包括具有可调阻抗和相位电路以提供可调的阿尔法因数的多赫蒂放大器。可调的阿尔法因数允许选择以下功率附加效率(PAE)曲线：该曲线对于具有不同调制方案的应用或者满足其他标准而言是有用的。特别是，可调的阿尔法因数允许调节次级PAE，使得可以对与不同的调制(峰均比)并且也对于平均功率水平来优化总体PAE。实施方式在大范围的功率水平上保持良好的PAE。
常规多赫蒂放大器的传输线L1、L2可以利用集总元件电路(lumped elementcircuit)来近似，并且在一些应用中，集总元件电路可以是可调的。然而，利用可调的集总元件等效电路(例如可调的LC低通滤波器)简单地代替常规阻抗逆变器L2会得到其中可以调节阿尔法因数的电路(通过调节L或C的值以改变ZINV，从而改变特性阻抗Z0—对于可调集总元件)，但是其中逆变器L3的输出的相位基本上偏离最佳的90°值(对于选定的极性)，从而对于载波放大器102改变阻抗变换，并且当将放大器102、104的输出组合时，也改变相位对准。这将导致由于组合不同相的两个信号而造成的功率损失。
图2是多赫蒂放大器200的简化示意图，该多赫蒂放大器200提供了具有低相移的可调阿尔法因数。除了常规分布的四分之一波长传输线阻抗逆变器L2被可调阻抗和相位(“TIP”)电路202代替之外，放大器电路与图1A的电路相似。TIP电路202的特性是，它提供了阻抗ZINV的可调性(从而得到可调的α＝RL/ZINV)，同时将载波放大器102的输出的相位保持在90°(对于选定的极性，正或负)±可接受地低的相位变化；对于很多应用，低的相位变化约为±10°，但是如下所述，更低的相位变化范围是可以达到的。
TIP电路202的各种实施方式包括可调电路的一个或多个级，该可调电路为输入信号提供(选定的极性的)90°相移，以及提供可调阻抗。这可以允许随着频率的对相位变化的更紧密控制。例如，图3A是可调阻抗和相位电路300a的第一实施方式的示意图。在图示的实施方式中，RF输入信号(例如来自载波放大器102)RFIN通过一个或多个串联连接的可调阻抗和相位(“TIP”)单元被耦接至RFOUT。在这个示例中，每个TIP单元302包括“pi”型CLC电路，该CLC电路包括串联电感器L1和两个相提并论的可调并联电容器C1，该电容器通常具有相同的取值范围。另外，可调电容器C11与串联电感器L1并联耦接，从而形成可调电感器电路304(虚线椭圆内示出)。
更具体地，图3A中的TIP单元302可以被看做传输线的集总元件近似。可以将多个TIP单元302级联，以增加集总元件传输线的带宽；通常，每个连续的TIP单元302是同相的较小级(smaller step in phase)。使集总元件可调会允许对网络的特性阻抗和相移的调节或调整。在可调电感器和可调电容器中的一个或两者可以用于这种集总元件时，可调电感器倾向于消耗大量的集成电路面积。然而，如图3A的示例性可调电感器电路304中所示，可以通过将可调电容器(例如C11)与固定电感器(例如L1)并联放置来实现可调电感器。
在操作中，可以通过改变可调阻抗和可调电容集总元件的尺寸以及/或者比率，来调整TIP单元302的阻抗和相位。在图3A的TIP单元302的具体示例中，可以通过调节电容器C1和C11来实现对阻抗和相位二者的调节。因此，可以根据需要为耦接的载波放大器102调整ZINV，以实现选定的α因数，同时对于适当的放大器函数做出回到(选定的极性的)90°的相移校正。由于C1和C11中的每一个会影响TIP单元302的阻抗和相位，所以对C1和C11的调节可以是同时进行的或迭代的过程。在实践中，可以执行校准处理来映射C1和C11的调节状态，使得在不利用迭代处理的情况下，通过同时将C1和C11调整至特定值来获得需要的阻抗和相移。或者，可以通过设计以及/或者仿真来完成这种映射。映射值可以存储在查找表中。这种查找表可以包括例如以下的功能：输入需要的模式(例如特定传输配置，诸如用于LTE蜂窝系统)、针对需要的α因数将该模式映射至需要的组件值、以及输出调节值以调整C11以及/或者C11。或者，可以通过测量TIP单元302的输出的相位和阻抗以及根据需要再调整C1以及/或者C11的调节值，来以闭环方式对C1和C11的调节状态进行动态调整，以实现需要的阻抗和相移。
