CN110224963A

CN110224963A - 符号定时同步位置的确定方法及装置、存储介质

Info

Publication number: CN110224963A
Application number: CN201910363862.3A
Authority: CN
Inventors: 王军伟
Original assignee: ALTOBEAM (BEIJING) TECHNOLOGY Co Ltd
Current assignee: Gaotuoxunda Beijing Microelectronics Co ltd
Priority date: 2019-04-30
Filing date: 2019-04-30
Publication date: 2019-09-10
Anticipated expiration: 2039-04-30
Also published as: CN110224963B

Abstract

本发明提供了一种符号定时同步位置的确定方法及装置、存储介质，其中，该方法包括：获取正交频分多路复用OFDM数字信息系统中数字信号中第一长码部分LTF的字段长度；其中，所述第一LTF包括第二LTF和第三LTF；分别获取所述第二LTF字段的第一噪声分量和所述第三LTF字段的第二噪声分量；根据所述字段长度、所述第一噪声分量和所述第二噪声分量确定符号定时同步位置。通过本发明，解决了相关技术中接收机在进行符号定时同步时存在伪多径现象，从而导致符号定时同步非常困难的问题，达到了精确确定符号定时同步位置的效果。

Description

符号定时同步位置的确定方法及装置、存储介质

技术领域

本发明涉及通信领域，具体而言，涉及一种符号定时同步位置的确定方法及装置、存储介质。

背景技术

在数字信息的广播系统或交互式数字信息传输系统中，发射机所发射的信号帧中通常包含有帧头部分，以用于接收机的帧检测、帧同步、载波同步或符号同步。在802.11n的信号帧中有三种帧格式，每种帧格式中帧头都两个部分，分别是8us的STF(Short TrainingField，短码部分)字段和8us的LTF(Long Training Field，长码部分)字段。其中8us的STF字段用来实现信号检测、直流偏置检测、载波频偏粗估计、信号功率调整以及OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分多路复用)符号的粗同步等功能。而8us的LTF字段用来实现载波频偏的精估计、OFDM符号的精确同步以及信道估计等功能。

802.11n系统中如果有多个发射天线，为避免潜在的波束赋形(Beam forming)，标准规定应在各个发射天线所发射的信号之间进行时域的循环移位，这就导致接收机在进行符号定时同步时存在“伪多径”现象。这些伪多径的存在导致符号定时同步非常困难，特别是在复杂的信道环境以及低信噪比的环境下。符号定时的不准确将在OFDM符号中引入符号间干扰(Inter Symbol Interference，简称为ISI)，对接收机性能有很大影响。

针对相关技术中的上述问题，目前尚未存在有效的解决方案。

发明内容

本发明实施例提供了一种符号定时同步位置的确定方法及装置、存储介质，以至少解决相关技术中接收机在进行符号定时同步时存在伪多径现象，从而导致符号定时同步非常困难的问题。

根据本发明的一个实施例，提供了一种符号定时同步位置的确定方法，包括：获取正交频分多路复用OFDM数字信息系统中数字信号中第一长码部分LTF的字段长度；其中，所述第一LTF包括第二LTF和第三LTF；分别获取所述第二LTF字段的第一噪声分量和所述第三LTF字段的第二噪声分量；根据所述字段长度、所述第一噪声分量和所述第二噪声分量确定符号定时同步位置。

根据本发明的另一个实施例，提供了一种符号定时同步位置的确定装置，包括：第一获取模块，用于获取正交频分多路复用OFDM数字信息系统中数字信号中第一长码部分LTF的字段长度；其中，所述第一LTF包括第二LTF和第三LTF；第二获取模块，用于分别获取所述第二LTF字段的第一噪声分量和所述第三LTF字段的第二噪声分量；确定模块，用于根据所述字段长度、所述第一噪声分量和所述第二噪声分量确定符号定时同步位置。

