CN110249230A - 鲁棒、低成本的电容测量系统 - Google Patents

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Abstract

一种用于确定在加载模式下操作的保护‑感测电容传感器的复感测电流的复电流测量电路，包括周期性信号电压源(1)，差分跨阻抗放大器电路(DTA)和多路分解器电路(DMX)。电容传感器的至少一个感测天线电极电连接到多路分解器电路(DMX)的信号输入线。多路分解器电路(DMX)的信号输出线中的每一个电连接到差分跨阻抗放大器电路(DTA)的差分信号输入线(8，8'，9，9')中的不同的一个。多路分解器电路(DMX)包括三个或四个信号输出线，并且在三个信号输出线的情况下，差分跨阻抗放大器电路(DTA)包括三个运算放大器(15，20，61)且各自具有单个信号输入端口，或者在四个信号输出线的情况下，差分跨阻抗放大器电路(DTA)包括两个差分放大器(30，30')且各自具有两个信号输入端口。每个信号输出线电连接到信号输入端口中的不同一个。对于每个差分信号输入线(8，8'，9，9')，电容器(10，10'，11，11'；10，11，60)电连接在周期性信号电压源(1)的输出端口和差分信号输入线(8，8'，9，9')之间，其中在电测量信号的工作频率下的电容器(10，10'，11，11'；10，11，60)的阻抗接近零欧姆，或者电流连接被提供给多路分解器电路(DMX)的信号输出线(8，8'，9，9')中的不同的一个。由差分跨阻放大器电路(DTA)提供的输出信号可用于确定复感测电流。

Description

鲁棒、低成本的电容测量系统
技术领域
本发明通常地涉及电容测量电路技术领域，并且更特别地，涉及一种具有一个或多个电极的电容测量装置，通过该电容测量装置，具有与环境不同的复介电常数的物体的形状和位置等特征是由通过该物体的电容耦合确定的。
背景技术
电容传感器和采用电容传感器的电容测量和/或检测装置具有广泛的应用，并且尤其用于检测在天线电极附近的导电体的位置和/或存在。如本文所使用的，术语“电容传感器”指传感器，该传感器生成响应于被感测物(人，人体的一部分，宠物，物体等)对电场的影响的信号。电容传感器通常包括至少一个天线电极，当该传感器工作时，向该天线电极施加振荡电信号并且其随即将电场发射到靠近该天线电极的空间区域中。该传感器包括至少一个感测电极，其可以和发射天线电极相同或不同，在该感测电极处检测物体或生物对电场的影响。
在一些(所谓的“加载模式(loading mode)”)电容传感器中，至少一个天线电极同时用作感测电极。在这种情况下，测量电路确定响应于施加到所述至少一个电极的振荡电压而流入至少一个天线电极的电流。电压和电流的关系生成所述至少一个天线电极和地电势之间的复阻抗。在电容传感器(耦合模式电容传感器)的替代形式中，(一个或多个)发送天线电极和(一个或多个)感测电极是彼此分离的。在这种情况下，该测量电路确定当操作至少一个发送天线时在感测电极中感应的电流或电压。
例如，标题为“用于图形界面的电场感应”的技术论文中解释了不同的电容感测机制，作者为J.R.Smith等人，发表在IEEE计算机图形和应用，18(3)卷，第54-60页，出版时间为1998年。该论文描述了用作进行非接触式三维位置测量(并且更具体地，用于感测人手位置以便向计算机提供三维位置输入)的电场感测的概念。在电容感测的通常概念中，作者区分了对应于各种可能电流路径的他称为“加载模式”，“旁路模式”和“发送模式”的不同机制。在“加载模式”中，将振荡电压信号施加到发送电极，该发送电极建立到地的振荡电场。待感测的物体改变发送电极和地之间的电容。在“旁路模式”(或者被称为“耦合模式”)中，振荡电压信号被施加到发送电极，该发送电极建立到接收电极的电场，并且测量在接收电极处感应的位移电流。被测量的位移电流取决于正在被感测的主体。在“发送模式”中，发送电极被放置与用户的身体接触，然后该发送电极通过直接电连接或经由电容耦合成为相对于接收器的发送器。
电容耦合强度可以通过例如向天线电极施加交替电压信号和通过测量从该天线电极流到地(在加载模式中)或流到第二天线电极(在耦合模式中)的电流来确定。该电流可以由跨阻抗放大器来测量，该跨阻抗放大器连接到感测电极，并将流入感测电极的电流转换为与该电流成比例的电压。
一些电容传感器被设计为具有单个感测电极的仅感测电容传感器。而且，通常使用的电容传感器包括靠近布置并且彼此相互绝缘的感测电极和保护电极。这种“保护”技术在本领域中是公知的，并且经常用于有意地掩蔽电容传感器的灵敏度区域因而使得所述灵敏度区域成形。为此，保护电极与感测电极保持相同的电AC电位。结果，感测电极和保护电极之间的空间没有电场，并且保护-感测电容传感器在感测电极和保护电极之间的方向上是不敏感的。
已经提出了各种各样的电容式乘员感测系统，例如，用于控制一个或多个安全气囊的展开，所述安全气囊例如驾驶员安全气囊、乘客安全气囊、和/或侧面安全气囊。属于Jinno等人的美国专利6,161,070涉及一种乘客检测系统，其包括安装在汽车中乘客座椅表面上的单个天线电极。振荡器将振荡电压信号施加到天线电极，由此在该天线电极周围产生微小电场。Jinno提出基于流到该天线电极的电流的振幅和相位来检测座椅中乘客的存在或不存在。