换句话说，图3A中的每个示例性TIP单元302可以被看作两个耦接电路，一个主要用于调整阻抗，而另一个主要用于调整相位，但是最好看作为能够同时地调节阻抗和相位的单一可调电路。不管特性如何，本发明的实施方式能够调整阿尔法因数，从而允许调整次级PAE峰值，使得能够对于不同的调制(峰均比)并且也对于平均功率水平来优化总体PAE。
图3B是可调阻抗和相位电路300b的第二实施方式的示意图。图示的电路与图3A的电路本质上相同(为避免混乱省略了一些参考标记)，除了以下区别之外：位于相邻TIP单元302的各电感器L1之间的图3A中的成对的并联电容器C1被单个“共享”电容器C1'取代，从而节省了部件和集成电路晶粒面积。通常，电容器C1'的值应该大约是被电容器C1'代替的成对的电容C1之和(因此，如果被代替的一对电容器C1是等值的，那么电容器C1'的电容通常应该是电容器C1的电容的两倍左右)。
图4是可调阻抗和相位电路的第三实施方式的示意图。在这个示例中，可调阻抗和相位(“TIP”)单元400包括“pi”型LCL电路，该LCL电路包括串联电阻器C1和两个相提并论的并联电感器L1。另外，通常具有相同取值范围的一对可调电容器C11与并联电感器L1并联耦接，从而形成可调电感器电路402(虚线椭圆内所示)。值得注意的是，图示的TIP单元400用作为高通网络，该高通网络将提供+90°基本相移，并因此需要+90°移位的输入，以正确地运行(见下图5B示例)。
因此，TIP单元400是图3A的“CLC”TIP单元302的“LCL”对偶，并且以类似的方式可调。如上所述，由于C1和C11中的每一个会影响TIP单元302的阻抗和相位，所以对C1和C11的调节可以是同时进行的或迭代的处理。类似地，可以如上文中对于图3A的TIP单元302所描述的来应用校准、映射以及/或者闭环调整处理。
值得注意的是，在其它实施方式中，特定子电路的相移的极性可以改变。关键是相移对齐，使得载波放大器102和峰值放大器104的输出同相地结合。例如，只要放大器102、104的输出适当地相移以同相结合，一些实施方式就可以在载波放大器102前面使用-90°相移，或者在峰值放大器前面使用-90°相移(如上文针对图1A所述的)。传输线也可以用于产生需要的各种相移。
在完整的上下文中，图5A是图2的多赫蒂放大器的示意图500，其中代表可调阻抗和相位电路202的方框符号被图3A所示类型的一个可调阻抗和相位单元302代替。
类似地，图5B是图2的多赫蒂放大器的修改版本的示意图520，其中代表可调阻抗和相位电路202的方框符号被图4所示类型的一个可调阻抗和相位单元400代替。在这个示例中，由于TIP单元400是高通网络，因此相对于对峰值放大器104的直接输入，对载波放大器102的输入被相移-90°。
作为本领域普通技术人员能够明白，有很多其它的方法实现以下的可调阻抗和相位电路：该电路提供阻抗ZINV的可调性(因此得到可调的α)，同时将载波放大器102的输出的相位保持在(选定的极性的)90°±可接受地低的相位变化。例如，可以利用tee型(也称为“T型”)调节网络来实现本发明的实施方式，该tee型调节网络分别是图3A和4的“CLC”或“LCL”pi型调节网络的对偶。作为附加示例，可以利用其它类型的调节网络来实现本发明的实施方式，包括(但不限于)LC、CL、低通、高通等，以及各种拓扑结构的电路，例如pi、tee、桥接T、L衬垫(L-pad)等。