根据本发明的又一个实施例，还提供了一种存储介质，所述存储介质中存储有计算机程序，其中，所述计算机程序被设置为运行时执行上述任一项方法实施例中的步骤。

通过本发明，通过获取数字信号中第二LTF字段的第一噪声分量和第三LTF字段的第二噪声分量，以及第一LTF的字段长度来确定符号定时同步位置，从而解决了相关技术中接收机在进行符号定时同步时存在伪多径现象，从而导致符号定时同步非常困难的问题，达到了精确确定符号定时同步位置的效果。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1是根据本发明实施例的符号定时同步位置的确定方法的流程图；

图2是根据本发明实施例的在一个OFDM数字信息系统中数字信号的帧结构的示意图；

图3是根据本发明实施例的802.11n帧格式示意图；

图4是根据本发明实施例的4个发射天线所发射的Greenfield格式帧的帧头部分的LTF示意图；

图5是根据本发明实施例的符号定时同步范围内的噪声功率曲线示意图；

图6是根据本发明实施例的为Greenfield帧格式的部分帧头结构示意图；

图7是根据本发明实施例的为Non-HT模式时得到的LTF互相关结果的示意图；

图8是根据本发明实施例的为HT模式时得到的LTF互相关结果的示意图；

图9是根据本发明实施例的用滑动窗寻找同步位置基准的示意图；

图10是根据本发明实施例的符号定时同步位置的确定装置的结构示意图。

具体实施方式

下文中将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

需要说明的是，本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。

实施例1

在本实施例中提供了一种的符号定时同步位置的确定方法，图1是根据本发明实施例的符号定时同步位置的确定方法的流程图，如图1所示，该流程包括如下步骤：

步骤S102，获取正交频分多路复用OFDM数字信息系统中数字信号中第一长码部分LTF的字段长度；其中，第一LTF包括第二LTF和第三LTF；

步骤S104，分别获取第二LTF字段的第一噪声分量和第三LTF字段的第二噪声分量；

步骤S106，根据字段长度、第一噪声分量和第二噪声分量确定符号定时同步位置。

通过本实施例的上述步骤S102至步骤S104，通过获取数字信号中第二LTF字段的第一噪声分量和第三LTF字段的第二噪声分量，以及第一LTF的字段长度来确定符号定时同步位置，从而解决了相关技术中接收机在进行符号定时同步时存在伪多径现象，从而导致符号定时同步非常困难的问题，达到了精确确定符号定时同步位置的效果。

在本实施例的可选实施方式中，对于本实施例中的步骤S106，可以通过以下方式确定符号定时同步位置：

其中，为符号定时同步位置n处的噪声功率、N为第一LTF的字段长度，和为接收到的第二LTF和第三LTF的字段数据，ω₁和ω₂为第一噪声分量和第二噪声分量；n和N为正整数；