属于Stanley的美国专利6,392,542教导了一种电场传感器，其包括可安装在座椅内并可操作地耦合到感测电路的电极，该感测电路向该电极施加振荡或脉冲信号，该信号具有对座椅的湿度“至多弱响应”的频率。Stanley提出测量流到电极的电流的相位和振幅，以检测被占用的或空的座位并补偿座椅湿度。
卢森堡专利申请LU 92299A1描述了一种电容感测系统，其包括天线电极以及控制和评估电路，该控制和评估电路包括差分跨阻抗放大器(DTIA)。DTIA包括第一信号输入端，第二信号输入端，控制信号输入端和输出端，并且DTIA被配置为将第一电流驱动到第一信号输入端中，使得在第一和第二信号输入端分别产生第一和第二电压，然后将电压施加到控制信号输入端以在输出端上生成指示第一和第二电流之间的差的输出信号。提供多路分解器以使得天线电极到第一电流输入端和第二电流输入端的交替地开关。在可操作地连接到DTIA的控制信号输入端的参考电压节点产生交流参考电压。该控制和评估电路包括误差放大器，该误差放大器在其连接到控制信号输入端的输出端生成误差信号，该误差信号对应于参考电压节点和天线电极之间的电压差的放大。
其他人想到使用座椅加热器中的加热元件作为电容式占用感测系统的天线电极。国际申请WO 92/17344A1公开了一种带有导体的电加热车辆座椅，位于座椅表面中的该导体可以由电流通过而加热，其中该导体还形成双电极座位占用传感器的一个电极。
国际申请WO 95/13204A1公开了一种类似的系统，其中测量连接到加热元件的振荡器的振荡频率以导出车辆座椅的占用状态。例如，在US7,521,940B2，US 2009/0295199A1和US 6,703,845中公开了座椅加热器和电容传感器的更精细的组合。
作为示例，专利文献US 8,354,936B2描述了一种用于车辆的电容式乘客检测器。电容式乘客检测器包括主电极，子电极和保护电极。主电极和子电极彼此分开，并且设置在车辆的座椅中。保护电极设置在主电极和车身之间，并与主电极分开。灵敏特性测量单元被配置用于选择性地或完全地将交流电压信号施加到主电极，子电极和保护电极，和用于将在主电极，子电极和保护电极中产生的电流分别转换为电压。电容式乘客检测器还包括控制器，当主电极的电压和保护电极的电压具有相同的电位时，该控制器将流过保护电极的电流定义为参考电流。当主电极的电压高于保护电极的电压时，该控制器将流过保护电极的电流的电流流动方向定义为负方向。当主电极的电压低于保护电极的电压时，该控制器将流过保护电极的电流的电流流动方向定义为正方向。控制器基于流过保护电极的电流来校正主电极的电压，使得主电极的校正的电压被设定为乘客确定数据。即使在主电极和保护电极之间产生电位差时，控制器也能正确地检测乘客的电容。
对用于车辆应用的电容式感测装置而言，出现了具有挑战性的情况，因此必须符合汽车规则和标准，例如ISO11451-4(道路车辆-针对窄带辐射电磁能量引起的电气干扰的车辆测试方法-第4部分：大电流注入(BCI))。在BCI测试期间，注入的射频(RF)电流容易干扰电容干扰装置。
此外，具有至少一个感测电极(在下文中也表示为“感测”)和至少一个保护电极(在下文中也表示为“保护”)的电容感测装置具有寄生阻抗，其系统地影响通过确定在电容传感器中流动的感测电流来测量未知阻抗的测量精度。这些阻抗包括但不限于感测-到-保护阻抗，保护-到-地阻抗，感测-到-感测电流测量电路阻抗，和保护-到-信号电压源阻抗。
发明目标
因此本发明的一个目标是提供一种较不易受到注入RF电流影响的电容感测装置的电流测量电路，显示了感测-到-保护阻抗对测量精确度影响较小，以使得更快地确定复感测电流。
发明内容
在本发明的一个方面，该目标通过复电流测量电路来实现，该复电流测量电路被配置为确定以加载模式工作的保护-感测电容传感器的复感测电流，该复电流测量电路包括周期性信号电压源，差分跨阻抗放大器电路，和多路分解器电路。
周期性信号电压源被配置用于在输出端口提供周期性电测量信号，该输出端口可电连接到所述电容传感器的至少一个保护天线电极。
差分跨阻抗放大器电路包括至少一个电子放大器，至少两个差分信号输入线，和至少一个信号输出端。
多路分解器电路包括用于控制开关操作的多路分解器，信号输入线，多个信号输出线和本地振荡器。电容传感器的至少一个感测天线电极可电连接到信号输入线。该信号输出线中的每一个电连接到该差分跨阻抗放大器电路的至少两个差分信号输入线中的不同的一个。
多路分解器电路(DMX)包括三个或四个信号输出线，在三个信号输出线的情况下，该差分跨阻抗放大器电路(DTA)包括三个运算放大器，每个所述运算放大器具有单个输入端口；在四个信号输出线的情况下，该差分跨阻抗放大器电路(DTA)具有两个差分放大器，每个差分放大器具有两个信号输入端口。信号输出线中的每一个电连接到信号输入端口中的不同的一个。
对于每个差分信号输入线：
-电容器电连接在周期性信号电压源和差分信号输入线之间，其中该电容器在电测量信号的操作频率下的阻抗低于预设值，该预设值接近零欧姆；或-将电流连接提供到多路分解器电路的信号输出线中的不同的一个。
在差分跨阻抗放大器电路的至少一个差分信号输出端提供的输出信号可用于确定复感测电流。
复检测电流指示未知阻抗，该未知阻抗表示物体相对于至少一个感测天线电极的位置。
在本申请中使用的短语“被配置为”应当特别地理解为被特定地编程、布局、装备或布置。
在本申请中使用的术语“保护-感测电容传感器”，应当特别地理解为电容传感器，该电容式传感器包括相互地与彼此电流分离并靠近彼此布置的至少一个导电感测天线电极和至少一个导电保护天线电极。