可调电容器C1和C11不需要具有相同的取值范围，并且在TIP单元302之中取值范围可以变化。可调电容器C1、C11中的一个或多个可以包括例如在以下文献中描述的类型的数字可调电容器：2015年5月5日发布的名称为“用于在集成电路器件中数字地调节电阻器的方法和设备”的美国专利第9,024,700号，或者2015年11月24日发布的名称为“用于在电路器件中调节电抗的方法和设备”的美国专利第9,197,194,号，两项专利的内容通过引用而并入在本文中。电感器L1可以是固定的(如图3A、3B和4中示出的)，或者可以是可变的，例如美国专利第9,197,194号中描述的类型的数字可调电感器(DTL)。
虽然在集成电路(IC)晶粒上制造TIP单元302的所有部件是有利的，但是有些部件可以是晶粒外的。例如，在图3A、3B和4中所示的示例中，由于IC电感器常常消耗大量的晶粒面积，所以对于L1使用晶粒外的电感器可能是有用的。
如图3A所示，串联连接的多个TIP单元302更好地近似传输线的特性，增加电路的带宽，以及提高相移能力的容限(图3A的电路的一些模型化示例可以将载波放大器102的输出的相位保持在针对选定的极性的90°±～5°或者更好)。然而，在一些实施方式中，将多个TIP单元302并联连接或者以下述配置连接可能是有用的：一些TIP单元302并联连接并且一些TIP单元302串联连接(例如，并联-串联配置或网格配置)。
具体示例
在图3A所示类型的TIP单元302的一个模型化示例中，利用DTC实现电容器C1、C11，用于C1电容器的DTC具有相同的范围和设置；固定值(13.9nH)电感器L1被用于模型。通过将DTC的值设置为下表1中所示的值，TIP单元302的特性阻抗Z0(＝ZINV)可以在约70Ω到约190Ω的范围上变化，同时在825-925MHz的频率范围上保持-90°±10°的相移。
注意到，利用这些示例性电路值，需要对于C11的～14×调节比率完全覆盖约70Ω到约190Ω的Z0范围，但是仅需要对于C11的2×调节比率覆盖约100Ω到约190Ω的Z0范围。
图6是利用表1中示出的值，示出了针对图3A所示类型的模型化TIP单元302，对于ZINV的不同值(即表示为“xΩ”)，作为功率输入(Pin)的函数的PAE图示。可以看到，对于特定的输入功率水平，通过调整TIP单元302的特性阻抗Z0(＝ZINV)可以改变PAE曲线，从而调整α(＝RL/ZINV)。
校准
可以校准TIP电路202以获取与表1中示出的类似的一组部件值，具有相同、更多或更少的不同的Z0设置。一种校准方法是逐步调试(step through)包括电容器C1和C11的DTC的值的可能组合，并针对电路测量产生的特性阻抗Z0。如果每个DTC具有5个控制比特，意味着可以选择每个DTC 25＝32个状态，则图3A所示类型的单个TIP单元302中的C1和C11的值的组合的数量是1024(25×25，假设对于每个组合，两个C1电容器被设置为相同的值)。利用多个TIP单元302会增加可用组合的总数。
可以方便地选择这种DTC组合的子集，该子集产生与期望的特性阻抗紧密匹配的Z0值。在任何情况下，对于DTC的设置的组合可以被存储在将DTC状态映射到特定Z0值的查找表中。查找表可以作为只读存储设备(如ROM、PROM、EAROM、EPROM等)而实现，该只读存储设备可以与常规控制电路结合使用。
方法
本发明的另一个方面包括用于制造具有可调阻抗和相位电路的多赫蒂放大器的方法，其中该可调阻抗和相位电路提供可调的阿尔法因数。例如，图7是示出制造多赫蒂放大器的第一方法的流程图，该方法包括提供具有阻抗逆变器的多赫蒂放大器，该阻抗逆变器包括可调阻抗和相位电路，该可调阻抗和相位电路提供对阻抗逆变器的特性阻抗的可调性，同时以选定极性将通过阻抗逆变器的信号的插入相位保持在大约90°(如-90°或+90°)(步骤702)。
作为另一个示例，图8是示出制造多赫蒂放大器的第二方法的流程图，该方法包括为多赫蒂放大器提供电路系统，该电路系统用于提供可调的阿尔法因数(步骤802)。