进而，基于n的不同取值得到多个第一噪声分量和第二噪声分量，进而得到多个噪声功率的取值结果；从多个噪声功率的取值结果中确定最小时n的值为符号定时同步位置。

也就是说，通过上述公式1能够确定噪声功率，进而从其中选择在最小值时，n的取值作为符号定时同步位置。

基于上述公式(1)，在本实施例的可选实施方式对于确定符号定时同步位置的方式还可以包括以下三种方式：

方式1：

在信道的多径延迟扩展不超过数字信号中信号循环SIG CP的长度的情况下，基于步骤S106中的方式以及公式1，可以通过以下方式确定符号定时同步位置：

首先，用同步位置n之前的N/4个数据点替换数字信号中接收数据点rn+N-1,rn+N-2，…，rn+3·N/4；基于上述数据点的替换，公式1变换成如下公式2：

其中，其中0≤M≤N-G，G为SIG CP长度；

方式2：

基于步骤S106中的方式以及公式1，可以通过以下方式确定符号定时同步位置：

首先，将接收数据中的代替公式(1)中的利用代替公式(1)中的rLTF2k，得到公式3：

其中，G为除数字信号中帧头LTF CP外的其它CP长度；

进而，使用代替公式(1)中的使用替公式(1)中的得到公式4：

根据公式3和公式4得到公式5：

其中，α＝1；

最后，基于n的不同取值得到多个第一噪声分量和第二噪声分量，进而得到多个噪声功率的取值结果；从多个噪声功率的取值结果中确定最小时n的值为符号定时同步位置。

方式3：

在有多个发射天线的情况下，基于上述通过以下方式确定符号定时同步位置：

首先，将本地LTF符号和接收信号在一定范围内进行滑动互相关，得到公式6：

其中，*代表共轭；

通过公式7计算当前窗内的能量Ω(n)：

进而，基于n的不同取值得到多个第一噪声分量和第二噪声分量，进而得到多个当前窗内的能量Ω(n)的取值结果；从多个当前窗内的能量Ω(n)的取值结果中确定Ω(n)最大时n的值为符号定时同步位置。

下面结合本实施例的具体实施方式对本申请进行详细说明；

在本具体实施方式中，提供了一种寻找噪声功率最小位置或信噪比最大位置以判定最佳符号精同步位置的方法。该方法又可分为三种方式，第一种是利用LTF字段来寻找符号精同步位置；第二种是利用STF的后边部分数据以及LTF的部分数据来寻找符号精同步位置；第三种是利用接收信号的LTF字段与本地生成的LTF符号的互相关结果寻找可能的几个符号精同步位置，同时利用第一种或第二种途径得到这几个可能的符号精同步位置处的噪声功率，并选择对应噪声功率最小的位置为符号精同步位置。

通过本具体实施方式，可以不受伪多径现象的影响，对于802.11n系统，不受发射机发射天线个数的影响，也可用于不存在伪多径现象的其它系统中；在复杂信道环境以及低信噪比环境下具有很好的性能。

图2是根据本发明实施例的在一个OFDM数字信息系统中数字信号的帧结构的示意图，如图2所示，帧头含有STF和LTF两部分，而LTF字段又包含两个完全一样的OFDM符号，即LTF1和LTF2，且LTF字段含有一个循环前缀LTF CP。

在多径信道环境下，若STF字段的延迟扩展位于图2中的阴影区域，对于LTF1符号来说其最佳符号定时同步位置位于长度为L的区域。如果LTF1的同步位置向左移，则会引入STF字段的多径扩展，产生符号间干扰(ISI)。同样，若果LTF1的同步位置向右移，则会把SIGCP中的一些数据点作为LTF2的数据使用，也产生ISI。

假设没有载波频偏存在，则通过(8)式可以在符号定时同步位置n处得到一个噪声的功率式中N为LTF字段的长度，和为接收到的LTF字段数据，ω₁和ω₂分别为和字段处的噪声分量。如果开窗位置处于图3中的最佳同步位置范围内，则ω₁和ω₂都是平均功率为的噪声分量。如果定时同步位置左移进入STF的时域扩展区域，则必然使得部分ω₁的功率分量增大，从而使得变大。如果定时同步位置右移，使得LTF2的范围进入SIG CP内，也导致变大。如果同步位置正确，则因为没有引入额外的噪声分量而使得较小。因此，在获得粗符号定时同步位置之后，在一定范围内求得最小的其所处的位置n即为精确符号定时同步位置。

当然，此处所求得的噪声功率也可以通过与接收信号功率的比值即以信噪比的形式表现出来(P_LTF1和P_LTF2分别为接收信号对应于LTF1和LTF2两部分的信号功率)，但通过寻找的最小值与通过寻找SNR(n)的最大值来确定定时同步位置在本质时一样的。