在本申请中所使用的短语“可电连接的/电连接的”应当理解为包括电流电连接以及通过电容和/或感应的电磁耦合建立的电连接。
应当理解，电测量信号优选地但不必一定是正弦信号。在正弦信号的情况下，工作频率可以例如是基频，即周期性电测量信号的傅立叶分析中的最低正弦频率。
该电容器的电容优选地选择以使得在工作频率或基本频率下的阻抗为低于100欧姆，优选地低于10欧姆，更优选地低于1欧姆，以及最优选地低于100毫欧姆。
在所提出的复电流检测电路中，该复感测电路被多路分配到差分跨阻抗放大器电路的差分信号输入端。至少两个差分信号输入线处的电压被保持在至少一个保护天线电极的电位。通过所提出的复电流测量电路，可基本上减小感测-到-保护阻抗对电容感测设备的测量精确度的影响。此外，所提出的复电流测量电路不易受到RF电流(例如BCI检测中注入的RF电流)的干扰。而且，在所提出的复电流测量电路中使用具有三个或四个信号输出线和适当数量的运算放大器或差分放大器的多路分解器电路，能使得快速确定复感测电流。能够实现具有在不同电子放大器的差分信号输入端处的信号的限定的相位差的复电流测量。与已知的复电流测量相比，这可以更快地确定复感测电流的相位和正交相位部分，其可用于计算未知阻抗。
根据本发明的电流测量电路特别地适用于汽车应用，该汽车应用应特别理解为包括乘用车、卡车、和公共汽车的应用。
本领域技术人员将理解，差分跨阻抗放大器电路还可包括多个无源电子部件作为外部电路。
差分跨阻抗放大器电路的至少一个信号输出端优选地被形成为差分信号输出。然而，还预期至少一个信号输出端被设计为单端输出。
优选地，电测量信号被形成为具有基频在10kHz和100MHz之间的范围内的正弦电压信号。由此，可以实现在特定应用所需的硬件工作量和灵敏度之间平衡的复电流测量电路的布局。
优选地，差分跨阻抗放大器电路包括两个或更多个运算放大器。如果不需要共模电流抑制，该实施例也是合适的。优选地，所述两个或更多个放大器的输出线的差值用于进一步的信号处理。
在合适的实施例中，在差分跨阻抗放大器电路中使用两个或更多个放大器能使得安装两个复电流测量路径以并行操作。
应当理解，当多路分解器电路包括多个三或四输出线时，电测量信号的工作频率或基频可等于在预设容差裕度内多路分解器电路(DXM)的开关操作频率，或电测量信号的工作频率或基频与多路分解器电路(DMX)的开关操作频率相差不等于零的预定量。在前一种情况中，能够实现具有在电测量信号和本地振荡器之间的定义的相位差的复电流测量。在后一种情况中，在差分跨阻抗放大器电路的差分电路输出端，生成等于两个频率差值的中间频率。中间频率的存在可以有利于消除信号中的DC偏移电压。
优选地，预设容差裕度可低于0.1％。例如，对于7MHz的典型频率，10ms的测量时间，1度的相位误差，最大频率差是0.28Hz，即0.04ppm。
在复电流测量电路的优选实施例中，差分跨阻抗放大器电路包括至少一个电流传输器模拟电子设备。
如本领域已知的，电流传输器模拟电子设备(或简称：电流传输器)具有各种类型(I型，II型和III型)。电流传输器是三端(X，Y，Z)模拟电子设备(见图9～11)。例如，II型(简称：CCII)电流传输器通过以下等式正式描述。
即iy＝0
vx＝vy
iz＝±ix
ix前的符号分别与CCII+和CCII-有关。
所考虑的电流传输器的特性例如在“电流传输器-新建筑”(发表于IEEE Proa，56，1368-1369页，作者K.C.Smith和A.S.Sedra，出版时间1968年)以及“第二代电流传输器及其应用”(IEEE Trans.，vol CT-17，132-134页，作者为Sedra A.，Smith K.，出版时间1970)中描述。这些文件通过引用整体并入本文，对于允许通过引用并入的管辖区域具有效力。
在差分跨阻抗放大器电路中使用至少一个电流传输器可以向多路分解器电路的信号输出端提供明显更小的AC输入阻抗，并且由此可以允许在周期性信号电压源的输出端口和差分互阻抗电路的差分信号输入线之间使用具有较小电容值的电容器。此外，通过电流传输器的几乎完美的输入和输出阻抗特性，可以实现复电流测量电路的整体性能改善。
优选地，II型电流传输器(CCII+和/或CCII-)用于差分跨阻抗放大器电路。
优选地，至少一个电流传输器模拟电子设备由分立的元件构建而成。由此，可以为复电流测量提供尤其经济的解决方案。
在本发明的另一方面，提供了一种用于使用所提出的复电流测量电路来确定以加载模式工作的保护-电容传感器的复感测电流的方法，其中电测量信号的工作频率等于在预设容差裕度中的多路分解器电路的本地振荡器的工作频率。在复电流测量电路的上下文中描述的益处完全适用于该方法。
该方法包括以下步骤：
-将周期性电测量信号提供到电容传感器的至少一个保护天线电极；
-将周期性信号电压源和多路分解器电路(DMX)的开关操作之间的相位差设置为第一相位值，使得其中一个相位的绝对值是先验已知的；
-然后，确定差分跨阻抗放大器电路的差分信号输出线处的电压或电压差；
-然后，将周期性信号电压源和多路分解器电路的开关操作之间的相位差设置为不同于第一相位值的第二相位值；和
-然后，确定差分跨阻抗放大器电路的差分信号输出线处的电压或电压差。
在此应注意，术语“第一”和“第二”在本申请中仅用于区分目的，并不意味着以任何方式指示或预期序列或优先级。
通过使用在两个不同相位差确定的电压差，可以计算未知复阻抗的值。