作为又一个示例，图9是示出制造多赫蒂放大器的第三方法的流程图，该方法包括提供具有阻抗逆变器的多赫蒂放大器，该阻抗逆变器包括至少一个数字可调电路，该数字可调电路被配置成提供(1)对多赫蒂放大器的特性阻抗的可调性，以及(2)对输入至阻抗逆变器的信号的相位的可调性，从而以选定极性将该信号的相位保持在大约90°。
上述方法的其它实施方式可以包括一个或多个下列方面：其中以选定极性将通过阻抗逆变器的信号的相位保持在90°±约10°；其中以选定极性将通过阻抗逆变器的信号的相位保持在90°±约5°；其中可调阻抗和相位电路包括一个或多个串联连接的以及/或者并联连接的可调阻抗和相位单元；其中至少一个可调阻抗和相位单元利用至少一个数字可调电容器来提供可调性；其中至少一个可调阻抗和相位电路包括LCL电路或CLC电路或LC电路或CL电路中的一个；其中可调阻抗和相位电路被以pi型或tee型配置中的一个来配置；其中用于提供可调的阿尔法因数的电路系统提供对多赫蒂放大器的特性阻抗的可调性；其中用于提供可调的阿尔法因数的电路系统提供对信号输入的相位的可调性，从而以选定极性将信号的相位保持在大约90°；其中用于提供可调的阿尔法因数的电路系统包括至少一个可调电路，该可调电路包括LCL电路或CLC电路或LC电路或CL电路中的一个；其中用于提供可调的阿尔法因数的电路系统包括至少一个可调电路，该可调电路被以pi型或tee型配置中的一个来配置；其中以选定极性将信号的相位保持在90°±约10°；其中以选定极性将信号的相位保持在90°±约5°；进一步包括针对输入信号的不同调制而调整可调阿尔法因数；以及进一步包括针对输入信号的不同功率水平而调整可调阿尔法因数。
应用
根据本发明的电路和设备可以单独使用或与其它部件、电路或设备组合使用。本发明的实施方式可以制造为集成电路(IC)，该集成电路可以被包装在IC封装以及/或者模块内，以易于处理、制造以及/或者提升性能。
根据本发明的电路在用于执行一系列功能的广泛的较大射频(RF)电路中是有用的。这种功能在各种应用中是有用的，例如雷达系统(包括相控阵和汽车雷达系统)，无线电系统以及测试设备。这种电路可以用于在一些或全部射频范围(例如从约20kHz到约300GHz)上操作的系统。
无线电系统用途包括蜂窝无线电系统(包括基站、中继站以及手持收发器)，该蜂窝无线电系统利用这种技术标准作为各种类型的正交频分复用(“ODFM”)、各种类型的正交振幅调制(“QAM”)、码分多址(“CDMA”)、宽带码分多址(“WCDMA”)、全球移动通信系统(“GSM”)、增强型数据速率GSM演进(EDGE)、长期演进(“LTE”)、5G新无线电(“5G NR”)以及其它无线电通信标准和协议。
特别地，本发明在诸如蜂窝电话的便携式电池操作设备中是有用的，该便携式电池操作设备将受益于利用具有可调阻抗和相位电路(其提供可调阿尔法因数)的多赫蒂放大器电路。可调的阿尔法因数允许在大范围的功率水平上选择PAE曲线，因此可以更好地控制这种设备中的电流消耗，从而能够改善电池寿命。
制造技术与选择
本公开中使用的术语“MOSFET”意思是具有绝缘栅极并包括金属或类金属、绝缘体以及半导体结构的任何场效应晶体管(FET)。术语“金属”或“类金属”包括至少一种导电材料(例如铝、铜或其他金属，或者高度掺杂多晶硅、石墨烯或其它电导体)，“绝缘体”包括至少一种绝缘材料(例如氧化硅或其它介电材料)，而“半导体”包括至少一种半导体材料。
本领域的普通技术人员易于明白，本发明的各种实施方式可以被实现以满足广泛的规范。除非上文另有说明，否则选择合适的部件值是设计选择的问题，并且本发明的各种实施方式可以以任何合适的集成电路(IC)技术(包括但不限于MOSFET结构)来实现，或者以混合或离散电路形式来实现。可以利用任何合适的衬底和过程来制造集成电路实施方式，包括但不限于标准体硅(standard bulk silicon)、绝缘体上硅(silicon-on-insulator，SOI)以及蓝宝石上硅(silicon-on-sapphire，SOS)。