在802.11n中定义了三种帧格式，分别是Legacy模式、HT-Mixed模式和HT-greenfield模式，它们都具有如图3所示的共同特征，图3是根据本发明实施例的802.11n帧格式示意图。帧头部分含有STF字段和LTF字段。其中STF字段由10个完全一样的时域子字段构成，每个子字段STF i(1≤i≤10)在20MHz带宽模式下含有16个基带数据点，在40MHz带宽模式下含有32个基带数据点。而LTF字段含有两个完全相同的字段LTF 1和LTF 2，在LTF前部有一个LTF CP部分，该LTF CP字段是对LTF 1或LTF 2后半部分的拷贝。在20MHz带宽模式下LTF 1和LTF 2各含有64个时域数据点，其LTF CP部分含有32个数据点，SIG CP含有16个基带数据点。在40MHz带宽模式下LTF 1和LTF 2各含有128个时域数据点，LTF CP部分含有64个基带数据点，SIG CP含有32个基带数据点。

在以下实现类型中都以20MHz带宽模式为例，同时设802.11n信号的发射端使用4个天线进行发射。在802.11n中规定的3种帧格式中，Legacy和HT-Mixed格式的帧头中的STF和LTF是Non-HT模式，而HT-Greenfield格式的帧头中的STF和LTF是HT模式。在标准中对Non-HT模式和HT模式OFDM符号的时域循环移位做了如表1和表2定义。

表1对Non-HT部分802.11n所定义的循环移位

表2对HT部分802.11n所定义的循环移位

第一种方式(对应于上述方式1)

图4是根据本发明实施例的4个发射天线所发射的Greenfield格式帧的帧头部分的LTF示意图，如图4所示，多径信道环境下STF10的时延扩展部分如带阴影的三角形所示。若OFDM符号长度为N，该LTF CP具有N/2个数据点，其它SIG CP部分为N/4个数据点。如果信道的多径延迟扩展不超过SIG CP长度，则LTF1的符号定时同步位置必定在LTF CP的后半部分的区间L内选取。

假设此时信号无载波频偏，当获得粗符号定时同步位置之后，接收机获得一个搜索精确符号定时同步位置的区间。若LTF1的符号定时同步位置取在图4中位置n处，按以下顺序进行操作：

首先，用同步位置之前的N/4个数据点 (图4中的N/4点数据块1)替换接收数据点(图4中的N/4点数据块2)；

其次，根据前述公式(8)，有

也可以使用LTF1和LTF2开窗范围内的部分时域数据，

其中0≤M≤N-G，G为SIG CP长度，N为OFDM符号长度。对于20MHz带宽模式，N＝64，G＝16。对于40MHz带宽模式，N＝128，G＝32。

最后，通过计算一定符号定时同步位置范围内的图5是根据本发明实施例的符号定时同步范围内的噪声功率曲线示意图，如图5所示的曲线，选择最小值所在的位置作为最佳符号定时同步位置。

第二种方式(对应于上述方式2)

图6是根据本发明实施例的为Greenfield帧格式的部分帧头结构示意图，如图6所示，有STF8、STF9、STF10、LTF CP和LTF1部分。其中L所示区间为LTF1的正确符号定时同步位置区间。当获得粗符号定时同步位置之后，接收机获得一个搜索精确符号定时同步位置的区间。若此时接收信号无载波频偏，假设当前搜索的同步位置为n，则利用接收数据中的代替公式(8)中的利用代替公式(8)中的得到

其中，N为OFDM符号长度，G为除帧头LTF CP外的其它CP长度。对于20MHz带宽模式，N＝64，G＝16。对于20MHz带宽模式，N＝128，G＝32。

当符号定时同步位置由左向右做搜索计算时，由于LTF CP的左侧数据含有STF10的多径扩展能量，使得在左侧得到的较大，而右侧得到的则处于底部状态。

再考虑使用STF字段的特征，使用代替公式(8)中的rLTF1k，使用替公式(8)中的得到

当符号定时同步位置由左向右做搜索计算时，由于所选取的STF10字段可能会进入LTF CP区间，从而使得在右侧得到的较大，而左侧得到的则处于底部状态。

把得到的两个噪声功率组合起来，得到

通常取α＝1，依然具有图5的特征，寻找其最小值所处的位置即为符号定时同步的最佳位置。

第三种方式(对应于上述方式3)