在本发明的又一方面，提供了一种用于使用所提出的复电流测量电路确定在加载模式下工作的保护-感测电容传感器的复感测电流的方法，其中电测量信号的工作频率或基频与多路分解器电路的本地振荡器的工作频率的相差不同于零的预定量。使用在该复电流测量电路的上下文中描述的中间频率的益处完全适用于该方法。
该方法包括以下步骤：
-将周期性电测量信号提供到电容传感器的至少一个保护天线电极；
-然后，确定在测量频率下差分跨阻抗放大器电路的差分信号输出端复电压差，该测量频率等于电测量信号的工作频率或基频与本地振荡器的工作频率或多路分解器电路(DMX)的开关工作频率之间的差值；
-然后，在多路分解器电路的信号输入线的上游电连接远程可开关的参考阻抗；和
-然后，确定在该测量频率下差分跨阻抗放大器电路的差分信号输出端的复电压差。
再一次，通过使用在两个不同相位差确定的电压差，可以计算未知复阻抗的值。
附图简要说明
通过以下参考附图对非限制性实施例的详细描述，本发明的进一步细节和优点将变得显而易见，其中：
图1和图2示出了根据本发明的复电流测量电路的可能实施例的布局；
图3是根据本发明的用于复电流测量电路的差分跨阻抗放大器电路的差分放大器的可能实施例的布局图。
优选实施例的描述
图1和图2示出了根据本发明的复电流测量电路的可能实施例的布局，该复电流测量电路被配置为确定以加载模式工作的保护-感应电容传感器的复感测电流。
复电流测量电路包括周期性信号电压源1。周期性信号电压源1在输出端口处产生周期性电压，在该特定实施例中，该周期性电压是具有10kHz和100MHz之间的工作频率或基频的正弦波。输出端口在保护节点2处电连接到电容传感器的保护天线电极。
复电流测量电路还包括多路分解器电路DMX和差分跨阻抗放大器电路DTA，多路分解器电路DMX具有多路分解器7，信号输入线和多个四信号输出线。差分跨阻抗放大器电路DTA包括四个差分信号输入线8，8'，9，9'和差分信号输出端16，16'，21，21'。多路分解器电路DMX的信号输出线中的每一个电连接到差分传输阻抗放大器电路DTA的四个差分信号输入线8，8'，9，9'中的不同的一个。
电容传感器的感测天线电极在感测节点3处电连接到多路分解器电路DMX的信号输入线。通过电容器5示出了电容传感器的感测天线电极和保护天线电极之间的寄生电容。靠近感测天线电极的物体在图1的布局中通过连接到地电位的未知阻抗4表示(为了简单起见示出为电容器，然而，未知阻抗4也可以具有电感和/或电阻部件)。
多路分解器电路DMX包括多个四信号输出线。多路分解器7由四个开关40，41，42，43和定序器44表示。开关40，41，42，43一次一个地接通，并且由定序器44一个接一个地接通，定序器44由本地振荡器45驱动。例如，在周期性电测量信号的第一个四分之一期间，开关40接通。在周期性电测量信号的第二个四分之一期间，开关42接通。在周期性电测量信号的第三个四分之一期间，开关41接通。在周期性电测量信号的第四个四分之一期间，开关43接通。由于开关40，41组成的解调器与由开关42，43组成的解调器相比具有90度的相位差，差分信号输出16，21和差分信号输出16'，21'之间的输出电压差可以被认为是流过未知阻抗4的复未知电流的同相和正交相位部分。如上所述，然后可以使用该同相和正交相位部分来计算未知阻抗4的值。
两个并行解调路径允许同时测量未知阻抗4的实部和虚部，从而减少测量时间。
开关40，41，42，43的开关频率(即本地振荡器45的频率的四分之一)可设置为与周期性信号电压源1相同的频率，或者可以引入频率差。
差分跨阻抗放大器电路DTA包括具有共模电压控制输入端31，31'的两个差分放大器30，30'，反馈电容器13，13'18，18'，反馈电阻器14，14'，19，19'和去耦电阻器12，12'17，17'。差分跨阻抗放大器电路DTA将进入差分信号输入线8，8'和差分信号输入线9，9'的输入电流差转换为差分信号输出端16，16'和差分信号输出端21，21'之间的电压差。跨阻抗由电阻器14，14'和电阻器19，19'以及电容器13，13'和电容器18，18'限定。优选地，电阻器14，14'和电阻器19，19'具有相同的电阻值，并且电容器13，13'和电容器18，18'具有相同的电容值。此外，差分跨阻抗放大器电路DTA将差分信号输入线8，8'和差分信号输入线9，9'之间的DC电压差保持在基本为零伏。此外，它将差分信号输入线8，8'和差分信号输入线9，9'的DC电压保持在基本上等于共模电压控制输入端31，31'处的DC电压。
为了基本上消除通过复阻抗4到寄生电容5的未知复电流的偏差，保护节点2和感测节点3之间的复电流测量电路的AC输入阻抗在电测量信号的工作频率或基频必须保持在基本为零欧姆。这可以通过将差分信号输入线8，8'和差分信号输入线9，9'处的电压保持在与保护节点2处的电压基本相同的电压来执行。有两种方法可以实现这一目标：
-选项#1(图1中未显示)：不安装电容器10，10'，11，11'的情况下，去耦电阻器12，12'，17，17'可以设置为基本为零欧姆。在这种情况下，差分跨阻抗放大器电路DTA将差分信号输入线8，8'和差分信号输入线9，9'处的电压设置为基本上等于保护节点2处的电压。
-选项#2(如图1所示)：添加电容器10，10'和电容器11，11'，其在电测量信号的操作频率或基频具有基本上零欧姆的阻抗。去耦电阻器12，12'，17，17'保持差分跨阻抗放大器电路DTA不会由于差分信号输入线8，8'和差分信号输入线9，9'处的电容负载而变得不稳定。选项#2的优点在于，基本上从外部注入的所有电流(例如在所谓的BCI(大电流注入)测试期间)从差分放大器30，30'偏离而进入保护节点2。优选地，电阻器12，12'和电阻器17，17'具有相同的电阻值。