除非上文另有说明，否则本发明可以用其它晶体管技术来实现，例如双极、GaAs HBT、GaN HEMT、GaAs pHEMT以及MESFET技术。然而，上述发明概念对于基于SOI的制造过程(包括SOS)以及具有类似特性的制造过程是特别有用的。SOI或SOS上CMOS过程中的制造实现以下电路：该电路具有低功耗、由FET堆叠产生的在操作期间承受高功率信号的能力、良好的线性以及高频操作(即，最高达到以及超过50GHz的无线电频率)。由于通常可以通过仔细的设计来将寄生电容保持为低(或至少保持所有单元的一致性，允许它们得到补偿)，因此单片IC实现是特别有用的。
根据特定规格以及/或者实现技术(如NMOS、PMOS或CMOS，以及增强模式或耗尽模式晶体管设备)，可以调整电压水平，或反转电压以及/或者逻辑信号极性。例如，通过调整器件尺寸、串联“堆叠”部件(特别是FET)以承受更大的电压、以及/或者利用并联的多个部件以处理更大的电流，可以根据需要而调整部件电压、电流以及功率处理能力。可以添加额外的电路部件以增强所公开电路的能力以及/或者提供额外的功能，而不显著改变所公开电路的功能。
结论
已经描述了本发明的一些实施方式。能够明白，在不背离本发明的精神和范围的情况下可以进行各种修改。例如，上述的一些步骤可以是顺序无关的，因此可以按照不同于所描述顺序的顺序来执行。此外，上述的一些步骤可以是可选的。关于上述提出的方法而描述的各种活动可以以重复、串行或并行的方式执行。
能够明白，上述描述旨在说明而不是限制本发明的范围，本发明的范围由权利要求的范围限定，而其它实施方式在权利要求的范围内。(值得注意的是，用于权利要求元素的括号标记是为了方便参考这些元素，而本身并不表示元素的特定需要的排序或列举；此外，这些标记可以在从属权利要求中重新使用作为对另外元素的引用，而不被视为发起了冲突标记序列)。
Claims (38)
1.一种包括阻抗逆变器的多赫蒂放大器，所述阻抗逆变器包括可调阻抗和相位电路，所述可调阻抗和相位电路在以选定极性将通过所述阻抗逆变器的信号的插入相位保持在大约90°的同时提供对所述阻抗逆变器的特性阻抗的可调性。
2.根据权利要求1所述的多赫蒂放大器，其中，以所述选定极性将通过所述阻抗逆变器的所述信号的相位保持在90°±约10°。
3.根据权利要求1所述的多赫蒂放大器，其中，以所述选定极性将通过所述阻抗逆变器的所述信号的相位保持在90°±约5°。
4.根据权利要求1所述的多赫蒂放大器，其中，所述可调阻抗和相位电路包括一个或多个串联连接的以及/或者并联连接的可调阻抗和相位单元。
5.根据权利要求4所述的多赫蒂放大器，其中，所述至少一个可调阻抗和相位单元利用至少一个数字可调电容器来提供可调性。
6.根据权利要求4所述的多赫蒂放大器，其中，所述至少一个可调阻抗和相位电路包括LCL电路或CLC电路或LC电路或CL电路中的一个。
7.根据权利要求1所述的多赫蒂放大器，其中，所述可调阻抗和相位电路被配置为pi型配置或tee型配置中的一个。
8.一种包括用于提供可调阿尔法因数的电路系统的多赫蒂放大器。
9.根据权利要求8所述的多赫蒂放大器，其中，用于提供可调阿尔法因数的所述电路系统提供对所述多赫蒂放大器的特性阻抗的可调性。
10.根据权利要求8所述的多赫蒂放大器，其中，用于提供可调阿尔法因数的所述电路系统提供对信号输入的相位的可调性，从而以选定极性将所述信号的相位保持在大约90°。
11.根据权利要求10所述的多赫蒂放大器，其中，以所述选定极性将所述信号的相位保持在90°±约10°。
12.根据权利要求10所述的多赫蒂放大器，其中，以所述选定极性将所述信号的相位保持在90°±约5°。
13.根据权利要求8所述的多赫蒂放大器，其中，用于提供可调阿尔法因数的所述电路系统包括至少一个可调电路，所述可调电路包括LCL电路或CLC电路或LC电路或CL电路中的一个。
14.根据权利要求8所述的多赫蒂放大器，其中，用于提供可调阿尔法因数的所述电路系统包括至少一个可调电路，所述可调电路被配置为pi型配置或tee型配置中的一个。