802.11n系统在有多个发射天线的情况下，各个天线所发射的信号之间需要进行如表1和表2所示的时域循环移位。在用本地生成的LTF符号和接收信号的LTF符号进行互相关计算，以求得信号的多径扩展时会产生“伪多径”现象。图7是根据本发明实施例的为Non-HT模式时得到的LTF互相关结果的示意图；图8是根据本发明实施例的为HT模式时得到的LTF互相关结果的示意图，前者发射端有两个发射天线，后者发射端有四个发射天线，二者都是20MHz带宽模式。图7中因为有-200ns的循环移位，在20MHz带宽模式时，伪多径位置相对于真实信道径位置有4个基带数据点的前移。20MHz带宽模式时，图8中三个伪多径的位置相对于真实信道径位置分别有12、8、4个基带数据点的前移。在进行OFDM符号的定时同步时，由于不能判别伪多径是否存在或哪些径是伪多径，往往会导致定时同步错误。

当获得粗定时同步位置后，用本地LTF符号和接收信号在一定范围内进行滑动互相关，得到

其中*代表共轭，N为当前OFDM符号的长度。当z(n)滑动范围位于LTF1的后部和LTF2的前部时能够得到如图7或图8所示的多径扩展以及各个信道径的能量信息。

有了多径扩展的能量及其延迟信息后，可以使用滑动窗的方法，通过寻找窗内的多径能量最大的位置找到最佳的同步位置基准，图9是根据本发明实施例的用滑动窗寻找同步位置基准的示意图，如图9所示，当802.11n系统只有一个发射天线时，使用一个长度为G+1的滑动窗(G为SIG CP长度)计算当前窗内的能量Ω(n)，通过寻找能量最大的位置可以获得最佳的符号定时同步位置基准。

但是，当802.11n系统有多个发射天线时，其对应信号之间具有相对的时域循环移位，且接收机并不会事先知道信号的发射端有几个发射天线，也不知道当前接收信号是Non-HT模式或HT模式。此时仅仅使用长度为G+1的滑动窗方法会把伪多径的能量也计算在内了，可能导致同步判决错误。

由表1和表2可知，如果多径扩展长度为G，则长度为G+1的滑动窗不足以覆盖伪多径的能量。由于接收机并不知道发射端的发射天线数，可以考虑使用4个长度分别为G+1、G+I₁+1、G+I₂+1和G+I₃+1(对于20MHz带宽模式，I₁＝4、I₂＝8、I₃＝12。对于40MHz带宽模式，I₁＝8、I₂＝16、I₃＝24)的滑动窗分别进行式(15)的计算，即

并分别找到Ω₁(n)、Ω₂(n)、Ω₃(n)和Ω₄(n)最大值所处的位置n_1，max、n_2，max、n_3，max和n_4，max在(在图9中J区间范围内)。

当发射端只有一个发射天线时，由式(16)得到的n_1，max+1为理想定时同步位置基准。当有两个发射天线时，对于Non-HT模式的信号，(17)能够找到理想同步位置基准。而对于HT模式信号，(18)式能够找到理想同步位置基准。当有3个发射天线时，对于Non-HT模式的信号，(17)依然能够找到理想同步位置基准。而对于HT模式信号，依然能够使用(18)式。当有4个发射天线时，因Non-HT模式的信号的最大循环移位在20MHz带宽时有-3个基带数据点的前移，而此时依然使用(17)式在绝大多数情况下都是适用的。对于HT模式信号，通过公式(19)能够找到理想同步位置基准。