可选地，选项#2允许使用复电流测量电路的实施例，其中共模电压控制输入端31，31'连接到AC地。在这种情况下，需要组装所有电容器10，10'，11，11'。
根据图1的复电流测量电路的实施例的另一个优点是，由于对称的信号处理路径，位于多路分解器电路DMX的带宽之外的从外部注入的电流在差分信号输入线8，8'和差分信号输入线9，9'处作为共模电流出现，并且该电流在差分跨阻抗放大器电路DTA的差分信号输出端基本上被消除。
根据图1的差分跨阻抗放大器电路DTA的差分信号输出端之间的电压差可以由包括例如滤波器和放大器的差分信号链进一步处理。优选地，具有差分输入的模数转换器(ADC)可以连接到差分跨阻抗放大器电路DTA的差分信号输出端或者连接到差分信号处理链的端部，从而在整个链上保持信号处理的差分性质，并且从而最佳地降低其对外部干扰源的易感性。
也可以仅使用根据图1的复电流测量电路的差分输出线之一进行进一步处理。差分跨阻抗放大器电路的共模抑制动作仍将保留。
使用根据图1和图2的复电流测量电路的实施例来确定保护-感测电容传感器的复感测电流的方法包括如下步骤。在第一步骤中，将周期性电测量信号提供到电容传感器的保护天线电极。在第二步骤中，将周期性信号电压源1和本地振荡器45，54之间的相位差设置为第一相位值，使得其中一个相位的绝对值是先验已知的。在下一步骤中，确定差分跨阻抗放大器电路DTA的差分信号输出端处的电压差。在另一步骤中，周期性信号电压源1和本地振荡器45，54之间的相位差被设置为不同于第一相位值的第二相位值。然后，在下一步骤中，确定差分跨阻抗放大器电路DTA的差分信号输出处的电压差。在下一步骤中，使用两次测量的结果来计算未知复阻抗4的值。利用已知的两个绝对相位和已知的保护电压，有足够的信息可用于计算未知阻抗4。
可选地，如果仅知道两个相位之间的相位差，则可以利用先验已知的、可远程开关且电连接在多路分解器电路DMX的信号输入线的上游的参考阻抗，执行参考测量以便能够计算位置阻抗4。
而且，如果在多路分解器电路DMX之后在信号链中存在DC偏移，则可以引入进一步的测量步骤。通过实施额外的独立测量，可以计算或消除额外的未知量。通过组合附加测量的结果，可以消除DC偏移。
替代于操作周期性信号电压源1和本地振荡器45，54处于相同的工作频率或基频，可以在它们之间建立不同于零的预设量的频率偏移。由于多路分解器电路DMX的混合操作，这两个频率的差异表现为差分跨阻抗放大器电路DTA的差分信号输出端的AC电压的中间频率。该中间频率AC信号的振幅和绝对相位取决于未知阻抗4的复阻抗。通过在多路分解器电路DMX的信号输入线上游电连接远程可开关参考阻抗，并通过再次测量该中间频率信号的振幅和相位，或I(同相)分量和Q(正交)分量，可以计算未知阻抗4的阻抗。使用中间频率的优点是消除了信号链的任何DC偏移。
设计图1中所示的差分放大器30，30'的一种选择在图3中示出。运算放大器24为差分放大器30的正输出端生成输出信号。使用共模电压控制输入31作为参考，运算放大器25与电阻器26和电阻器27一起反转运算放大器24的输出，从而为差分放大器30的负输出生成输出信号。电阻器26和电阻器27优选地具有相同的值。
图2示出了复电流测量电路，其允许通过仅使用三个解调开关50，51，52和三个运算放大器15，20，61来并行测量未知阻抗4的实部和虚部。多路分解器电路DMX包括多个三信号输出线。多路分解器7由三个开关50，51，52和定序器53表示。开关50，51，52一次一个地接通，并且由定序器53一个接一个地接通，定序器53由本地振荡器54驱动。例如，在周期性电测量信号的第一个三分之一期间，开关50接通。在周期性电测量信号的第二个三分之一期间，开关51接通。在周期性电测量信号的第三个三分之一期间，开关52接通。由于各个开关50，51，52组成的三个解调器以120度的相位差工作，差分信号输出端16，21，62的最终输出电压是独立的，可用于计算流过位置阻抗4的复未知电流的同相和正交相位部分。如上所述，然后，同相和正交相位部分能用于计算未知阻抗4的值。例如，分别用V16，V21，V62表示差分信号输出端16，21，62的输出电压，同相电压Vi和正交相电压Vq可以通过下式计算：
而且，开关50，51，52的开关频率(即本地振荡器54的频率的三分之一)可设置为与周期性信号电压源1相同的频率，或者可以引入频率差，类似于上述实施例。
如前所述，CCII电路将其输入端口‘X’的输入电流传输到其输出端口‘Z’的输出电流。在解调多路分解器电路DMX的信号输出线和差分放大器30(图1)之间使用CCII电路的优点是CCII电路将AC输入阻抗(在其‘X’端口)呈现给解调多路分解器电路DMX，这被使得基本小于差分放大器30，30'的AC输入阻抗。这允许图2中电容器10，10'，11，11'的电容值的减小或者甚至消除，如果它们的值太高(例如，典型地高于100pF)，则集成到集成电路中是昂贵的。
另外，图2中的电路能够通过在解调多路分解器电路DMX的信号输出线和运算放大器15，20，61之间放置CCII电路，允许消除或减小电容器10，11，60的值来改善。
虽然已经在附图和前面的描述中详细图示和描述了本发明，但是这样的图示和描述应被认为是说明性或示例性的而非限制性的；本发明不限于所公开的实施例。