15.根据权利要求8所述的多赫蒂放大器，其中，针对输入信号的不同调制而调整所述可调阿尔法因数。
16.根据权利要求8所述的多赫蒂放大器，其中，针对输入信号的不同功率水平而调整所述可调阿尔法系数。
17.一种包括阻抗逆变器的多赫蒂放大器，所述阻抗逆变器包括至少一个数字可调电路，所述数字可调电路被配置成提供对所述多赫蒂放大器的特性阻抗的可调性，以及提供对输入至所述阻抗逆变器的信号的相位的可调性，从而以所述选定极性将所述信号的相位保持在大约90°。
18.根据权利要求17所述的多赫蒂放大器，其中，以所述选定极性将所述信号的相位保持在90°±约10°。
19.根据权利要求17所述的多赫蒂放大器，其中，以所述选定极性将所述信号的相位保持在90°±约5°。
20.一种制造多赫蒂放大器的方法，所述方法包括提供具有阻抗逆变器的多赫蒂放大器，所述阻抗逆变器包括可调阻抗和相位电路，所述可调阻抗和相位电路在以选定极性将通过所述阻抗逆变器的信号的插入相位保持在大约90°的同时提供对所述阻抗逆变器的特性阻抗的可调性。
21.根据权利要求20所述的方法，其中，以所述选定极性将通过所述阻抗逆变器的所述信号的相位保持在90°±约10°。
22.根据权利要求20所述的方法，其中，以所述选定极性将通过所述阻抗逆变器的所述信号的相位保持在90°±约5°。
23.根据权利要求20所述的方法，其中，所述可调逆变器和相位电路包括一个或多个串联连接的以及/或者并联连接的可调阻抗和相位单元。
24.根据权利要求23所述的方法，其中，所述至少一个可调阻抗和相位单元利用至少一个数字可调电容器来提供可调性。
25.根据权利要求23所述的方法，其中，所述至少一个可调阻抗和相位电路包括LCL电路或CLC电路或LC电路或CL电路中的一个。
26.根据权利要求20所述的方法，其中，所述可调阻抗和相位电路被配置为pi型配置或tee型配置中的一个。
27.一种制造多赫蒂放大器的方法，所述方法包括向所述多赫蒂放大器提供用于提供可调阿尔法系数的电路系统。
28.根据权利要求27所述的方法，其中，用于提供可调阿尔法系数的所述电路系统提供对所述多赫蒂放大器的特性阻抗的可调性。
29.根据权利要求27所述的方法，其中，用于提供可调阿尔法系数的所述电路系统提供对信号输入的相位的可调性，从而以选定极性将所述信号的相位保持在大约90°。
30.根据权利要求29所述的方法，其中，以所述选定极性将所述信号的相位保持在90°±约10°。
31.根据权利要求29所述的方法，其中，以所述选定极性将所述信号的相位保持在90°±约5°。
32.根据权利要求27所述的方法，其中，用于提供可调阿尔法因数的所述电路系统包括至少一个可调电路，所述可调电路包括LCL电路或CLC电路或LC电路或CL电路中的一个。
33.根据权利要求27所述的方法，其中，用于提供可调阿尔法因数的所述电路系统包括至少一个可调电路，所述可调电路被配置为pi型配置或tee型配置中的一个。
34.根据权利要求27所述的方法，进一步包括：针对输入信号的不同调制调整所述可调阿尔法因数。
35.根据权利要求27所述的方法，进一步包括：针对输入信号的不同功率水平调整所述可调阿尔法因数。
36.一种制造多赫蒂放大器的方法，所述方法包括提供具有阻抗逆变器的多赫蒂放大器，所述阻抗逆变器包括至少一个数字可调电路，所述数字可调电路被配置成提供对所述多赫蒂放大器的特性阻抗的可调性，以及提供对输入至所述阻抗逆变器的信号的相位的可调性，从而以所述选定极性将所述信号的相位保持在大约90°。
37.根据权利要求36所述的方法，其中，以所述选定极性将所述信号的相位保持在90°±约10°。
38.根据权利要求36所述的方法，其中，以所述选定极性将所述信号的相位保持在90°±约5°。
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