尽管以上公式(16,17,18,19)可以覆盖所有情况，但是，最终选择哪个算式的结果作为定时同步位置基准仍然未定。在对接收数据进行载波频偏的精确补偿之后，如图9所示，可以以n_1，max、n_2，max、n_3，max和n_4，max为位置基准，分别使用第一种类型的式(9，10)或第二种类型中的(11，12，13)求得对应同步位置处(在图9中L区间范围内)的噪声功率和并选取噪声功率最小者所对应的同步位置为最佳符号定时同步位置。

通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到根据上述实施例的方法可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件，但很多情况下前者是更佳的实施方式。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质(如ROM/RAM、磁碟、光盘)中，包括若干指令用以使得一台终端设备(可以是手机，计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述的方法。

实施例2

在本实施例中还提供了一种符号定时同步位置的确定装置，该装置用于实现上述实施例及优选实施方式，已经进行过说明的不再赘述。如以下所使用的，术语“模块”可以实现预定功能的软件和/或硬件的组合。尽管以下实施例所描述的装置较佳地以软件来实现，但是硬件，或者软件和硬件的组合的实现也是可能并被构想的。

图10是根据本发明实施例的符号定时同步位置的确定装置的结构示意图，如图10所示，该装置包括：第一获取模块1002，用于获取正交频分多路复用OFDM数字信息系统中数字信号中第一长码部分LTF的字段长度；其中，第一LTF包括第二LTF和第三LTF；第二获取模块1004，与第一获取模块1002耦合连接，用于分别获取第二LTF字段的第一噪声分量和第三LTF字段的第二噪声分量；确定模块1006，与第二获取模块1004耦合连接，用于根据字段长度、第一噪声分量和第二噪声分量确定符号定时同步位置。

可选地，本实施例中的确定模块1006，用于通过以下方式确定符号定时同步位置：

可选地，在信道的多径延迟扩展不超过数字信号中信号循环SIG CP的长度的情况下，本实施例中涉及到的确定模块1006用于通过以下方式确定符号定时同步位置：

用同步位置n之前的N/4个数据点替换数字信号中接收数据点

基于上述数据点的替换，公式1变换成如下公式2：

其中，其中0≤M≤N-G，G为SIG CP长度；

进而基于n的不同取值得到多个第一噪声分量和第二噪声分量，进而得到多个噪声功率的取值结果；从多个噪声功率的取值结果中确定最小时n的值为符号定时同步位置。

可选地，本实施例中涉及到的确定模块1004通过以下方式确定符号定时同步位置：

将接收数据中的代替公式(1)中的利用代替公式(1)中的得到公式3：

其中，G为除数字信号中帧头LTF CP外的其它CP长度；

进而，使用代替公式(1)中的使用替公式(1)中的得到公式4：

根据公式3和公式4得到公式5：

其中，α＝1；

可选地，在由多个发射天线的情况下，确定模块用于通过以下方式确定符号定时同步位置：

本地LTF符号和接收信号在一定范围内进行滑动互相关，得到公式6：

其中，*代表共轭；

通过公式7计算当前窗内的能量Ω(n)：

需要说明的是，上述各个模块是可以通过软件或硬件来实现的，对于后者，可以通过以下方式实现，但不限于此：上述模块均位于同一处理器中；或者，上述各个模块以任意组合的形式分别位于不同的处理器中。

实施例3

本发明的实施例还提供了一种存储介质，该存储介质中存储有计算机程序，其中，该计算机程序被设置为运行时执行上述任一项方法实施例中的步骤。

可选地，在本实施例中，上述存储介质可以被设置为存储用于执行以下步骤的计算机程序：

S1，获取正交频分多路复用OFDM数字信息系统中数字信号中第一长码部分LTF的字段长度；其中，第一LTF包括第二LTF和第三LTF；

S2，分别获取第二LTF字段的第一噪声分量和第三LTF字段的第二噪声分量；

S3，根据字段长度、第一噪声分量和第二噪声分量确定符号定时同步位置。

可选地，在本实施例中，上述存储介质可以包括但不限于：U盘、只读存储器(Read-Only Memory，简称为ROM)、随机存取存储器(Random Access Memory，简称为RAM)、移动硬盘、磁碟或者光盘等各种可以存储计算机程序的介质。