通过研究附图、公开内容、和所附权利要求，本领域技术人员在实践所要求保护的发明时可以理解和实现要公开的实施例的其他变型。在权利要求中，词语“包括”不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一”或“一个”不排除多个，多个意味着表示至少两个的量。在相互不同的从属权利要求中记载某些措施的仅有事实并不指示这些措施的组合不能用于获益。权利要求中的任何附图标记不应被解释为限制范围。
参考符号列表
1周期性信号电压源 26电阻
2保护节点 27电阻
3感测节点 30差分放大器
4未知阻抗 31共模电压控制输入端
5电容器 40开关
7多路分解器 41开关
8差分信号输入线 42开关
9差分信号输入线 43开关
10电容器 44定序器
11电容器 45本地振荡器
12去耦电阻 50开关
13反馈电容 51开关
14反馈电阻 52开关
15运算放大器 53定序器
16差分信号输出端 54本地振荡器
17去耦电阻 60电容器
18反馈电容 61运算放大器
19反馈电阻 62信号输出端
20运算放大器 DMX多路分解器电路
21差分信号输出端 DTA差分跨阻抗放大器电路
24运算放大器
25运算放大器

Claims (10)

1.一种复电流测量电路，其被配置为确定以加载模式操作的保护-感测电容传感器的复感测电流，所述复电流测量电路包括：
-周期性信号电压源(1)，其被配置用于在输出端口处提供周期性电测量信号，所述输出端口电连接到所述电容传感器的至少一个保护天线电极；
-差分跨阻抗放大器电路(DTA)，包括至少一个电子放大器(30，30'；15，20，61)，至少两个差分信号输入线(8，8'，9，9')和至少一个信号输出(16，16'，21，21'；16，21，62)；
-多路分解器电路(DMX)，其包括多路分解器(7)，信号输入线，多个信号输出线，和用于控制开关操作的本地振荡器(45；54)，其中所述电容传感器的至少一个感测天线电极电连接到所述信号输入线，并且所述信号输出线中的每一个电连接到所述差分跨阻抗放大器电路(DTA)的所述至少两个差分信号输入线(8，8'，9，9')中的不同的一个差分信号输入线，其中所述多路分解器电路(DMX)包括三个或四个信号输出线，在三个信号输出线的情况下，所述差分跨阻抗放大器电路(DTA)包括三个运算放大器(15，20，61)，每个所述运算放大器具有信号输入端口，或者在四个信号输出线的情况下，所述差分跨阻抗放大器电路(DTA)包括两个差分放大器(30，30')，每个所述差分放大器具有两个信号输入端口，并且其中每个信号输出线电连接到所述信号输入端口中的不同的一个信号输入端口；和
-对于每个差分信号输入线(8，8'，9，9')，
-电容器(10，11；10，11，60)电连接在所述周期性信号电压源(1)的所述输出端口和所述差分信号输入线(8，8'，9，9')之间，
其中所述电容器(10,11；10，11，60)在所述电测量信号的工作频率下的阻抗低于接近零欧姆的预定值，或者
-将电流连接提供给所述多路分解器电路(DMX)的所述信号输出线(8，8'，9，9')中的不同的一个，其中在所述差分跨阻抗放大器电路(DTA)的所述至少一个差分信号输出(16，21；16，21，62)处提供的输出信号用于确定复感测电流。
2.根据权利要求1所述的复电流测量电路，其中所述电测量信号被形成为具有处于10kHz至100MHz范围内的基频的正弦电压信号。
3.根据权利要求1或2所述的复电流测量电路，其中所述差分跨阻抗放大器电路(DTA)包括两个或更多个运算放大器(15，20，21)。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的复电流测量电路，其中所述电测量信号的工作频率或基频等于在预设容差裕度内的所述多路分解器电路(DXM)的开关操作频率。
5.根据权利要求1至3中任一项所述的复电流测量电路，其中所述电测量信号的工作频率或基频与所述多路分解器电路(DMX)的开关操作频率相差预设量，所述预设量不等于零。
6.根据任一项前述权利要求所述的复电流测量电路，其中所述差分跨阻抗放大器电路(DTA)包括至少一个电流传输器模拟电子设备。
7.根据权利要求6所述的复电流测量电路，其中所述至少一个电流传输器模拟电子设备由分立的元件构建成。
8.一种用于使用根据权利要求1至5中任一项所述的复电流测量电路确定加载模式下工作的保护-感测电容传感器的复感测电流的方法，所述方法包括以下步骤：
-将周期性电测量信号提供到所述电容传感器的至少一个保护天线电极；
-将所述周期性信号电压源(1)和所述多路分解器电路(DMX)的开关操作之间的相位差设置为第一相位值，使得其中一个相位的绝对值是先验已知的；
-然后，确定所述差分跨阻抗放大器电路(DTA)的差分信号输出端(16，16'，21，21'；16，21，62)处的电压；
-然后，将所述周期性信号电压源(1)和所述多路分解器电路(DMX)的开关操作之间的相位差设置为不同于所述第一相位值的第二相位值；
-然后，确定所述差分跨阻抗放大器电路(DTA)的所述差分信号输出端(16，16'，21，21'；16，21，62)处的电压。
9.根据权利要求8所述的用于确定复感测电流的方法，其中确定所述差分信号输出端处的电压的步骤包括确定所述差分信号输出端处的电压差。
10.根据权利要求8或9中任一项所述的方法，所述方法包括以下步骤：
-将周期性电测量信号提供到所述电容传感器的至少一个保护天线电极；
-然后，确定在测量频率下所述差分跨阻抗放大器电路(DTA)的所述差分信号输出端(16，16'，21，21'；16，21，62)处的复电压差，所述测量频率等于所述电测量信号的工作频率或基频与所述本地振荡器(45；54)的工作频率或所述多路分解器电路(DMX)的开关操作频率之间的差值；
-然后，在所述多路分解器电路(DMX)的所述信号输入线上游电连接能够远程开关的参考阻抗；和，
-然后，确定在所述测量频率下的所述差分跨阻放大器电路(DTA)的所述差分信号输出端(16，16'，21，21'；16，21，62)处的复电压差。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110514905A (zh) * 2019-09-20 2019-11-29 青岛海信移动通信技术股份有限公司 一种移动终端及检测电容的方法
CN114288008A (zh) * 2021-12-30 2022-04-08 浙江宜格企业管理集团有限公司 一种根据皮肤阻抗调节输出能量的5g射频仪及方法

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113677567A (zh) * 2019-04-12 2021-11-19 Iee国际电子工程股份公司 具有选择性加载和耦合测量模式的电容式传感器设备
CN113693302B (zh) * 2021-08-27 2024-03-01 潍坊正达实业有限公司 电子烟的控制方法、电子烟的控制装置及电子烟
CN114301267B (zh) * 2022-03-09 2022-05-24 深圳市首航新能源股份有限公司 开关管的驱动方法及装置、逆变器

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4386232A (en) * 1981-06-16 1983-05-31 Foster Wheeler Energy Corporation Multiplexed touch sensitive screen system
DE69328330D1 (de) * 1992-08-27 2000-05-18 Texas Instruments Inc Analoger Multiplexer mit Standby-Betrieb
CN101801714A (zh) * 2007-09-12 2010-08-11 Iee国际电子工程股份公司 用于检测车辆座位乘用状态的方法及系统
WO2011154468A1 (en) * 2010-06-08 2011-12-15 Iee International Electronics & Engineering S.A. Robust capacitive measurement system
WO2011154467A1 (en) * 2010-06-08 2011-12-15 Iee International Electronics & Engineering S.A. Robust capacitive measurement system
LU92299A1 (en) * 2013-10-29 2015-12-07 Iee Sarl Capacitive sensing system
CN105468215A (zh) * 2014-09-30 2016-04-06 辛纳普蒂克斯公司 用于电容感测的电流反馈技术
WO2016055667A1 (en) * 2014-10-10 2016-04-14 Iee International Electronics & Engineering S.A. Capacitive sensing device

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE4110702A1 (de) 1991-04-03 1992-10-08 Bosch Gmbh Robert Fahrzeugsitz
DE4338285A1 (de) 1993-11-10 1995-05-11 Bosch Gmbh Robert Elektronisches Gerät für die Ansteuerung einer Sitzheizung
US6161070A (en) 1996-02-23 2000-12-12 Nec Home Electronics, Inc. Passenger detection system
DE69718069T2 (de) 1996-02-23 2003-10-02 Massachusetts Inst Technology Verschiebestrom-verfahren und vorrichtung zur ermittlung von präsenz,orientierung und aktivität in einem definierten raum
US6392542B1 (en) 1999-07-12 2002-05-21 Automotive Systems Laboratory, Inc. Occupant sensor
US6329913B1 (en) 1999-10-05 2001-12-11 Nec Technologies, Inc. Passenger detection system and method