显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，并且在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种符号定时同步位置的确定方法，其特征在于，包括：

获取正交频分多路复用OFDM数字信息系统中数字信号中第一长码部分LTF的字段长度；其中，该第一LTF包括第二LTF和第三LTF；

分别获取所述第二LTF字段的第一噪声分量和所述第三LTF字段的第二噪声分量；

根据所述字段长度、所述第一噪声分量和所述第二噪声分量确定符号定时同步位置。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，通过以下方式确定所述符号定时同步位置：

其中，为符号定时同步位置n处的噪声功率、N为所述第一LTF的字段长度，和为接收到的第二LTF和第三LTF的字段数据，ω₁和ω₂为所述第一噪声分量和所述第二噪声分量；n和N为正整数；

基于n的不同取值得到多个第一噪声分量和所述第二噪声分量，进而得到多个噪声功率的取值结果；

从多个噪声功率的取值结果中确定最小时n的值为所述符号定时同步位置。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，在信道的多径延迟扩展不超过所述数字信号中信号循环SIG CP的长度的情况下，通过以下方式确定所述符号定时同步位置：

用同步位置n之前的N/4个数据点替换所述数字信号中接收数据点rn+N-1,rn+N-2，…，rn+3·N/4；

基于上述数据点的替换，所述公式1变换成如下公式2：

其中，其中0≤M≤N-G，G为SIG CP长度；

4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，通过以下方式确定所述符号定时同步位置：

将接收数据中的代替公式(1)中的利用代替公式(1)中的rLTF2k，得到公式3：

其中，G为除所述数字信号中帧头LTF CP外的其它CP长度；

使用代替所述公式(1)中的使用替公式(1)中的rLTF2k，得到公式4：

根据所述公式3和所述公式4得到公式5：

其中，α＝1；

5.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，在有多个发射天线的情况下，通过以下方式确定所述符号定时同步位置：

其中，*代表共轭；

通过公式7计算当前窗内的能量Ω(n)：

基于n的不同取值得到多个第一噪声分量和所述第二噪声分量，进而得到多个当前窗内的能量Ω(n)的取值结果；

从多个当前窗内的能量Ω(n)的取值结果中确定Ω(n)最大时n的值为所述符号定时同步位置。

6.一种符号定时同步位置的确定装置，其特征在于，包括：

第一获取模块，用于获取正交频分多路复用OFDM数字信息系统中数字信号中第一长码部分LTF的字段长度；其中，该第一LTF包括第二LTF和第三LTF；

第二获取模块，用于分别获取所述第二LTF字段的第一噪声分量和所述第三LTF字段的第二噪声分量；

确定模块，用于根据所述字段长度、所述第一噪声分量和所述第二噪声分量确定符号定时同步位置。

7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述确定模块，用于通过以下方式确定所述符号定时同步位置：

8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，在信道的多径延迟扩展不超过所述数字信号中信号循环SIG CP的长度的情况下，所述确定模块用于通过以下方式确定所述符号定时同步位置：

基于上述数据点的替换，所述公式1变换成如下公式2：

其中，其中0≤M≤N-G，G为SIG CP长度；

9.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述确定模块通过以下方式确定所述符号定时同步位置：

其中，G为除所述数字信号中帧头LTF CP外的其它CP长度；

根据所述公式3和所述公式4得到公式5：

其中，α＝1；

10.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，在有多个发射天线的情况下，所述确定模块用于通过以下方式确定所述符号定时同步位置：

其中，*代表共轭；

通过公式7计算当前窗内的能量Ω(n)：

11.一种存储介质，其特征在于，所述存储介质中存储有计算机程序，其中，所述计算机程序被设置为运行时执行所述权利要求1至5任一项中所述的方法。