DE60122159T2 (de) 2000-05-26 2007-07-05 Automotive Systems Laboratory Inc., Farmington Hills Besetzungssensor
AU2002353332A1 (en) 2001-12-13 2003-06-23 Intelligent Mechatronic Systems, Inc. Occupant presence detection device
EP1977195A2 (en) 2006-01-26 2008-10-08 TK Holdings, Inc. Capacitive sensing isolation using reversed biased diodes
US8154394B2 (en) 2008-05-01 2012-04-10 Delphi Technologies, Inc. Occupant seat detection system and method
JP4752956B2 (ja) 2009-06-16 2011-08-17 株式会社デンソー 静電式乗員検知装置
JP2011179822A (ja) 2010-02-26 2011-09-15 Hitachi Automotive Systems Ltd 物理量センサ
KR101210924B1 (ko) 2011-09-28 2012-12-11 주식회사 레오엘에스아이 용량성 센서 인터페이스 회로

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4386232A (en) * 1981-06-16 1983-05-31 Foster Wheeler Energy Corporation Multiplexed touch sensitive screen system
DE69328330D1 (de) * 1992-08-27 2000-05-18 Texas Instruments Inc Analoger Multiplexer mit Standby-Betrieb
CN101801714A (zh) * 2007-09-12 2010-08-11 Iee国际电子工程股份公司 用于检测车辆座位乘用状态的方法及系统
WO2011154468A1 (en) * 2010-06-08 2011-12-15 Iee International Electronics & Engineering S.A. Robust capacitive measurement system
WO2011154467A1 (en) * 2010-06-08 2011-12-15 Iee International Electronics & Engineering S.A. Robust capacitive measurement system
LU92299A1 (en) * 2013-10-29 2015-12-07 Iee Sarl Capacitive sensing system
CN105468215A (zh) * 2014-09-30 2016-04-06 辛纳普蒂克斯公司 用于电容感测的电流反馈技术
WO2016055667A1 (en) * 2014-10-10 2016-04-14 Iee International Electronics & Engineering S.A. Capacitive sensing device

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110514905A (zh) * 2019-09-20 2019-11-29 青岛海信移动通信技术股份有限公司 一种移动终端及检测电容的方法
CN110514905B (zh) * 2019-09-20 2021-11-16 青岛海信移动通信技术股份有限公司 一种移动终端及检测电容的方法
CN114288008A (zh) * 2021-12-30 2022-04-08 浙江宜格企业管理集团有限公司 一种根据皮肤阻抗调节输出能量的5g射频仪及方法
CN114288008B (zh) * 2021-12-30 2024-04-09 浙江宜格企业管理集团有限公司 一种根据皮肤阻抗调节输出能量的5g射频仪及方法

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Publication number Publication date
LU100036B1 (en) 2018-07-31
KR102458166B1 (ko) 2022-10-24
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US11193797B2 (en) 2021-12-07
DE112018000249T5 (de) 2019-09-12
KR20190110122A (ko) 2019-09-27
JP2020505610A (ja) 2020-02-20
CN110249230B (zh) 2022-02-18
WO2018141773A1 (en) 2018-08-09
JP7080893B2 (ja) 2022-06-06

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